JP2013078214A - 永久磁石同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石同期電動機の電気的定数に設定誤差が存在しても最大トルク／電流制御を実現する。
【解決手段】実施形態によれば、比例制御器と積分制御器の出力の和に非干渉化のためのフィードフォワード項を加算するフィードフォワード制御手段と、積分制御器の出力を用いて回転子速度および回転子位置を推定する推定手段と、電動機に流れる電流を最小としながら最大のトルクを得る最大トルク／電流制御の制御式に電動機の電気的定数を適用して補正前Ｄ軸電流指令値を出力するＤ軸電流指令手段と、最大トルク／電流制御を実行する場合に補正前Ｄ軸電流指令値の設定ずれを補正可能なように決定された補正角ΔθCompとＱ軸電流指令値ＩqRefを用いて、ＩdRef′＝ＩdRefｃｏｓΔθComp−ＩqRefｓｉｎΔθCompにより補正前Ｄ軸電流指令値ＩdRefを補正してＤ軸電流指令値ＩdRef′を出力する電流位相補正手段とを備えた。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、センサレス制御を行う永久磁石同期電動機の制御装置に関する。

永久磁石同期電動機は、無負荷電流がない、二次側銅損がないなどの特性を有しており、広く普及している誘導電動機と比較して高効率である。埋込形永久磁石同期電動機のように突極性を有する電動機の場合には、リラクタンストルクを利用することで、さらに高効率に制御することが可能となる。その一つの手段として、ある限られた電流量によって最大限のトルクを得ることができる最大トルク／電流制御を実現できれば、電動機の銅損を最小化できるばかりでなく、電動機を駆動する電力変換機の損失も低減することが可能となり、電動機駆動装置としてより高効率のシステムを構築できる。

図８は、突極性を有する永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）に対する最大トルク／電流制御の駆動システムを示している。電圧形ＰＷＭインバータ１は、電動機２に対し交流電圧を出力する。座標変換器４は、電流検出器３による検出電流から同期座標軸上のＤ軸電流ｉｄとＱ軸電流ｉｑを得る。位相検出器５および速度検出器６は、それぞれレゾルバやＰＧ（Pulse Generator）から構成されるセンサ７の信号に基づいて回転子の磁束位置θおよび回転速度ωを検出する。

ＰＩ補償器８は、速度偏差に対するＰＩ補償演算を実行してＱ軸電流指令ＩqRefを出力し、Ｄ軸電流指令器９は、最大トルク／電流制御に必要な励磁電流成分であるＤ軸電流指令ＩdRefを出力する。補償器１０、１１は、それぞれＤ軸電流偏差、Ｑ軸電流偏差に対する補償演算を実行してＤ軸電圧指令ＶdRef、Ｑ軸電圧指令ＶqRefを出力する。座標変換器１２は、これらＤ軸電圧指令ＶdRefとＱ軸電圧指令ＶqRefから静止座標軸上の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを得る。

最大トルク／電流制御に必要なＤ軸電流ｉｄは、一般に（１）式で示すように知られている。

この（１）式は、永久磁石による電機子巻線鎖交磁束φ（以下、磁束φという）が既知であり、その磁束方向をＤ軸と定義した場合において、Ｄ軸インダクタンスＬｄとＱ軸インダクタンスＬｑが既知のとき、最小の電流値で最大のトルクを得るために流すべきＤ軸電流ｉｄとＱ軸電流ｉｑとの関係を表している。突極性を有する永久磁石同期電動機の場合、各相の巻線のインダクタンスは回転子の位置に応じて変化する。各相の方向とＤ軸方向とが一致するときに最小のインダクタンスを示し、直交するときに最大のインダクタンスを示す。従って、インダクタンスを実測する際には、巻線に測定用電流を流し、巻線のインダクタンスの最小値、最大値に相当する値としてＤ軸インダクタンスＬｄ、Ｑ軸インダクタンスＬｑを求めている。

特許第４０３８４１２号公報

武田、他３名、「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」、電気学会論文誌Ｄ、平成６年６月、第１１４巻、第６号、ｐ．６６２−６６７

しかしながら、運転中の電動機の電気的定数は運転条件によって変化する。例えば、電動機のＱ軸インダクタンスＬｑは、トルク電流であるＱ軸電流ｉｑの大きさによって磁気的飽和の影響を受けて変化することが知られている。従って、永久磁石による磁束φ、Ｄ軸インダクタンスＬｄおよびＱ軸インダクタンスＬｑを固定値として（１）式により算出したＤ軸電流ｉｄを用いて制御すると、制御で用いた磁束およびインダクタンスと運転中の電動機の実際の磁束およびインダクタンスとの間に差が生じたときに、最小の電流値で最大トルクを得られないという問題が生じる。

永久磁石同期電動機をセンサレスで制御するシステムでも最大トルク／電流制御を行い、リラクタンストルクを利用してさらに高効率に制御することへの期待は大きい。しかし、センサレス制御では磁束位置および回転速度を検出するセンサを有していないため、何らかの方法で磁束位置を推定して制御しなければならない。例えば、誘起電圧を演算で求め、そのＤ軸成分を０に収束させるように回転速度を推定する方式が知られている。しかし、誘起電圧の推定演算には電動機の電気的定数が用いられるので、それらの設定値と実際値との間に乖離が生じていると、推定された磁束位置および回転速度に誤差が生じる可能性がある。このため、センサレス制御では、最小の電流値で最大トルクを得る最大トルク／電流制御が一層難しくなるという問題がある。

そこで、制御で用いる電動機の電気的定数に設定誤差が存在しても、最大トルク／電流制御を実現できる永久磁石同期電動機の制御装置を提供する。

実施形態の永久磁石同期電動機の制御装置は、電流検出手段、比例制御器および積分制御器、フィードフォワード制御手段、推定手段、Ｄ軸電流指令手段および電流位相補正手段を備えている。

電流検出手段は、永久磁石同期電動機の磁束軸方向成分であるＤ軸電流とこれに直交するトルク軸方向成分であるＱ軸電流とを検出する。比例制御器および積分制御器は、Ｄ軸電流指令値とＤ軸電流検出値との差およびＱ軸電流指令値とＱ軸電流検出値との差を入力とする。フィードフォワード制御手段は、比例制御器と積分制御器の出力の和に予め取得された永久磁石同期電動機の電気的定数に基づき非干渉化のためのフィードフォワード項を加算する。推定手段は、積分制御器の出力を用いて回転子速度および回転子位置を推定する。

Ｄ軸電流指令手段は、永久磁石同期電動機に流れる電流を最小としながら最大のトルクを得る最大トルク／電流制御の制御式に予め取得された永久磁石同期電動機の電気的定数を適用して補正前Ｄ軸電流指令値を出力する。電流位相補正手段は、最大トルク／電流制御を実行する場合に、永久磁石同期電動機の電気的定数の誤差と回転子位置の推定誤差とに基づいて生じる補正前Ｄ軸電流指令値の設定ずれを補正可能なように決定された補正角ΔθCompとＱ軸電流指令値ＩqRefとを用いて、
ＩdRef′＝ＩdRefｃｏｓΔθComp−ＩqRefｓｉｎΔθComp
の補正式により補正前Ｄ軸電流指令値ＩdRefを補正してＤ軸電流指令値ＩdRef′を出力する。

第１の実施形態を示す永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置のブロック構成図 電流指令演算手段のブロック構成図 補正前後の電流ベクトルを示す図 Ｑ軸電流指令を補正しない場合の図３相当図 Ｄ−Ｑ軸とＭ−Ｔ軸との関係を示す図 最小電流で最大トルクとなるときの電流軌跡を示す図 第２の実施形態を示すブロック構成図 従来技術を示す永久磁石同期電動機の最大トルク／電流制御のブロック構成図

（第１の実施形態）
図１ないし図６を参照しながら第１の実施形態を説明する。図１は、永久磁石同期電動機（以下、電動機という）のセンサレス制御装置のブロック構成図である。主回路と座標変換器は図８に示したものと同一構成なので同一符号を付している。制御上用いる電動機２の推定された磁束軸をＤ軸とし、これに直交するトルク軸をＱ軸とする。制御装置２１は、誘起電圧のＤ軸成分を０に収束させることで磁束位置を推定するとともに最大トルク／電流制御を実行する。最大トルク／電流制御は、電動機２に流れる電流（例えば電流実効値）を最小としながら最大の出力トルクを得る制御である。

電圧形ＰＷＭインバータ１は、入力した指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、電動機２に対しＰＷＭ波形を持つ交流電圧を出力する電力変換装置である。電流検出器３は、ホール素子などから構成されており、少なくとも２相の電動機電流を検出する。座標変換器４は、推定された磁束位置θestを入力し、検出電流に対し３相−２相変換および回転座標変換を実行して制御装置内で用いる同期座標軸上のＤ軸電流ｉｄとＱ軸電流ｉｑを演算する。電流検出器３と座標変換器４は電流検出手段を構成する。座標変換器１２は、推定された磁束位置θestを入力し、Ｄ軸電圧指令ＶdRefとＱ軸電圧指令ＶqRefに対し２相−３相変換および回転座標変換を実行して静止座標軸上の指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出する。

減算器２２は、速度指令値ωrefから速度推定値ωestを減算して速度偏差Δωを算出する。ＰＩ補償器２３は、速度偏差Δωに対するＰＩ補償演算を実行してＱ軸電流指令ＩqRefを出力する。電流指令演算手段２４は、図２に示すようにＤ軸電流指令手段２５と電流位相補正手段２６とから構成されており、後述するように最大トルク／電流制御に必要なＤ軸電流指令ＩdRef′とＱ軸電流指令ＩqRef′を出力する。

減算器２８は、ローパスフィルタ２７を通した後のＤ軸電流指令値ＩdRef′とＤ軸電流検出値ｉｄとの差（Ｄ軸電流偏差Δｉｄ）を算出し、減算器３０は、ローパスフィルタ２９を通した後のＱ軸電流指令値ＩqRef′とＱ軸電流検出値ｉｑとの差（Ｑ軸電流偏差Δｉｑ）を算出する。Ｄ軸電流制御の比例制御器３１は、Ｄ軸電流偏差Δｉｄに比例ゲインＫp-dを乗算し、Ｄ軸電流制御の積分制御器３２は、Ｄ軸電流偏差Δｉｄに積分ゲインＫi-dを乗じて積分演算をする。これらのＰＩ補償演算値は加算器３３で加算される。同様に、Ｑ軸電流制御の比例制御器３４は、Ｑ軸電流偏差Δｉｑに比例ゲインＫp-qを乗算し、Ｑ軸電流制御の積分制御器３５は、Ｑ軸電流偏差Δｉｑに積分ゲインＫi-qを乗じて積分演算をする。これらのＰＩ補償演算値は加算器３６で加算される。

フィードフォワード制御手段３７は、電圧ベクトル演算部３８によって電流のフィードフォワード項を演算し、これを加算器３９、４０を用いて加算器３３、３６の出力に加算することで非干渉電流制御を行う。フィードフォワード項として加算する電圧ベクトルの算出には、オートチューニングを実行するなどして予め取得した電動機２の電気的定数である巻線抵抗Ｒ、Ｄ軸インダクタンスＬｄ、Ｑ軸インダクタンスＬｑおよび推定された一次周波数ωstatが用いられる。このうちＱ軸インダクタンスＬｑは、Ｑ軸電流ｉｑの増加に伴う磁気的飽和による変化量が大きい。このため、電動機を駆動する前におけるオートチューニングは、定格Ｑ軸電流を流した状態で行うのが好ましい。加算器３９、４０から出力されるＤ軸電圧指令ＶdRefとＱ軸電圧指令ＶqRefは座標変換器１２に与えられる。

この非干渉電流制御は、電動機２の電圧方程式に基づいた電圧ベクトルを電流制御の出力に加算しているので、電流制御の積分制御器３２、３５には誘起電圧の推定値相当が現れることになる。推定の磁束軸であるＤ軸が実際の磁束方向と一致している場合には、誘起電圧はＱ軸の成分しか現れない。そこで、本センサレス制御は、Ｄ軸成分に現れる誘起電圧成分を０とするように収束演算を行うことにより一次周波数ωstatを推定する。

すなわち、一次周波数推定手段４１は、（２）式および（３）式に示すように、除算器４２を用いて積分制御器３２の出力ｖd-integを積分制御器３５の出力ｖq-integで除して得られる磁束位置推定誤差指標Δθcと、Ｑ軸電流制御の加算器３６の出力ｅｑとを用いて一次周波数ωstatを推定する。

得られた一次周波数ωstatを速度応答と電流応答との間の周波数帯にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ４３を通過させて速度推定値ωest（回転子速度）を得る。また、一次周波数ωstatを積分器４４で積分演算することにより磁束位置θest（回転子位置）が得られる。これら一次周波数推定手段４１とローパスフィルタ４３と積分器４４により推定手段４５が構成されている。

図２に示すＤ軸電流指令手段２５は、（１）式で示した最大トルク／電流制御の関係式に、上記オートチューニングを実行するなどして予め取得した電動機２の電気的定数であるＤ軸インダクタンスＬｄ、Ｑ軸インダクタンスＬｑ、磁束φと、ＰＩ補償器２３から出力されたＱ軸電流指令ＩqRefとを適用してＤ軸電流指令ＩdRef（補正前Ｄ軸電流指令値に相当）を算出する。しかし、電気的定数の設定値と実際値との間に誤差があると、（１）式で算出したＤ軸電流指令ＩdRefをそのまま用いても最小電流値で最大トルクを得られない。さらに、電気的定数の設定値と実際値との間に誤差があると、推定された磁束位置θestにも誤差が生じるので、後述するように最大トルク／電流制御が一層難しくなる。

そこで、電流位相補正手段２６は、Ｄ軸電流指令ＩdRefとＱ軸電流指令ＩqRefとからなる電流ベクトルの位相角を補正する。この補正演算の１つとして、補正前のＤ軸電流指令ＩdRefとＱ軸電流指令ＩqRefとからなる電流ベクトルＩRefを（４）式、（５）式に示すように補正角ΔθCompだけ回転させる方法がある。補正角ΔθCompは、ＥＥＰＲＯＭなどの不揮発性のメモリ２６ａに事前に書き込まれている。ＩdRef′、ＩqRef′は、それぞれ補正演算後のＤ軸電流指令、Ｑ軸電流指令である。Ｄ軸方向からＱ軸方向に回転する向きを電流位相の正方向とした場合、図３は、補正角ΔθCompが正の場合の上記補正方法による補正前後の電流ベクトルＩRef、ＩRef′を示している。

しかし、トルク制御ではなく速度制御システムである場合には、速度制御器であるＰＩ補償器２３から出力されたＱ軸電流指令ＩqRefを変化させると、速度制御ループとの間で干渉を起こす恐れがある。このため、本実施形態のように速度制御システムの場合には、図４に示すように電流ベクトルＩRefを補正角ΔθCompだけ回転させた後、Ｑ軸電流指令を補正前の値のまま維持する方がよい。これを式で示すと（６）式、（７）式のようになる。Ｄ軸電流指令ＩdRefのみを補正した場合、Ｑ軸電流指令ＩqRefは速度制御ループの自動調整機能により必要なトルク電流値に調整される。

運転前のオートチューニング等において、ある程度精度の高い電気的定数が得られている場合には、電流位相の補正角ΔθCompは小さくて済む。この場合には、（６）式に替えて（８）式に示す近似式を用いても十分に調整できる。

なお、上述した座標変換処理、速度制御演算処理、電流指令演算処理、電流制御演算処理、フィードフォワード制御処理、一次周波数推定演算処理等は、予め不揮発性メモリに記憶された制御プログラムに従ってマイクロコンピュータにより実行されるようになっている。

次に、最大トルク／電流制御における電気的定数の誤差と補正角ΔθCompとの関係を詳しく考察する。はじめに、電圧ベクトル演算部３８における電圧ベクトルの演算に用いられる電動機２の電気的定数の設定誤差と推定した磁束位置θとの関係について説明する。負荷量の変化によって電動機２の電流が変化したときに、磁気的飽和によって比較的大きく変化し易いＱ軸インダクタンスＬｑの設定誤差と位置推定誤差Δθとの関係を解析するためである。

解析上、実際の電動機２の磁束軸と推定の磁束軸とを区別するため、実際の電動機の磁束軸をＭ軸と定め、Ｍ軸から９０度進んだ位相にＴ軸を定めた場合、電動機２のＭ−Ｔ軸上における電圧方程式は（９）式に示すように与えられる。φは磁束、ωmeは回転子速度（電気角）である。

制御装置２１によって推定された磁束軸をＤ軸と定め、Ｄ軸から９０度進んだ位相にＱ軸を定め、推定磁束軸の誤差Δθが図５に示すように生じている場合、Ｄ−Ｑ軸上における電動機２の電圧方程式は（１０）式のように表される。

定常的な位置推定誤差を解析するため（１０）式の微分項を無視した場合、（１１）式のように表せる。

電流制御により、Ｄ軸電流ｉｄとＱ軸電流ｉｑはそれぞれの指令値と一致するまで、電流制御器の積分項が変化する。従って、制御装置内でのＤ−Ｑ軸上における電圧指令Ｖdref、Ｖqrefは（１２）式、（１３）式で示す値に収束すると考察される。

磁束位置θの推定誤差Δθが、Ｑ軸インダクタンスＬｑの設定誤差のみで生じていると仮定すると、（１２）式、（１３）式で表されるＤ−Ｑ軸上での電圧指令値Ｖdref、Ｖqrefから非干渉制御のフィードフォワード項を減算した値、すなわち（１４）式、（１５）式で示す値ｅdc、ｅqcが、Ｄ−Ｑ軸上で観測される誘起電圧を表すことになる。ここで、Ｒset、Ｌd-set、Ｌq-setは電気的定数の設定値である。実際の制御装置内では上記減算処理は行われていない。電流制御の積分制御器３２、３５の出力がＤ−Ｑ軸上で観測される誘起電圧となる。

この（１４）式、（１５）式を整理すると（１６）式、（１７）式になる。位置推定誤差Δθが比較的小さいと仮定すると、（１８）式で示す近似式が成立する。この式を整理すると、電動機２の電気的定数の設定誤差による位置推定誤差Δθは（１９）式に示す関係式となる。

この式から、分子に存在する巻線抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒset）とＱ軸インダクタンスの設定誤差（Ｌｑ−Ｌq-set）が位置推定誤差Δθに影響すると考えられる。一次周波数推定手段４１のような誘起電圧に基づいた制御方式は、一般に中高速域の制御としてよく用いられるので、巻線抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒset）の項を無視すると（２０）式が得られる。また、Ｄ軸インダクタンスＬｄは負荷量による変化が小さい。そこで、Ｑ軸インダクタンスＬｑの設定誤差の影響が支配的であると考えると、（２０）式は（２１）式のように表すことができる。

この（２１）式によれば、分母は磁束φの項が支配的なので正となる。分子は、仮にＱ軸インダクタンスの設定値が十分な電流をＱ軸に流さずに測定された値であったとすると、飽和によるＱ軸インダクタンスＬｑの減少によりＬｑ＜Ｌq-setとなる。このとき、位置推定誤差Δθ（＝θest−θ）は負となるため、推定の磁束軸Ｄ−Ｑ軸は実際の磁束軸Ｍ−Ｔ軸よりもΔθだけ遅れた関係となる。

続いて、電動機２の電気的定数の設定に誤差が生じているときに、（１）式に基づく最大トルク／電流制御に及ぼす影響を考察する。図６は、最小電流で最大トルクとなるときの電流軌跡を示している。実線Ａは、位置推定誤差Δθがなく制御装置内で用いる推定のＤ−Ｑ軸と電動機２の実際のＭ−Ｔ軸が一致している場合において、（１）式から得られるＤ軸電流ｉｄの軌跡を示している。Ｄ軸電流ｉｄは、Ｑ軸電流ｉｑが大きくなるほど負の向きに大きくなる。

破線Ｂは、位置推定誤差Δθがなく制御装置内で用いる推定のＤ−Ｑ軸と電動機２の実際のＭ−Ｔ軸が一致している場合において、Ｑ軸インダクタンスＬｑの飽和が進み、その実際値が設定値よりも小さくなった場合の最大トルクを得るＤ軸電流ｉｄの軌跡を示している。すなわち、Ｑ軸インダクタンスＬｑの実際値が飽和により小さくなると、最大トルクを得られるＤ軸電流ｉｄは、Ｑ軸電流ｉｑの増加に伴う負の向きへの変化量が小さくて済むようになる。

説明のため、（２２）式によりａという値を定義する。ここで、φは永久磁石の磁束なので、実際には微小ながら温度変化するがここでは固定値として考える。

Ｑ軸電流ｉｑの増加に伴い飽和が進行すると、Ｑ軸インダクタンスＬｑの実際値は小さくなるので、ａの分母が小さくなりａの値は大きくなる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄの関係は維持されておりａ＞０である。このａを用いると、（１）式は（２３）式のように表せる。

ここで、Ｑ軸電流ｉｑが増加したときに、最大トルクを得るためにＤ軸電流ｉｄをどれほど負の方向に増加させればよいかを示す指標として、（２４）式に示す微分係数を算出する。これによれば、飽和によりaの値が大きくなると、Ｑ軸電流ｉｑの増加に対するＤ軸電流ｉｄの負方向への変化量は小さくてよいことが分かる。これが上述した破線Ｂの特性である。

すなわち、飽和によりＬｑ＜Ｌq-setになっても最大トルク／電流制御を実現するには、（１）式により求めたＤ軸電流指令ＩdRefを用いた電流ベクトルＩRefをＤ−Ｑ軸上で負の位相方向に回転させること、すなわち最大トルクを得るための基準軸である最大トルク軸を負の方向に回転させることが必要になる（補正角ΔθCompは負）。

一方、Ｑ軸インダクタンスＬｑの設定誤差による位置推定誤差Δθを表す（２１）式によれば、負の位置推定誤差Δθが生じると、図６のＤ′−Ｑ′軸とＭ−Ｔ軸とで示すように推定のＤ′−Ｑ′軸が実際のＭ−Ｔ軸に対しΔθだけ遅れた関係となる。従って、負の位置推定誤差Δθを持つＤ′−Ｑ′軸上の制御では、上述した最大トルク軸の負方向への回転処理を行わない場合でも、（１）式に従って制御される電流軌跡は破線Ｃに示すように最大トルクが得られる破線Ｂの軌跡に近づく方向に推移する。しかしながら、飽和の度合い、さらには、飽和によるＱ軸インダクタンスＬｑの設定誤差から生じる位置推定誤差Δθは、駆動する電動機２の特性により変化することから、実際には最大トルク／電流制御を実現させることは難しい。

この問題を解決するために、本実施形態の制御装置２１は、上述したように電動機２の電気的定数の設定誤差と位置推定誤差Δθとに基づいて生じるＤ軸電流指令ＩdRefの設定ずれを補正する電流位相補正手段２６を備えている。また、パラメータとして補正角ΔθCompを有している。例えば図６に示すような関係である場合には、破線Ｂで示した軌跡と破線Ｃで示した軌跡との角度差（＜０）、すなわち実線Ａと破線Ｂとの角度差（＜０）から位置推定誤差Δθ（＜０）を減算して得られる角度（＜０）を補正角ΔθCompに設定すればよい。

電流位相補正手段２６は、（４）式、（５）式に示すように補正前のＤ軸電流指令ＩdRefとＱ軸電流指令ＩqRefとからなる電流ベクトルＩRefを補正角ΔθCompだけ回転させてＤ軸電流指令ＩdRef′、Ｑ軸電流指令ＩqRef′を得る。この補正後の電流指令を用いて電流制御を行うので、突極性がある電動機２について電気的定数の設定に誤差がある場合でも最大トルク／電流制御を実現できる。

この場合、センサレス制御で生じた軸ずれ角Δθも含めて補正角ΔθCompを設定する（補正角ΔθCompからΔθを減算する）ことにより、センサレス制御を採用しても最大トルク／電流制御を実現できる。これにより、電動機２の銅損を最小化できるばかりでなく、電動機２を駆動する電圧形ＰＷＭインバータ１の損失も低減することができ、電動機２の制御装置２１としてより高効率のシステムを構築できる。

さらに、（６）式、（７）式に示すようにＤ軸電流指令ＩdRefのみを補正し、Ｑ軸電流指令ＩqRefを補正しない方法を採用すると、速度制御系との干渉による振動を防止しながら最大トルク／電流制御を実現して高効率運転を行うことができる。また、（６）式に替えて（８）式に示す近似式を採用すれば、補正演算の処理負担を軽減することができる。

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態を示す部分的なブロック構成図である。第１の実施形態と同様に不揮発性のメモリ２６ａには、補正角ΔθCompを含む種々のパラメータが記憶されている。補正角設定手段４６は、電動機２の稼動運転前に負荷機等で所定の負荷を印加する試験運転を実行し、補正角ΔθCompを決定する。すなわち、試験運転において上述した（４）式と（５）式、（６）式と（７）式、（８）式と（７）式の何れかの補正式に適用する補正角ΔθCompの値を徐々に変化させ、電動機２に流れる電流の実効値が最小となる時の補正角ΔθCompをメモリ２６ａに書き込む。

電流位相補正手段２６は、電動機２の稼動運転時において、メモリ２６ａに保存されている補正角ΔθCompを読み出し、その読み出した補正角ΔθCompを上述した補正式に適用する。本実施形態によれば、稼動運転時の電気的定数に設定誤差があっても、その電気的定数に基づいて予め最小電流で最大トルクが得られるように決定した補正角ΔθCompを用いて電流位相を補正するので、試験運転に近い負荷条件である限り最大トルク／電流制御を確実に実現することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について説明する。本実施形態の電流位相補正手段２６は、オートチューニング等の実施により予めメモリ２６ａに記憶されている補正角をΔθComp-Adjust、Ｑ軸電流ｉｑのノミナル値例えば定格電流値をＩq-nominal、Ｑ軸電流指令値をＩqRefとすれば、（２５）式により補正角ΔθCompを決定する。この場合、電動機２に定格電流を流した状態でオートチューニングを行い、定格トルク近傍におけるＱ軸インダクタンスＬｑを得て電気的定数として用いることが好ましい。

本実施形態によれば、負荷量に応じて変化するＱ軸電流指令ＩqRefを用いて補正角ΔθCompの大きさに重み付けする。これにより、Ｑ軸電流の増加に伴い飽和が進むとＱ軸インダクタンスＬｑが減少するという特性に合わせて、飽和が小さい軽負荷時は補正角ΔθCompを小さく、飽和が大きくなる重負荷時は補正角ΔθCompを大きくするという調整を自動的に行うことができる。その結果、電動機２の電気的定数に設定誤差があっても、軽負荷時から重負荷時までの広い領域で精度よく最大トルク／電流制御を実現できる。

（その他の実施形態）
以上説明した複数の実施形態に加えて以下のような構成を採用してもよい。
第２の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせて実施してもよい。
推定手段は、積分制御器３２、３５の少なくとも一方の出力を用いて速度推定値ωestおよび磁束位置θestを推定する構成であれば一次周波数推定手段４１に限られない。
電動機２の電気的定数を得るためのオートチューニングは、実際の稼働負荷を与えた状態で実行してもよい。

以上説明した実施形態によれば、電動機の電気的定数に設定誤差が存在しても、センサレス制御により最大トルク／電流制御を実現できる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、２は永久磁石同期電動機、３は電流検出器（電流検出手段）、４は座標変換器（電流検出手段）、２５はＤ軸電流指令手段、２６は電流位相補正手段、２６ａはメモリ（不揮発性メモリ）、３１、３４は比例制御器、３２、３５は積分制御器、３７はフィードフォワード制御手段、４１は一次周波数推定手段（推定手段）、４６は補正角設定手段である。

Claims (4)

1. 永久磁石同期電動機の磁束軸方向成分であるＤ軸電流とこれに直交するトルク軸方向成分であるＱ軸電流とを検出する電流検出手段と、
   Ｄ軸電流指令値とＤ軸電流検出値との差およびＱ軸電流指令値とＱ軸電流検出値との差を入力とする比例制御器および積分制御器と、
   前記比例制御器と積分制御器の出力の和に予め取得された前記永久磁石同期電動機の電気的定数に基づき非干渉化のためのフィードフォワード項を加算するフィードフォワード制御手段と、
   前記積分制御器の出力を用いて回転子速度および回転子位置を推定する推定手段と、
   前記永久磁石同期電動機に流れる電流を最小としながら最大のトルクを得る最大トルク／電流制御の制御式に予め取得された前記永久磁石同期電動機の電気的定数を適用して補正前Ｄ軸電流指令値を出力するＤ軸電流指令手段と、
   前記最大トルク／電流制御を実行する場合に、前記永久磁石同期電動機の電気的定数の誤差と前記回転子位置の推定誤差とに基づいて生じる前記補正前Ｄ軸電流指令値の設定ずれを補正可能なように決定された補正角ΔθCompと前記Ｑ軸電流指令値ＩqRefとを用いて、
   ＩdRef′＝ＩdRefｃｏｓΔθComp−ＩqRefｓｉｎΔθComp
   の補正式により前記補正前Ｄ軸電流指令値ＩdRefを補正して前記Ｄ軸電流指令値ＩdRef′を出力する電流位相補正手段とを備えていることを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。
2. 前記電流位相補正手段は、補正角ΔθCompの値が小さい場合の近似として、
   ＩdRef′＝ＩdRef−ＩqRefΔθComp
   の補正式により前記補正前Ｄ軸電流指令値ＩdRefを補正して前記Ｄ軸電流指令値ＩdRef′を出力することを特徴とする請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
3. 前記電流位相補正手段は、予め設定された補正角をΔθComp-Adjustとし、Ｑ軸電流のノミナル値をＩq-nominalとし、前記Ｑ軸電流指令値をＩqRefとした場合、
   ΔθComp＝ΔθComp-Adjust×｜ＩqRef｜／Ｉq-nominal
   により前記補正角ΔθCompを決定することを特徴とする請求項１または２記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
4. 不揮発性メモリと、
   前記永久磁石同期電動機の稼動運転前に所定の負荷を印加する試験運転を実行し、前記補正手段の補正式に適用する補正角ΔθCompの値を徐々に変化させ、前記永久磁石同期電動機に流れる電流が最小となる時の補正角を前記不揮発性メモリに保存する補正角設定手段とを備え、
   前記電流位相補正手段は、稼動運転時において、前記不揮発性メモリに保存されている補正角を読み出し、その読み出した補正角に基づいて決定した補正角ΔθCompを前記補正式に適用することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の永久磁石同期電動機の制御装置。

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