JPH04304183A

JPH04304183A - 誘導電動機のベクトル制御装置

Info

Publication number: JPH04304183A
Application number: JP3068122A
Authority: JP
Inventors: Tetsuo Yamada; 哲夫山田
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1991-04-01
Filing date: 1991-04-01
Publication date: 1992-10-27
Anticipated expiration: 2014-08-30
Also published as: JP2943377B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のベクトル制
御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】２次磁束とそれに直交する２次電流を非
干渉に制御する誘導電動機のベクトル制御が広く適用さ
れてきている。

【０００３】このベクトル制御は、３相誘導電動機の場
合電流や磁束を、電源による回転磁界と同速度で回転す
る直交２軸のｄ−ｑ座標系のベクトルとして取り扱い、
演算結果を３相電源の各相の電流指令値に換算して制御
する方法である。

【０００４】その具体的方法について述べると、ｄ−ｑ
座標系での電圧方程式は次の（１）式で表される。

【０００５】

【数１】

【０００６】ただしωｓ＝ω−ωｒ、Ｌσ＝（Ｌ１Ｌ２
−Ｍ２）／Ｌ２である。

【０００７】ここでｖ１ｄ，ｖ１ｑは夫々１次電圧のｄ
，ｑ軸成分、ｉ１ｄ，ｉ１ｑは夫々１次電流のｄ，ｑ軸
成分、λ２ｄ，λ２ｑは夫々２次磁束のｄ，ｑ軸成分、
Ｒ１，Ｒ２は夫々１次，２次抵抗、Ｌ１，Ｌ２，Ｍは夫
々１次，２次，励磁インダクタンス、ω，ωｒ，ωｓは
夫々１次電源角周波数，回転子角周波数，すべり角周波
数、Ｐはｄ／ｄｔを表すものである。

【０００８】ｄ−ｑ座標系においてｄ軸を二次磁束上に
とればλ２ｑ＝０となる。このときλ２ｄ＝Φ２＝一定
、ｉ２ｄ＝０、ｉ２ｑ＝ｉ２となり直流機と同様なトル
クと磁束の直交制御が可能となる。

【０００９】一方二次磁束は次の関係がある。

【００１０】

【数２】

【００１１】ベクトル制御条件よりｉ２ｄ＝０であり、
（２）式からλ２ｄ＝Ｍｉ１ｄとなる。

【００１２】また、λ２ｑ＝０より、ｉ１ｑ＝−Ｌ２／
Ｍ・ｉ２ｑとなり、ｉ１ｑはトルク電流と比例する。

【００１３】次に（１）式４行目より（３）式が得られ
、この（３）式からすべり角周波数の条件を求めると、
ωｓは（４）式で表される。

【００１４】

【数３】

【００１５】以上がｄ軸上に二次磁束が一致するように
制御したときのベクトル制御条件である。従ってベクト
ル制御を行うためにはｉ１ｄをλ２ｄ／Ｍに設定し、ω
ｓを（４）式が成り立つように制御することが必要であ
る。

【００１６】ここですべり角周波数ωｓの演算に用いる
２次抵抗Ｒ２は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温
度変化により抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧
に基づいて抵抗値の変化分を推定し、この変化分により
すべり角周波数ωｓの目標値を修正して、２次抵抗変化
による発生トルク変動を補償する必要がある。仮に２次
抵抗の変化分を無視したとすると、トルク制御精度やト
ルク応答が悪化する。このような２次抵抗の変化分の推
定を例えばインバータの出力電圧そのままを用いると１
次抵抗の変化分が取り込まれてしまうため、推定に用い
る信号としては、１次抵抗に左右されない信号であるこ
とが望ましい。

【００１７】こうしたことから図８に示す制御回路が既
に提案されている。図中１は励磁分電流指令部であり、
角周波数ωｒがある値を越えるまでλ２ｄ＊／Ｍ＊をｉ
１ｄの目標値ｉ１ｄ＊とし、ωｒがある値を越えるとｉ
１ｄ＊を小さくする。以下目標値あるいは理想値を＊を
付して示すと、速度指令ωｒ＊及びωｒの偏差分を速度
アンプ２を通じてｉ１ｑ＊とし、ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊に
基づいてｄ−ｑ軸上の一次電圧の理想値ｖ１ｄ＊，ｖ１
ｑ＊を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電圧
変動分の補正をｉ１ｄ＊＝ｉ１ｄ、ｉ１ｑ＊＝ｉ１ｑと
なるように制御すると、ｉ１ｄ＊＝ｉ１ｄを制御するＰ
Ｉアンプ３１にはΔｖ１ｄが得られ、ｉ１ｑ＊＝ｉ１ｑ
を制御するＰＩアンプ３２にはΔｖ１ｑが得られる。Δ
ｖ１ｄ，Δｖ１ｑには一次抵抗と二次抵抗の変化による
電圧変動分を共に含んでいるため、一次抵抗変化による
電圧変動を含まない成分を求めることにより二次抵抗変
化の補償を行えば、一次抵抗変化に影響されない補償が
可能となる。そこで一次電流Ｉ１のベクトル上に基準軸
γを置いた回転座標γ−δ軸をとり、このδ軸の一次電
圧変動分Δｖ１δをすべり補正演算部３３で求めている
。このΔｖ１δは一次抵抗Ｒ１を含まない式で表され、
従って一次抵抗Ｒ１の影響を受けない。Δｖ１δについ
ては本発明でも用いるので、本発明の内容説明の項にて
詳述する。

【００１８】図６はｄ−ｑ軸及びγ−δ軸と電圧、電流
との関係を示すベクトル図、図７は一次電圧変動分を示
すベクトル図であり、図中Ｖ１、Ｅは夫々一次電圧、二
次電圧、Δｖ１は一次電圧変動分、Δｖ１γ，Δｖ１δ
は夫々その変動分のγ軸成分、δ軸成分、ψはγ軸とｄ
軸との位相差、Ｉ０は励磁分電流、Ｉ２はトルク分電流
である。Δｖ１δは次の（５）式により表される。

【００１９】 Δｖ１δ＝−Δｖ１ｄ・ｓｉｎψ＋Δｖ１ｑｃｏｓψ…
（５）ただしｃｏｓψ＝Ｉ０／Ｉ１＝ｉ１ｄ／ｉ１γ、
ｓｉｎψ＝Ｉ２／Ｉ１＝ｉ１ｑ／ｉ１γ そしてすべり補正演算部３３ではΔｖ１δに基づいて２
次抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωｓ
を演算で求め、すべり角周波数演算部３４で求めたωｓ
＊とΔωｓとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、
これに回転子角周波数ωｒを加算して一次電圧の角周波
数ω＝ｄθ／ｄｔの目標値としている。図８中３５は極
座標変換部、３６は座標変換部、４１はＰＷＭ回路、４
２はインバータ、ＩＭは誘導電動機、ＰＰはパルスピッ
クアップ部、４３は速度検出部である。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】（ａ）一次電圧変動分
Δｖ１ｄ，Δｖ１ｑは一次抵抗の変動分及び二次抵抗の
変動分を共に含んでいるため、図８の回路では、すべり
補正演算部３３にてΔｖ１ｄ，Δｖ１ｑから更に一次抵
抗変化の影響を受けないΔ１δを算出し、更にこのΔｖ
１δからΔωｒを算出している。

【００２１】（ｂ）界磁制御を行う場合にはλ２ｄとｉ
１ｄとは（１）式３行目より次の（６）式の関係にある
。また、λ２ｑ＝０であるから（７）式が成り立つ。

【００２２】

【数４】

【００２３】（７）式より界磁制御時にはｉ１ｄはλ２
ｄの変化に対して一次進みで制御されることがわかる。つまり界磁指令λ２ｄ＊が変化しているときはλ２ｄ＝
Ｍｉ１ｄは成り立たない。

【００２４】しかしながら従来の回路では、界磁制御に
対しては考慮していないため、励磁電流ｉ１ｄを一定と
して、つまりｉ１ｄ＝λ２ｄ／Ｍとして理論的展開を行
い、すべり補正演算を実行していた。このため界磁制御
領域では、すべり角周波数の設定値を正確に演算するこ
とができず、有効な方法ではなかった。ベクトル制御に
用いる誘導電動機の等価回路は図３に示すように構成さ
れ、励磁インダクタンスＭ′は周波数と励磁電流により
変化し、図１７のような特性をしめす。そのためＭ′と
Ｉ０比を一定値として制御すると正確なトルク制御が不
可能となる。特に、定出力領域でのＭ′変動は大きく、
定出力でのトルク精度が低下するおそれがある。

【００２５】本発明の目的は、全運転範囲で励磁インダ
クタンスの変動を補償することにより、トルク制御精度
の向上を図るようにしたベクトル制御装置を提供するこ
とにある。

【００２６】

【課題を解決するための手段及び作用】既述したように
二次抵抗のみならず一次抵抗も温度により変化するため
一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵抗補償を行うこと
が理想的である。ここに本発明では図８の回路と同様に
一次電圧のδ軸成分の変動量Δｖ１δを用いると共に、
更に一歩進めた制御方式を採用した。

【００２７】即ち図８に示すベクトル制御では回転座標
ｄ−ｑ軸のｄ軸を二次磁束と同一軸とすることにより、
励磁電流ｉ１ｄ、トルク電流ｉ１ｑの直交性を保つよう
に制御していた。

【００２８】今回、この回転座標をγ−δ軸としてγ軸
を一次電流Ｉ１上に設定して制御する方法を検討した。ただし、ベクトル制御を行うためには当然ｄ−ｑ軸上で
の制御が必要であるため、電源角周波数ω０と同一速度
で回転し、位相の異なるｄ−ｑ軸とγ−δ軸を併用する
新制御方式とした。

【００２９】一次電流Ｉ１を基準としたγ−δ軸上で考
えた場合、二次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変
動分Δｖ１δで検出すると、一次抵抗による電圧変動分
を含まない電圧成分となるためロバスト性のある二次抵
抗補償が可能となる。

【００３０】そのため、γ−δ軸上での理想一次電圧ｖ
１γ＊，ｖ１δ＊を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変
化による電圧変動分の補正をｉ１γ＝Ｉ１、ｉ１δ＝０
となるように制御することにより実行する。このように
制御することにより、ｉ１γ＝Ｉ１を制御するＰＩアン
プ出力にはΔｖ１γが得られ、ｉ１δ＝０を制御するＰ
Ｉアンプ出力にはΔｖ１δが得られる。Δｖ１δには一
次抵抗変化による電圧成分が含まれていないので、二次
抵抗変化の補償に使用することが可能である。つまり、
Δｖ１δを用いて二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵
抗変化に左右されない理想的な補償を行うことができる
。

【００３１】このように、一次電流Ｉ１を基準値とした
γ−δ軸を用いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次
電圧変動データがδ軸に直接得られるという利点を有す
る。

【００３２】また本発明では、先の（７）式から界磁指
令λ２ｄ＊が変化しているときにはλ２ｄ＝Ｍｉ１ｄは
成り立たないので、λ２ｄ／Ｍとｉ１ｄとは区別して使
用している。

【００３３】以下に本発明を具体的に詳述する。

【００３４】（Ａ）γ−δ軸を用いた場合のベクトル制御条件図３は
誘導電動機の非対称Ｔ−Ｉ形等価回路、図４はこの等価
回路に対応するベクトル図である。

【００３５】今γ軸を一次電流Ｉ１上にとればｉ１γ＝
Ｉ１、ｉ１δ＝０となる。γ−δ軸においても「従来技
術」の項で示した（１）式と同様の式が成り立つので（
１）式のｄ，ｑを夫々γ，δに変更すると、（１）式の
３，４行目から（８），（９）式が成り立つ。

【００３６】

【数５】

【００３７】Ｐを含んだ項を除去すれば常に成立するω
ｓの条件が求められる。（９）式より次式が求められる
。

【００３８】Ｒ２／Ｌ２＋Ｐ＝−λ２γ・ωｓ／λ２δ……（１０）
（１０）式を（８）式に代入すると次式が得られ、従っ
て（１１）式が成り立つ。

【００３９】

【数６】

【００４０】ここで、λ２ｄとλ２γ，λ２δの関係は
次のようになる。

【００４１】 λ２γ＝λ２ｄｃｏｓψ、λ２δ＝−λ２ｄｓｉｎψ…
…（１２）λ２γ２＋λ２δ２＝λ２ｄ２……（１３）
（１２），（１３）式を（１１）式に代入すると次式が
得られる。

【００４２】

【数７】

【００４３】以上のようにγ軸を一次電流Ｉ１上にとっ
てｉ１γ＝Ｉ１、ｉ１δ＝０となるように制御し、かつ
ｄ−ｑ軸上でのベクトル制御条件を満足するようにすれ
ばωｓは「従来技術」の項の（４）式と同一の式で表さ
れ、同一の条件が得られることが分かった。ただし界磁
制御領域を考慮してλ２ｄ≠Ｍｉ１ｄとして取り扱えば
、（１４）式の１段目の式と図３の等価回路からＲ２／
Ｌ２はＲ２′／Ｍ′になるからωｓは（１５）式のよう
に表される。

【００４４】

【数８】

【００４５】（Ｂ）γ−δ軸における理想電圧γ−δ軸
ではｉ１γ＊＝Ｉ１、ｉ１δ＊＝０と制御されるので、
これを考慮して（１）式を変形すると次の（１６）式が
得られる。（１６）式でＰの付いている項を省略すると
（１７）式が得られる。

【００４６】

【数９】

【００４７】ここでベクトル制御条件成立時は（１８）
式が成立する。（１８）式が成立することによって（１
９）式が得られる。

【００４８】

【数１０】

【００４９】トルク電流指令ｉ１ｑ＊が急変したときや
界磁制御に入って励磁電流指令ｉ１ｄ＊が変化するとき
には，（１６）式のＬσにかかっているＰｉ１γの項を
無視することができない。このＰ項を考慮したときの理
想電圧は次のようになる。

【００５０】

【数１１】

【００５１】（Ｃ）二次抵抗変化時の二次磁束変動二次
抵抗が変化したときの二次磁束変動について検討する。（１）式の３，４行目より次式が得られる。

【００５２】

【数１２】

【００５３】（２１），（２２）式にＬ２／Ｒ２をかけ
ると次のようになる。

【００５４】

【数１３】

【００５５】（２３），（２４）式よりλ２γを求める
と、（２３）×（１＋Ｌ２Ｐ／Ｒ２）は（２５）式とな
り、（２４）×Ｌ２ωｓ／Ｒ２は（２６）式となる。ま
た、（２５）＋（２６）よりλ２γは（２７）式のよう
になる。

【００５６】次に、（２３），（２４）式よりλ２δを
求めると、（２３）×Ｌ２ωｓ／Ｒ２は（２８）式とな
り、（２４）×（１＋Ｌ２Ｐ／Ｒ２）は（２９）式とな
る。また、（２９）−（２８）よりλ２δを求めると（
３０）式のようになる。

【００５７】

【数１４】

【００５８】ここで次の仮定をおく。

【００５９】（イ）電流は指令値通り流れるように制御
されているとして、ｉ１γ＊＝ｉ１γ、ｉ１δ＊＝ｉ１
δ＝０とする。またｄ−ｑ軸上での電流はｉ１ｄ＊＝ｉ
１ｄ、ｉ１ｑ＊＝ｉ１ｑとする。

【００６０】（ロ）二次抵抗変化分をＫとするとＲ２＝
（１＋Ｋ）Ｒ２＊となるから（２７），（３０）式にあ
るＬ２ωｓ／Ｒ２は次のように表すことができる。

【００６１】

【数１５】

【００６２】（ハ）励磁電流は（７）式で示されるよう
に制御されているとし、従って（３２）式が成り立つ。

【００６３】

【数１６】

【００６４】（ニ）二次抵抗補償を行うものとして、１
＋Ｌ２Ｐ／Ｒ２の過渡項の時定数Ｌ２／Ｒ２＝Ｌ２＊／
Ｒ２＊と仮定する。（短時間にＲ２は変化しないとする
。）そのため、次式が成立する。

【００６５】

【数１７】

【００６６】以上の関係式を（２７），（３０）式に代
入して変形すると（３４），（３５）式のようになる。ここでγ−δ軸での二次磁束の理想値は（３６）〜（３
８）式で表される。

【００６７】

【数１８】

【００６８】（３４）式の分母、分子にｉ１γ＊を掛け
、（３６）式を用いると、γ軸の二次磁束変動分Δλ２
γは（３９）式のように表される。

【００６９】

【数１９】

【００７０】また（３５）式の分母、分子にｉ１γ＊を
掛け、（３７）式を用いると、δ軸の二次磁束変動分Δ
λ２δは（４０）式のように表される。

【００７１】

【数２０】

【００７２】（Ｄ）二次磁束変動時の一時電圧変動二次
磁束が変動したときの一次電圧は（１６）式より次のよ
うに表すことができる。

【００７３】

【数２１】

【００７４】一次電圧の理想値は（１９）式で表される
ので、（１８）式を考慮した（１９）式と（４１）式と
から、電圧変動分Δｖ１γ，Δｖ１δは次のようになる
。ただしΔλ２δ，Δλ２γの展開は夫々（４０），（３
９）　式を利用している。

【００７５】

【数２２】

【００７６】ここでｖ１γにはＲ１ｉ１γ＊の成分を含
んでいるため、一次抵抗Ｒ１の変化による電圧変動もｖ
１γは含むことになる。そのため、一次抵抗Ｒ１の変化
も考慮すると（４２）式は次のようになる。ただしＫ１
は一次抵抗変化分である。

【００７７】

【数２３】

【００７８】以上より、Δｖ１γには一次抵抗Ｒ１の変
動分を含むため、二次抵抗Ｒ２変化の補償に使用するに
は不適当である。一方Δｖ１δにはＲ１の成分を含んで
いないため、二次抵抗変化による電圧変動成分と考えら
れる。従って、δ軸の一次電圧ｖ１δの変動分Δｖ１δ
を検出して二次抵抗補償を行えば、一次抵抗Ｒ１の影響
を含んでいないので次のような利点がある。

【００７９】（イ）一次抵抗Ｒ１の温度変化の影響を受
けることなく二次抵抗補償を行うことができる。

【００８０】（ロ）低速域ではＲ１の電圧降下分の影響
が大きくなるが、δ軸の一次電圧ｖ１δにはＲ１の電圧
降下分を含んでいないので、低速域でも二次抵抗補償を
正確に行うことが可能となる。

【００８１】（ハ）Δｖ１δより二次抵抗補償を行えば
、Δｖ１γにはＲ１変化分による電圧成分のみが発生す
る。これにより、Ｒ１の推定が可能となる。Ｒ１は一次
抵抗ケーブルの抵抗分デッドタイムの電圧降下分主回路
素子のＶＣＥ分などを含んだものと考えられる。

【００８２】（Ｅ）二次抵抗変化分Ｋの算出（４３）式
を変形すると次の（４５）式が得られる。

【００８３】

【数２４】

【００８４】従ってδ軸の一次電圧変動分Δｖ１δが検
出できれば（４５）式より二次抵抗変化分Ｋを求めるこ
とができる。

【００８５】（Ｆ）無負荷運転時の一次抵抗と励磁インダクタンスの
同定法本発明では二次抵抗変化の補償に加えて下記のように一
次抵抗と励磁インダクタンスとの同定を行うこともでき
る。励磁インダクタンスが変化すると励磁電流とトルク
電流の分流比が変化して一次電圧も変化する。一次電圧
は二次抵抗が変化しても同様に変化するため、励磁イン
ダクタンスＭと二次抵抗Ｒ２の変化を区別することがで
きない。しかし無負荷運転時はトルク電流ｉ１ｑ＝０と
なるので一次電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れな
い。そこで無負荷運転時の一次電圧変動を用いて励磁イ
ンダクタンスの補償を行うことができる。

【００８６】無負荷運転時のベクトル図はＴ−Ｉ形等価
回路より図５のように表すことができる。無負荷運転時
はトルク電流ｉ１ｑ＝０のため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸は
一致する。そこでｄ−ｑ軸で考える。無負荷運転時の一
次電圧は（１６）式より次のように表すことができる。ただしｉ１ｑ＝０とし、Ｐ項は無視する。

【００８７】

【数２５】

【００８８】ここで次の仮定をおく。

【００８９】（イ）電流は指令値通り流れるように制御
されているとして、ｉ１ｄ＊＝ｉ１ｄとする。

【００９０】（ロ）励磁インダクタンスの変化分をＡＭ
とおく。

【００９１】（ハ）一次抵抗の変化分をＡ１とおく。

【００９２】（ニ）モータ定数の設定値に＊を付ける。

【００９３】（ホ）漏れインダクタンスＬσは小さいと
して変化は無視する。

【００９４】いま無負荷運転時の理想電圧は（４６）式
より次のように表すことができる。

【００９５】

【数２６】

【００９６】一次抵抗変化分Ａ１、励磁インダクタンス
変化分ＡＭを用いて一次電圧を表すと次のようになる。

【００９７】

【数２７】

【００９８】（４７），（４８）式より無負荷運転時の
一次電圧変動分Δｖ１ｄ，Δｖ１ｑは（４９）式のよう
になる。また（４９）式より一次抵抗変化分Ａ１と励磁
インダクタンス変化分ＡＭは（５０）式のようになる。

【００９９】

【数２８】

【０１００】励磁指令が変化しない定常状態ではλ２ｄ
＊＝Ｍ＊ｉ１ｄ＊となるのでＡＭは次のようになる。

【０１０１】

【数２９】

【０１０２】以上より、無負荷運転時の一次電圧変動分
を検出することにより一次抵抗と励磁インダクタンスの
同定が可能であることが分かった。まとめると次のよう
になる。

【０１０３】（イ）ｄ軸の一次電圧変動分Δｖ１ｄより
一次抵抗変化分Ａ１がわかる。

【０１０４】（ロ）ｑ軸の一次電圧変動分Δｖ１ｑより
励磁インダクタンス変化分ＡＭがわかる。

【０１０５】（Ｇ）本発明の手段二次抵抗の目標値Ｒ２＊と実際の二次抵抗とが一致して
いれば（１５）式に基づいてωｓを求め、これをωｓ＊
とすればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこ
で本発明ではΔｖ１δを用いてＫを演算し、このＫによ
りＲ２＊を修正してωｓ＊を求める。ωｓ＊を求めるた
めには、（１５）式より得られる次の（５２）式を用い
る。

【０１０６】

【数３０】

【０１０７】一方一次抵抗も温度により変化するが、Δ
ｖ１δは（４３）式からわかるように一次抵抗の値を含
んでいないので二次抵抗を補償するにあたって一次抵抗
変化に左右されない。この点においては第８図に示した
回路と共通しているが、図８の回路ではｄ−ｑ座標系に
おける電流制御を行っているのに対し、本発明ではγ−
δ座標系における電流制御を基本として一次電圧を制御
し、これにより電流制御アンプ出力にΔｖ１γ，Δｖ１
δを得、このΔｖ１δを用いて二次抵抗を補償するよう
にしている。

【０１０８】具体的には、ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊に基づい
て一次電流のγ軸成分の目標値ｉ１γ＊（＝Ｉ１）及び
前記位相ψを算出する第１の座標変換部と、λ２ｄ＊と
励磁インダクタンスの目標値Ｍ＊との比λ２ｄ＊／Ｍ＊
、第１の座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令
値ω０に基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の目標値ｖ１
γ＊、ｖ１δ＊を夫々算出する手段と、誘導電動機の一
次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分ｉ１γ，ｉ１δ
に変換する第２の座標変換部と、ｉ１γ＊及び一次電流
のδ軸成分の目標値ｉ１δ＊と前記第２の座標変換部よ
りのｉ１γ，ｉ１δとに基づいて、現在の一次電圧のγ
軸成分におけるｖ１γ＊からの変動分Δｖ１γと、現在
の一次電圧のδ軸成分におけるｖ１δ＊からの変動分Δ
ｖ１δとを算出する手段と、ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊，ｉ１
γ＊，λ２ｄ＊、一次電源角周波数ω０、励磁インダク
タンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ１δに基づいて二次抵抗の
設定値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部
とを設け、ｖ１γ＊とΔｖ１γとの加算値を一次電圧の
γ軸成分の目標値ｖ１γとし、またｖ１δ＊とΔｖ１δ
との加算値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ１δとし、
これら目標値ｖ１γ，ｖ１δに基づいて電源電圧を制御
すると共に、前記すべり角周波数演算部により二次時定
数の設定値と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算
結果とに基づいてそのときの二次時定数を求め、この二
次時定数、ｉ１ｑ＊及びλ２ｄ＊／Ｍ＊を用いて演算を
行いうようにしている。また、無負荷運転時にΔｖ１γ
、一次抵抗の設定値Ｒ１＊およびｉ１ｄ＊に基づいて一
次抵抗の設定値に対する変化分を算出すると共に、Δｖ
１δ、Ｍ＊、二次自己インダクタンスＬ２＊、ω０及び
λ２ｄ＊に基づいて励磁インダクタンスの設定値に対す
る変化を算出する同定回路部を設ける。この同定回路部
が算出した励磁インダクタンスの設定値に対する変化分
を全運転範囲の任意の分割数で分割した点における励磁
インダクタンス変化分として前記同定回路部から出力し
てその励磁インダクタンス変化分のデータテーブルを作
成し、そのデータテーブルのデータを直線補間して得た
励磁インダクタンス変換データ部を設ける。このデータ
部からはＭ′変化係数データＫＭ′を出力する。

【０１０９】更に本発明では二次抵抗変化分演算部を用
いる代わりに、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ１
δ＊からの変動分Δｖ１δとこのΔ１δの目標値零との
偏差を入力すると共に、すべり角周波数の目標値ωｓ＊
からの変動分Δωｓを出力するすべり角周波数制御アン
プを設け、このすべり角周波数制御アンプよりのΔωｓ
とすべり角周波数演算部で求めたωｓ＊との加算値をす
べり角周波数の目標値としても同様の作用、効果が得ら
れる。この他、本発明ではすべり角周波数制御アンプに
二次抵抗変化分アンプを設け、このアンプ出力にすべり
周波数設定値を掛算し、得られた値を変動分として求め
、この変動分にωｓ＊を掛算してすべり角周波数として
もよく、また、すべり角周波数制御アンプ及び二次抵抗
変化分アンプにリミッタをかけてもよい。

【０１１０】

【実施例】図１は本発明の第１実施例を示す回路図であ
り、図８と同符号のものは同一部分を示している。１１
は速度検出部４３よりの角周波数ωｒに応じてλ２ｄ＊
／Ｍ＊を出力する二次磁束指令アンプであり、ωｒがあ
る値を越えるまではλ２ｄｏ＊／Ｍ＊を前記ＫＭ′によ
り割算した値を出力し、ωｒがある値を越えて界磁制御
領域に入るとωｒに応じてλ２ｄ＊／Ｍ＊は小さくなる
。１２は（７）式、即ちλ２ｄ＊／Ｍ＊（１＋Ｌ２＊／
Ｒ２＊・Ｓ）の演算を実行する演算部である。

【０１１１】５１は第１の座標変換部であって、ｉ１ｄ
＊、ｉ１ｑ＊に基づいて一次電流Ｉ１を基準軸としたγ
−δ座標におけるｉ１γ＊とｄ軸とγ軸との位相差ψと
を演算する機能を有し、具体的には次式の演算を実行す
る。

【０１１２】

【数３１】

【０１１３】５２は一次電圧の目標値を演算するための
理想電圧演算部であり、第１の座標変換部５１より出力
されたｓｉｎψ、Ｉ１、ｃｏｓψ及び二次磁束指令アン
プ１１よりのλ２ｄ＊／Ｍ＊並びに電源角周波数ω０を
用いて（１９）式の演算を実行し、ｖ１γ＊，ｖ１δ＊
を演算する。なお、理想電圧演算部５２には前記ＫＭ′が供給される
。

【０１１４】６は第２の座標変換部であり、一次電流の
検出値ｉｕ，ｉｗをγ−δ座標の各軸成分ｉ１γ，ｉ１
δに変換する。これらｉ１γ，ｉ１δは夫々目標値ｉ１
γ＊、ｉ１δ＊（＝０）と比較され、その偏差分が夫々
電流制御アンプであるＰＩアンプ７，８に入力される。ＰＩアンプ７，８からは夫々Δｖ１γ，Δｖ１δが出力
され、既述したようにΔｖ１γはｖ１γ＊と、またΔｖ
１δはｖ１δ＊と夫々加算される。９は極座標変換部で
あり、一次電圧のベクトルＶ１の大きさ│Ｖ１│とγ軸
との位相角φとを出力する（図３参照）。この位相角φ
は、ψと後述するθ（＝ω０ｔ）と加算され、これら加
算値と│Ｖ１│とがＰＷＭ回路４１に入力されてＵ、Ｖ
、Ｗ相に対応する一次電圧指令値に変換され、これによ
りインバータ４２の電圧が制御される。

【０１１５】１０は二次抵抗変化分演算部であり、λ２
ｄ＊／Ｍ＊，ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊，ω０，ｉ１γ＊及び
Δｖ１δを取り込んで（４５）式の演算を実行して二次
抵抗変化分Ｋを求める部分である。また１１はすべり角
周波数演算部であり、Ｋ，λ２ｄ＊／Ｍ＊及びｉ１ｑ＊
を取り込み（５２）式を実行してωｓを求める機能を有
する。なお、すべり角周波数演算部１１には前記ＫＭ′
が供給される。ところでコンピュータにより図１の回路
の各部の演算を実行する場合には次のようにしてωｓを
算出する。即ちＫの演算やすべり角周波数演算を含む一
連の演算はクロック信号により瞬時に行われ、すべり角
周波数演算部１１における（ｎ−１）回目の演算で求め
た２次抵抗値をｎ回目の演算における設定値とする。ｎ
回目の演算で求めたＫ及びＲ２を夫々Ｋｎ，Ｒ２ｎとし
て表し、Ｒ２ｎの初期値Ｒ２０に予め設定した値Ｒ２＊
を割り当てると、１回目からｎ回目までの演算は次のよ
うになる。

【０１１６】　　１回目　　Ｒ２１＝（１＋Ｋ１）・Ｒ２０＝（１＋
Ｋ１）・Ｒ２＊　　２回目　　Ｒ２２＝（１＋Ｋ２）・
Ｒ２１＝（１＋Ｋ２）・（１＋Ｋ１）・Ｒ２＊　　　　
：　　ｎ回目　　Ｒ２ｎ＝（１＋Ｋｎ）・Ｒ２（ｎ−１）
＝（１＋Ｋｎ）（１＋Ｋｎ−１）…（１＋Ｋ１）・Ｒ２
＊従ってｎ回目の演算で求めるωｓをωｓｎとして表すと
、ωｓｎは次の（５３）式となり、 ωｓｎ＝（１＋Ｋｎ）・ωｓ（ｎ−１）……（５３）（
ｎ−１）回目の演算で求めたωｓ（ｎ−１）を記憶して
おいて、（５３）式により得られたＫｎを用いることに
よりωｓｎが求められる。

【０１１７】この場合初期値ωｓ１はωｓ１＝（１＋Ｋ
１）・Ｒ２＊・１／Ｌ２＊・ｉ１ｑ＊／（λ２ｄ＊／Ｍ
＊）である。こうして得られたωｓと電動機ＩＭの回転
子角周波数検出値ωｒとを加算し、その加算値ω０を電
源角周波数の目標値とする。

【０１１８】１２は同定回路部であり、無負荷運転時に
Δｖ１γ、及びｉ１ｄ＊を取り込んで（５０）式の上段
の式を実行して一次抵抗の変化分Ａ１を算出し、これに
より一次抵抗を同定すると共に、Δｖ１δ，ω０及びλ
２ｄ＊／Ｍ＊を取り込んで（５０）式の下段の式を実行
して励磁インダクタンスの変化分ＡＭを算出し、これに
より励磁インダクタンスＭ２／Ｌ２を同定する機能を有
する。ここで無負荷運転であるか否かの判定及び同定回
路部１２の駆動のタイミングはコンパレータ１３により
行われる。コンパレータ１３は、定格トルク電流を１０
０％とした場合例えばその５％の値を設定値とし、ｉ１
ｑ＊の値と比較して、ｉ１ｑ＊が設定値より低ければ、
無負荷運転と判定して同定回路部１２を駆動すると共に
、この場合には二次抵抗変化の影響が現れないのでその
出力信号により二次抵抗変化分演算部１０を停止させる
。

【０１１９】前記同定回路部１２で算出された励磁イン
ダクタンスの変化分ＡＭは運転範囲のある一点における
測定点のものである。このように、運転範囲のある一点
で得たＡＭではＭ′とＲ２の変動がインピーダンス比と
なり、その区別は次のように非常に難かしい。すなわち
、Ｒ２は温度により変化するが、Ｍ′は周波数と励磁指
令により変化するからである。そのため、この実施例で
は無負荷運転を行い運転範囲の何点かの測定点における
ΔＶ１δを測定し、Ｍ′変動分を同定回路部１２で計算
して、その計算結果を後述の励磁インダクタンス変換デ
ータ部７７に格納する。

【０１２０】そして、動作中はその測定データを用いて
Ｍ′変動補償を行えばよいことになる。具体的には次の
２つの調整を実行する。

【０１２１】（ａ）等価励磁電流指令λ２ｄ＊／Ｍ＊の
Ｍ＊を変化させる（磁束λ２ｄ＊を一定にする。）。こ
れによりＭ′＊＝Ｍ＊と近似する。

【０１２２】（ｂ）γ，δ軸非干渉制御電圧演算に用い
るＭ′＊＝Ｍ２＊／Ｌ２＊を変化させる。

【０１２３】前記Ｍ′は無負荷運転でΔＶ１δを測定し
てその変動分を求める。測定時間を考慮して測定点は、
例えばｎｍａｘ≦１６とする。パネルからの設定は定ト
ルク範囲測定点数ｎＴと定出力範囲測定点数ｎＰとする
。各範囲を上記測定点数の範囲内で分割して測定周波数
を決定する。ここではｎＴ＝２，ｎＰ＝９のときの測定
点の例を図１７（ｂ）に示す。そして、Ｍ′変動分は（
５４）式より求める。

【０１２４】

【数３２】

【０１２５】上記（５４）式を用いて得たＭ′変化係数
データＫＭ′は定トルク範囲でｎＴ点、定出力範囲でｎ
Ｐ点ある。得られた（測定された）ＫＭ′データは図１
８に示すようなデータテーブルにしてイメージデータと
してＲＡＭエリアへ、設定データとしてＥ２ＰＲＯＭに
セーブしておく。図１８に示すデータテーブル化された
ＫＭ′データは定トルク範囲でｎＴ点、定出力範囲でｎ
Ｐ点ある。この中間のデータは出力周波数により直線補
間してＫＭ′データを求める。

【０１２６】前記ＫＭ′データ数は定トルク範囲ｎＴ個
、定出力範囲でｎＰ個存在する。直線補間に使用するω
ｎデータ＝参照アドレスポインタ（ｎ）の定トルク範囲
と定出力範囲は次のようにして求められる。

【０１２７】（ａ）定トルク範囲

【０１２８】

【数３３】

【０１２９】なお、ωＰＵはωのωＴＲＱでの正規化デ
ータである。

【０１３０】（ｂ）定出力範囲

【０１３１】

【数３４】

【０１３２】今、出力角周波数ωのときのＫＭ′は次の
ようにして直線補間する。

【０１３３】以下図１９，図２０を参照して述べる。直
線補間の式は次式で与えられ、（ＫＭ′ｎ＋１−ＫＭ′ｎ）／（ωｎ＋１−ωｎ）＝（
ＫＭ′−ＫＭ′ｎ）／（ω−ωｎ）この式を変形すると、ＫＭ′−ＫＭ′ｎ＝（ＫＭ′ｎ＋１−ＫＭ′ｎ）・（ω
−ωｎ）／（ωｎ＋１−ωｎ）になる。ここで、ａ＝（ω−ωｎ）／（ωｎ＋１−ωｎ
）とおくと、上記式は、ＫＭ′＝ａ・ＫＭ′ｎ＋１＋（１−ａ）・ＫＭ′ｎとな
る。

【０１３４】次に上記で求めたテーブル参照アドレスデ
ータｎ′を用いると上記ａは次のようになる。

【０１３５】ａ＝（ｎ′−ｎ）／（ｎ＋１−ｎ）＝ｎ′−ｎ、１−ａ
＝１−ｎ′＋ｎ＝（ｎ＋１）−ｎ′。

【０１３６】上記の関係を図に示すと図２１のようにな
る。つまり、ＫＭ′データテーブルの参照アドレスデー
タｎ′の整数部はアドレスポインタデータとなり、小数
部は直線補間に用いるａデータとなる。また、小数部を
マイナスにしたものが（１−ａ）データとなる。

【０１３７】以上のようにして同定回路部１２が算出し
た励磁インダクタンスの設定値に対する変化分（変動分
）を全運転範囲の任意の分割数で分割した点における励
磁インダクタンス変化分として同定回路部１２から出力
し、前述したデータテーブルを作成する。そして作成し
たデータテーブルのデータを直線補間して得た励磁イン
ダクタンス変換データ部７７を設ける。このデータ部７
７の出力（ＫＭ′）を、すべり角周波数演算部１１に供
給するとともに、λ２ｄｏ＊／Ｍ＊を割算する手段およ
び一次電圧のγ，δ軸成分の目標値Ｖ１γ＊，Ｖ１δ＊
を夫々算出する手段に設けられた掛算手段に供給する。

【０１３８】以上において、演算部５２でｖ１γ＊を演
算するにあたってＰ項を考慮した（２０）式の演算を行
うために、ｉ１γ＊にかかる項をＲ１＊からＲ１＊（１
＋Ｌσ／Ｒ１＊Ｐ）の一次進みに置き換えるようにすれ
ば、より正確な理想電圧を与えることができ、電流応答
を改善できる。

【０１３９】次に図１の実施例を改良した第２実施例に
ついて述べる。（１６）式より二次磁束の変化を無視す
ると次の（１６ａ）式が得られる。ただしλ２γ，λ２
δは（１８）式を用いてλ２ｄを表している。

【０１４０】

【数３５】

【０１４１】この式からわかるように一次電流が急変し
た場合にその時間的変化率に応じた値だけｖ１γ，ｖ１
δが変化してしまう。即ちｖ１δの変化分の中には二次
抵抗変化分に加えて一次電流の時間的変化率が含まれる
ことになり、ｖ１γの変化分の中には一次抵抗、励磁イ
ンダクタンスの変化分に加えて同様に一次電流の時間的
変化率が含まれることになる。このため図１の第１実施
例では、一次電流の急変時にはその変化分が二次抵抗変
化分として捉えられ、また一次抵抗変化分、励磁インダ
クタンス変化分として捉えられて、補償の正確性が低く
なる。

【０１４２】そこで図１６の第２実施例では、ＬσＰｉ
１γ，ＬσＰｉ１δの項を含んだ一次電圧変動分（これ
をΔｖ１γ，Δｖ１δとする）と、含まない一次電圧変
動分（これをΔｖ１γＩ，Δｖ１δＩとする）との双方
を演算し、前者の値Δｖ１γ，Δｖ１δを用いて一次電
圧を制御すると共に、後者の値Δｖ１γＩ，Δｖ１δＩ
を用いて二次抵抗変化の補償及び一次抵抗等の同定を行
うこととしている。

【０１４３】具体的には、図１６の第２実施例に示すよ
うにＰＩアンプ７については、ＬσＰｉ１γに相当する
（ｉ１γ＊−ｉ１γ）×Ｌσ／Ｔｓを演算する比例要素
７１と（ｉ１γ＊−ｉ１γ）を積分する積分要素７２と
を含み、比例要素７１よりの比例項出力と積分要素７２
よりの積分項出力との和をΔｖ１γとして出力すると共
に、積分項出力をΔｖ１γＩとして出力するように構成
している。またＰＩアンプ８については、ＬσＰｉ１δ
に相当する（ｉ１δ＊−ｉ１δ）×Ｌσ／Ｔｓを演算す
る比例要素８１と（ｉ１γ＊−ｉ１γ）を積分する積分
要素８２とを含み、比例要素８１よりの比例項出力と積
分要素８２よりの積分項出力との和をΔｖ１δとして出
力すると共に、積分要素８２よりの積分項出力をΔｖ１
δＩとして出力するように構成している。ただしＴｓは
演算周期を示し、（ｉ１γ＊−ｉ１γ）／Ｔｓと（ｉ１
δ＊−ｉ１δ）／Ｔｓとは微分要素により演算される。

【０１４４】このような構成によれば一次電流が急変し
たときでもΔｖ１γＩ，Δｖ１δＩにはその影響が現れ
ないため、正確な二次抵抗補償、及び一次電圧の同定等
を行うことができる。

【０１４５】図２は本発明の第３実施例を示す回路図で
あり、二次抵抗変化分演算部１０を用いる代りに電圧変
動分制御アンプであるＰＩアンプ１４を用い、このＰＩ
アンプ１４にΔｖ１δとΔｖ１δの目標値零との偏差を
入力して現在のすべり角周波数における目標値ωｓ＊か
らの変動分Δωｓを出力信号として得ている。そしてす
べり角周波数演算部１５ではＲ２が理想値から変動しな
いと仮定した式

【０１４６】

【数３６】

【０１４７】に基づいてωｓ＊を演算し、このωｓ＊と
Δωｓとの加算値をすべり角周波数の目標値としている
。このような実施例によればすべり角周波数の目標値は二
次抵抗変化に応じて自動的に修正される。なお１４はコ
ンパレータ１６の出力信号によってＰＩアンプ１４の出
力を無効にするためのスイッチ部である。

【０１４８】また図２に示す実施例において、ＰＩアン
プ７，８として夫々図１６に示すＰＩアンプ７，８を用
い、Δｖ１γＩを同定回路部１２に入力すると共に、Δ
ｖ１δ＊とΔｖ１δＩとの偏差をＰＩアンプ１４に入力
すれば、先述したように二次抵抗変化分の補償等を正確
に行うことができる。

【０１４９】次に第４実施例及び第５実施例を図９及び
図１０に示す。第４及び第５実施例において、すべり周
波数は（１５）式に示されている。いま、トルク分電流
指令ｉ１ｑが急変したときや、定出力範囲に入って励磁
電流指令λ２ｄ＊／Ｍ＊が変化したときには、すべり角
周波数ωｓは変化することになる。そこで、二次抵抗変
動補償アンプとしてΔωｓを出力する電圧変動分制御ア
ンプを用いるとｉ１ｑやλ２ｄ＊／Ｍ＊が変化するとΔ
ωｓも変化しなければならない。そのため、トルク電流
指令ｉ１ｑや励磁分電流指令λ２ｄ＊／Ｍ＊が変化した
ときの二次抵抗変動補償の応答が悪くなる。つまり、二
次抵抗補償アンプ出力としては二次抵抗変化分Ｋを直接
出力するようにしておけば、上述の不都合を解消できる
。

【０１５０】そこで、二次抵抗変化分Ｋを用いてすべり
周波数を表すと（５３）式のようになる。

【０１５１】

【数３７】

【０１５２】（５３）式より二次抵抗変化がある一定値
Ｋであるとすると、ｉ１ｑ＊，λ２ｄ＊／Ｍ＊の変化に
よりΔωｓが変化することが分かる。つまり、二次抵抗
補償アンプ（Δωｓを直接得る方式）では過渡応答が悪
化することが分かる。（ｉ１ｑ＊，λ２ｄ＊／Ｍ＊の変
化によりΔωｓアンプ出力も変化しなければならないか
ら）そこで、本実施例では積分項出力（誤差電圧）Δｖ
１δＩと、このΔｖ１δＩの目標値零との偏差から二次
抵抗変化分Ｋを直接出力する補償アンプを設け、この二
次抵抗変化分Ｋを用いて（５３）式よりΔωｓ＝Ｋ×ω
ｓ＊より求め、ωｓ＊を加算することにより、ωｓを求
める。

【０１５３】図９及び図１０は第４実施例及び第５実施
例を示すもので、図９において、７０は二次抵抗変化分
アンプで、このアンプ７０の出力は掛算器７１を介して
すべり角周波数演算部１５の出力ωｓ＊と加算する。掛
算器７１にはωｓ＊が与えられる。図１０はΔｖ１δＩ
＊＝０とΔｖ１δＩとの偏差を二次抵抗変化分アンプ７
０に入力し、そのアンプ出力Ｋを掛算器７１を介して図
９の実施例と同様にすべり角周波数演算部１１の出力ω
ｓ＊と加算するようにしたものである。

【０１５４】上記のように二次抵抗補償アンプ出力とし
て二次抵抗変化分Ｋを得るようにすれば、ωｓ＊が変化
したときでも、アンプ出力Ｋは一定値でもよいことにな
る。そのため、トルク分電流指令ｉ１ｑ＊や励磁分電流
指令λ２ｄ＊／Ｍ＊が変化して、ωｓ＊が急変しても、
二次抵抗補償の応答は良好となる。

【０１５５】次に第６実施例及び第７実施例について述
べる。二次抵抗変動によって発生するδ軸のΔｖ１δは
（４３）式により表すことができる。（４３）式よりΔ
ｖ１δは一次角周波数ωＯに比例して変化することが分
かる。そのため、低周波領域やモータロック時にはωＯ
が非常に小さくなる。これにより、Δｖ１δも非常に小
さな値となる。二次抵抗補償アンプ（Δωｓアンプと二
次抵抗変化分Ｋアンプ）を用いる場合、低周波領域で補
償応答が遅くなる。（ＰＩアンプの入力Δｖ１δやΔｖ
１δＩが微小のためアンプが振れるのに時間がかかる。）本実施例はＰＩアンプのゲインを周波数により可変す
ることにより応答の改善を図るものである。ＰＩアンプ
のゲインは次式により可変させる。Ｋｐ＝Ｋｐ＊×ωＯ
ＴＲＱ／ωＯ、ただし、ＫｐはＰＩアンプゲイン、Ｋｐ
＊はＰＩアンプのωＯＴＲＱ時のゲイン設定値、ωＯＴ
ＲＱは基底角周波数、ωＯは一次角周波数である。また
、ＰＩアンプの安定性を考慮してゲインＫｐ≦リミッタ
≦ＫｐＬＩＭ（ＫｐＬＩＭは可変とする）となるような
リミッタをかける。そして、ωＯが定出力範囲ではωＯ
＝ωＯＴＲＱとし、Ｋｐ＝Ｋｐ＊とする。ここでＰＩア
ンプゲインの構成を示す。

【０１５６】図１１は第６実施例で、図１２は第７実施
例である。両図において、７２がＰＩアンプゲイン、７
３が上下限リミッタである。図１１及び図１２に示すよ
うに構成すれば、ＰＩアンプゲインＫｐを周波数に反比
例して変化させることにより、低速域での補償応答を速
くすることができる。また、上下限リミッタを設けて、
上限リミッタＫｐＬＩＭは安定性を考慮して決定し、下
限リミッタは基底角周波数ωＯＴＲＱ時の設定値Ｋｐ＊
とすることにより、全運転範囲で安定した補償を行うこ
とができる。

【０１５７】次に第８実施例について述べる。二次抵抗
変動によって発生するδ軸のΔｖ１δは低周波数になる
と特にその信号に１ｆのリップルを含んでいる。そのた
め、安定した二次抵抗変動補償を行うにはフィルタを挿
入する必要がある。本実施例ではΔｖ１δに一次遅れの
フィルタを挿入し、そのフィルタ時定数を一次周波数に
反比例して変化させる。次式はフィルタの伝達関数であ
る。Ｇ（Ｓ）＝１／１＋ＳＴ１、Ｔ１＝１／ｆ０＝２π
／ωＯ、ただし、Ｔ１は一次遅れフィルタの時定数、ｆ
０はインバータの出力周波数，ωＯは一次角周波数であ
る。また、フィルタ時定数の上下限リミッタを設けて、二次
抵抗補償の安定化を図る。

【０１５８】図１３は一次遅れフィルタを備えた第８実
施例で、図において、７４は一次遅れフィルタ、７５は
上下限リミッタ、７６は一次遅れフィルタの時定数であ
る。図１３のように一次遅れフィルタ７４を挿入し、フ
ィルタ時定数を周波数に反比例させることにより、補償
の安定化を図ることができる。また、上下限リミッタ７
５を設けて、高速域と極低速域でのフィルタ効果を可変
できるようにしておけば、広範囲に亘って補償の安定化
を図ることができる。

【０１５９】次に第９実施例及び第１０実施例について
述べる。前記第６，第７実施例において述べたように、
（４３）式よりΔｖ１δは一次角周波数ωＯに比例して
変化することが分かる。そのため、低周波数領域やモー
タロック時にはωＯが非常に小さい値となるため、Δｖ
１δも非常に小さい値となる。このような低周波数領域
で二次抵抗補償を行う場合、二次抵抗変化分演算（４５
）式の演算精度が悪くなったり、二次抵抗変化分Ｋアン
プなどのＰＩアンプを用いたときは二次抵抗補償の同定
に時間がかかる（ＰＩアンプの入力Δｖ１δやΔｖ１δ
Ｉが微少のため、アンプが二次抵抗変化分Ｋまで振れる
のに時間がかかる。）などの不具合がある。

【０１６０】そこで、本実施例では低周波領域での二次
抵抗変動補償の精度向上と同定時間を速くさせるように
した。（４３）式に示すようにΔｖ１δはωＯに比例す
る。モータロック時（ωｒ＝０）にはωＯ＝ωｓとなる
ため、すべり角周波数ωｓにΔｖ１δは比例することに
なる。ωｓ＊は次式で表される。

【０１６１】

【数３８】

【０１６２】トルク分電流指令ｉ１ｑ＊が小さい（軽負
時）ときには、ωｓ＊も小さくなり、Δｖ１δも小さい
値となる。Δｖ１δが小さいと、前述のような不具合が
発生する。そこで、鉄鋼ラインの巻取機やエレベータ等
の用途ではモータに機械ブレーキが付属しているため、
モータロック状態での運転が可能となる。このような場
合はモータにブレーキをかけてモータロック状態にし、
トルク分電流指令ｉ１ｑ＊を大きな値（例えば５０〜１
００％程度のトルク分電流指令）にして流してやれば、
ωｓ＊も大きくなり、Δｖ１δも大きい値が得られる。これにより、二次抵抗変化分演算（４５）式や二次抵抗
変化分Ｋアンプを動作させれば、二次抵抗変動補償を精
度良くかつ同定速度を速く実行させることが可能となる
。この初期同定を実行し、二次抵抗補償データをホール
ドしておき、この後ホールドデータを初期値として通常
の運転に入れば、二次抵抗補償同定の時間が不要となり
、高精度なトルク制御が可能となる。

【０１６３】図１４及び図１５は第９，第１０実施例を
示すフローチャートで、図１４が二次抵抗変化分演算の
初期同定フローチャート、図１５が二次抵抗変化分Ｋア
ンプの初期同定フローチャートである。

【０１６４】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、全
運転範囲を任意の点に分割し、各々の点での無負荷運転
時のΔＶ１δまたはΔＶ１δＩを測定し、励磁インダク
タンスの変化データテーブルを作成し、この測定点間を
直線補間した励磁インダクタンスの変化データを用いて
理想電圧演算を実行し、Ｍ＊を励磁インダクタンスデー
タで代用して励磁指令を算出するようにしたので、全運
転範囲で励磁インダクタンス変動の補償を実行すること
により、トルク制御精度の向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示すブロック回路図。

【図２】本発明の第３実施例を示すブロック回路図。

【図３】誘導電動機の等価回路図。

【図４】ベクトル図。

【図５】ベクトル図。

【図６】ベクトル図。

【図７】ベクトル図。

【図８】ベクトル制御装置の比較例を示すブロック回路
図。

【図９】第４実施例の要部ブロック回路図。

【図１０】第５実施例の要部ブロック回路図。

【図１１】第６実施例の要部ブロック回路図。

【図１２】第７実施例の要部ブロック回路図。

【図１３】第８実施例の要部ブロック回路図。

【図１４】第９実施例のフローチャート。

【図１５】第１０実施例のフローチャート。

【図１６】第２実施例のブロック回路図。

【図１７】（ａ）は一次角周波数ω０と励磁インダクタ
ンスＭ′との関係を示す特性図、（ｂ）は一次角周波数
ω０と励磁指令との関係を示す特性図。

【図１８】ＲＡＭエリアへのデータ格納説明図。

【図１９】直線補間の説明図。

【図２０】直線補間の詳細な説明図。

【図２１】直線補間の詳細な説明図。

【符号の説明】

１１…二次磁束指令アンプ１２…演算部２…速度アンプ５１…第１の座標変換部５２…理想電圧演算部６…第２の座標変換部７，８…電流制御アンプであるＰＩアンプ１０…二次抵
抗変化分演算部１１，１５…すべり角周波数演算部１２…同定回路部１４…電圧変動分制御アンプ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　誘導電動機の電源角周波数と同期して
回転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座
標をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸
成分及びｑ軸成分の目標値ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊を夫々算
出する手段と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づ
いてすべり角周波数を演算するすべり角周波数演算部を
備えた誘導電動機のベクトル制御装置において、ｉ１ｄ
＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数に応
じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ２ｄ＊を出力する手
段と、このλ２ｄ＊と微分項とに基づいてｉ１ｄ＊を算
出する手段とを有し、ｄ−ｑ軸に対し位相ψがｔａｎ−
１（ｉ１ｑ＊／ｉ１ｄ＊）異なりかつ一次電流Ｉ１を基
準軸とする座標をγ−δ座標とすると、ｉ１ｄ＊，ｉ１
ｑ＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値ｉ１γ＊（
＝Ｉ１）及び前記位相ψを算出する第１の座標変換部と
、　　λ２ｄ＊と励磁インダクタンスの目標値Ｍ＊との
比λ２ｄ＊／Ｍ＊、第１の座標変換部の演算結果及び電
源角周波数の指令値ω０に基づいて一次電圧のγ，δ軸
成分の目標値ｖ１γ＊，ｖ１δ＊を夫々算出する手段と
、誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成
分ｉ１γ，ｉ１δに変換する第２の座標変換部と、ｉ１
γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ１δ＊と前記第
２の座標変換部よりのｉ１γ，ｉ１δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ１γ＊からの変動分
Δｖ１γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ１δ
＊からの変動分Δｖ１δとを算出する手段と、ｉ１ｄ＊
，ｉ１ｑ＊，ｉ１γ＊，λ２ｄ＊、一次電源角周波数ω
０、励磁インダクタンスの目標値Ｍ＊及びΔｖ１δに基
づいて二次抵抗の目標値に対する変化分を演算する二次
抵抗変化分演算部とを設け、ｖ１γ＊とΔｖ１γとの加
算値を一次電圧のγ軸成分の目標値ｖ１γとし、またｖ
１δ＊Δ１δとの加算値を一次電圧のδ軸成分の目標値
ｖ１δとし、これら目標値ｖ１γ，ｖ１δに基づいて電
源電圧を制御すると共に、前記すべり角周波数演算部は
二次時定数の設定値と前記二次抵抗変化分演算部で得ら
れた演算結果とに基づいてそのときの二次時定数を求め
、この二次時定数、ｉ１ｑ＊及びλ２ｄ＊／Ｍ＊を用い
て演算を行い、無負荷運転時にΔｖ１γ、一次抵抗の，
設定値Ｒ１＊及びｉ１ｄ＊に基づいて一次抵抗の設定値
に対する変化分を算出すると共に、Δｖ１δ、Ｍ＊、二
次自己インダクタンスＬ２＊、ω０及びλ２ｄ＊に基づ
いて励磁インダクタンスの設定値に対する変化分を算出
する同定回路部を設け、前記同定回路部が算出した励磁
インダクタンスの設定値に対する変化分を全運転範囲の
任意の分割数で分割した点における励磁インダクタンス
変化分として前記同定回路部から出力して、その励磁イ
ンダクタンス変化分のデータテーブルを作成し、そのデ
ータテーブルのデータを直線補間して得た励磁インダク
タンス変換データ部を設け、前記励磁インダクタンス変
換データ部の出力をすべり角周波数演算部に与えるとと
もに、前記変換データ部の出力を用いてλ２ｄ＊／Ｍ＊
および前記一次電圧のγ，δ軸成分の目標値ｖ１γ＊，
ｖ１δ＊を夫々算出する手段を変化させるようにしたこ
とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項２】　　請求項１記載の誘導電動機のベクトル
制御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代り
に、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ１δ＊からの
変動分Δｖ１δとこのΔｖ１δの目標値零との偏差を入
力すると共に、すべり角周波数の目標値ωｓ＊からの変
動分Δωｓを出力する電圧変動分制御アンプを設け、こ
の電圧変動分制御アンプよりのΔωｓとすべり角周波数
演算部で求めたωｓ＊との加算値をすべり角周波数の目
標値とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
装置。
【請求項３】　　誘導電動機の電源角周波数と同期して
回転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座
標をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸
成分及びｑ軸成分の目標値ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊を夫々算
出する手段と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づ
いてすべり角周波数を演算するすべり角周波数演算部を
備えた誘導電動機のベクトル制御装置において、ｉ１ｄ
＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数に応
じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ２ｄ＊を出力する手
段と、このλ２ｄ＊と微分項とに基づいてｉ１ｄ＊を算
出する手段とを有し、ｄ−ｑ軸に対し位相ψがｔａｎ−
１（ｉ１ｑ＊／ｉ１ｄ＊）異なりかつ一次電流Ｉ１を基
準軸とする座標をγ−δ座標とすると、ｉ１ｄ＊，ｉ１
ｑ＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値ｉ１γ＊（
＝Ｉ１）及び前記位相ψを算出する第１の座標変換部と
、　　λ２ｄ＊と励磁インダクタンス目標値Ｍ＊との比
λ２ｄ＊／Ｍ＊、第１の座標変換部の演算結果及び電源
角周波数の指令値ω０に基づいて一次電圧のγ，δ軸成
分の目標値ｖ１γ＊，ｖ１δ＊を夫々算出する手段と、
誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
ｉ１γ，ｉ１δに変換する第２の座標変換部と、一次電
流のδ軸成分の目標値ｉ１δ＊と前記第２の座標変換部
よりのｉ１δとの電流偏差の時間的変化率を求めてこれ
と漏れインダクタンスＬσとの積を比例項出力とする比
例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出力とす
る積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出力との
和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ１δ＊から
の電圧変動分Δｖ１δとして出力すると共に、前記積分
項出力をΔｖ１δＩとして出力する電流制御アンプと、
ｉ１γ＊と前記第２の座標変換部よりのｉ１γに基づい
て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ１γ＊からの
変動分Δｖ１γを算出する手段と、ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊
，ｉ１γ＊，λ２ｄ＊、一次電源角周波数ω０、励磁イ
ンダクタンスの目標値Ｍ＊及びΔｖ１δＩに基づいて二
次抵抗の目標値に対する変化分を演算する二次抵抗変化
分演算部とを設け、ｖ１γ＊とΔｖ１γとの加算値を一
次電圧のγ軸成分の目標値ｖ１γとし、またｖ１δ＊Δ
１δとの加算値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ１δと
し、これら目標値ｖ１γ，ｖ１δに基づいて電源電圧を
制御すると共に、前記すべり角周波数演算部は二次時定
数の設定値と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算
結果とに基づいてそのときの二次時定数を求め、この二
次時定数、ｉ１ｑ＊及びλ２ｄ＊／Ｍ＊を用いて演算を
行い、Δｖ１γを算出する手段は、ｉ１γ＊と前記第２
の座標変換部よりのｉ１γとの電流偏差の時間的変化率
を求めて、これと漏れインダクタンスＬσとの積を比例
項出力とする比例要素と、当該電流偏差を積分した値を
積分項出力とする積分要素とを含み、当該比例項出力と
当該積分項出力との和を、現在の一次電圧のγ軸成分に
おけるｖ１γ＊からの電圧変動分Δｖ１γとして出力す
ると共に、当該積分項出力をΔｖ１γＩとして出力する
電流制御アンプにより構成し、無負荷運転時にΔｖ１γ
Ｉ、一次抵抗の設定値Ｒ１＊及びｉ１ｄ＊に基づいて一
次抵抗の設定値に対する変化分を算出すると共に、Δｖ
１δＩ、Ｍ＊、二次自己インダクタンスＬ２＊、ω０及
びλ２ｄ＊に基づいて励磁インダクタンスの設定値に対
する変化分を算出する同定回路部を設け、前記同定回路
部が算出した励磁インダクタンスの設定値に対する変化
分を全運転範囲の任意の分割数で分割した点における励
磁インダクタンス変化分として前記同定回路部から出力
して、その励磁インダクタンス変化分のデータテーブル
を作成し、そのデータテーブルのデータを直線補間して
得た励磁インダクタンス変換データ部を設け、前記励磁
インダクタンス変換データ部の出力をすべり角周波数演
算部に与えるとともに、前記変換データ部の出力を用い
てλ２ｄ＊／Ｍ＊および前記一次電圧のγ，δ軸成分の
目標値ｖ１γ＊，ｖ１δ＊を夫々算出する手段を変化さ
せるようにしたことを特徴とする誘導電動機のベクトル
制御装置。
【請求項４】　　請求項３記載の誘導電動機のベクトル
制御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代り
に、電流制御アンプの積分項出力Δｖ１δＩとこのΔｖ
１δＩの目標値零との偏差を入力すると共に、すべり角
周波数の目標値ωｓ＊からの変動分Δωｓを出力する電
圧変動分制御アンプを設け、この電圧変動分制御アンプ
よりのΔωｓとすべり角周波数演算部で求めたωｓ＊と
の加算値をすべり角周波数の目標値とすることを特徴と
する誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項５】　　請求項１記載の誘導電動機のベクトル
制御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代わ
りに、現在の一次電圧のδ軸成分におけるΔｖ１δ＊か
らの変動分Δｖ１δとこのΔｖ１ｑの目標値零との偏差
を入力すると共に、出力として二次抵抗変化分を直接得
る二次抵抗変化分アンプを設け、このアンプ出力とすべ
り角周波数の目標値ωｓ＊とを掛算することにより、す
べり角周波数の目標値ωｓからの変動分Δωｓを求め、
このΔωｓとすべり角周波数演算部で求めたωｓ＊との
加算値をすべり角周波数の目標値とすることを特徴とす
る誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項６】　　請求項３記載の誘導電動機のベクトル
制御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代わ
りに、電流制御アンプの積分項出力Δｖ１δＩとこのΔ
ｖ１δＩの目標値零との偏差を入力すると共に、出力と
して二次抵抗変化分を直接得る二次抵抗変化分アンプを
設け、このアンプ出力とすべり角周波数の目標値ωｓ＊
とを掛算することにより、すべり角周波数の目標値ωｓ
からの変動分Δωｓを求め、このΔωｓとすべり角周波
数演算部で求めたωｓ＊との加算値をすべり角周波数の
目標値とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制
御装置。
【請求項７】　　請求項２，４記載の誘導電動機のベク
トル制御装置において、電圧変動分制御アンプのゲイン
を一次角周波数に反比例させて変化させると共にそのゲ
インに上下限リミッタをかけたことを特徴とする誘導電
動機のベクトル制御装置。
【請求項８】　　請求項５，６記載の誘導電動機のベク
トル制御装置において、二次抵抗変化アンプのゲインを
一次角周波数に反比例させて変化させると共にそのゲイ
ンに上下限リミッタをかけたことを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。
【請求項９】　　請求項３に記載の誘導電動機のベクト
ル制御装置において、電流制御アンプの積分項出力を二
次抵抗変化分演算部に与える際、前記積分項出力を一次
遅れフィルタを介して与えると共にフィルタ時定数に可
変可能な上下限リミッタを設けたことを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御装置。
【請求項１０】　　請求項１，３記載の誘導電動機のベ
クトル制御装置において、変動分Δｖ１δに基づいて二
次抵抗の設定値に対する変化分を二次抵抗変化分演算部
で演算し、その演算された二次抵抗変化分データを初期
値としてホールド部でホールドし、通常運転に入ったと
き、ホールド部のデータを初期データとして二次抵抗変
化分演算部の出力端に与えたことを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。
【請求項１１】　　請求項５，６記載の誘導電動機のベ
クトル制御装置において、変動分Δｖ１δを二次抵抗変
化分アンプに入力し、アンプ出力に得られた二次抵抗変
化分の初期値データをホールド部にホールドし、通常運
転に入ったとき、ホールド部のデータを初期データとし
て二次抵抗変化分アンプの出力端に与えたことを特徴と
する誘導電動機のベクトル制御装置。