JP3899648B2 - 多重巻線電動機の制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、３相多重巻線電動機の制御方法、詳しくは、３相多重巻線電動機のベクトル制御方法及び２次抵抗変動補償方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
３相多重巻線モータの駆動システムに関しては、特開昭６２−１００１９１号公報，特開昭６３−３０５７９２号公報，その他多くの文献が発表されている。これらはＮ重巻線をＮ台のインバータで駆動することにより、モータの大容量化を可能とする方式である（Ｎ＝２，３，４…）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来多重巻線モータの駆動システムは、Ｎ台のインバータを用いて同一位相の電圧または電流によりＮ重巻線モータを駆動する方式となっている。これらの方式は単にモータの大容量化を目的としたものであり、従来３相モータで行われているような非干渉制御（図２０）では実現できない。
【０００４】
３相モータの非干渉制御の文献例を以下に示す。
【０００５】
文献１
「制御電流源ベクトル制御と制御電圧源ベクトル制御の実用面からみた性能比較」寺嶋，他，電学論Ｄ，１０７巻２号、昭和６２年。
【０００６】
文献２
「低速域と高速域のトルク制御精度を改善した誘導電動機のパラメータ変動補償」山田，他，電学論Ｄ，１１２巻２号，平成４年。
【０００７】
多重巻線モータにおいて、高性能制御を行おうとすると、上記文献１のような非干渉制御による電流応答の改善や、文献２のようなパラメータ変動補償が必要となる。
【０００８】
この発明は、上記課題に鑑みて案出されたものであり、その目的とするところは、３相多重巻線モータの非干渉制御が可能となり、２次磁束と２次電流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる多重巻線電動機の制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
１．３相２重巻線モータのベクトル制御
（１）３相２重巻線モータ
図１に３相２重巻線モータの駆動システム構成を示す。このシステムは、３相誘導モータＩＭの固定子巻線に２組の３相巻線を施し、各組の巻線を別々の電源（インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２）により励磁する方式である。図１は、６極の誘導モータＩＭを考え、３個の巻線Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1を１組として、他の３個の巻線Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2を１組として構成した例である。
【００１０】
（２）２軸上の電圧方程式
上記図１の３相２重巻線誘導モータＩＭを２軸上の巻線モデルで考えると、図２となる。ただし、１ｄ，１ｑ：第１組の固定子巻線（第１巻線）のｄ軸，ｑ軸成分
２ｄ，２ｑ：第２組の固定子巻線（第２巻線）のｄ軸，ｑ軸成分
３ｄ，３ｑ：回転子巻線のｄ，ｑ軸成分
図２において、電源角周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上での電圧方程式を求めると、（１）式となる。（参考文献「固定子鉄損を考慮した誘導電動機の非干渉制御法」水野，他，電学論Ｄ，１０９巻１１号，平成元年）
【００１１】
【数５】
【００１２】
ここに、Ｒ1，Ｌ1：第１巻線の１相分の抵抗及び自己インダクタンス
Ｒ2，Ｌ2：第２巻線の１相分の抵抗及び自己インダクタンス
Ｒ3，Ｌ3：回転子巻線の１相分の抵抗及び自己インダクタンス
Ｍ12，Ｍ13，Ｍ23：各巻線間の相互インダクタンス
Ｓ：すべり， Ｐ＝ｄ／ｄｔ：微分演算子
各巻線は平衝巻線とすると、Ｒ1＝Ｒ2，Ｌ1＝Ｌ2，Ｍ＝Ｍ12 〜Ｍ13 〜Ｍ23となる。また、トルクＴは（２）式で表される。（絶対変換にて）
【００１３】
【数６】
【００１４】
（３）電圧方程式の変形
２次磁束は、（３）式で表すことができる。
【００１５】
【数７】
【００１６】
【数８】
【００１７】
（１）式の電流ベクトルは、（４）式を代入して次のようになる。
【００１８】
【数９】
【００１９】
（５）式を（１）式に代入して変形すると、（１）式のインピータンス行列Ｚ次のようになる。
【００２０】
【数１０】
【００２１】
（１）式は次のようになる。
【００２２】
【数１１】
【００２３】
各巻線は、平衝巻線とすると、
Ｒ1＝Ｒ2，Ｌ1＝Ｌ2，Ｍ＝Ｍ12 〜Ｍ13 〜Ｍ23となる。
【００２４】
【数１２】
【００２５】
となる。 ６式は次のように変形できる。
【００２６】
【数１３】
【００２７】
ここで、電流ベクトルのλ3ｄ，λ3ｑをλ3ｄ／Ｍ，λ3ｑ／Ｍの電流表現に直すと、（７）式は次のようになる。
【００２８】
【数１４】
【００２９】
（４）ベクトル制御条件
いま、ｄ軸を２次磁束上にとると、ベクトル制御条件は、λ3ｄ＝一定，λ3ｑ＝０，ｉ3ｄ＝０となる。
【００３０】
（３）式より、λ3ｑ＝０となるｉ3ｑの条件は次のようになる。
【００３１】
【数１５】
【００３２】
（１０）式がトルク分電流となり、各組のインバータのトルク分電流ｉ1ｑ，ｉ2ｑの和となる。
【００３３】
次に、λ3ｑ＝０が成立するための滑り周波数ωｓの条件は次のようになる。
（８）式第６行目より、
【００３４】
【数１６】
【００３５】
（８）式第５行目より、界磁制御を行うときの励磁電流と２次磁束の関係を求めると、次のようになる。
【００３６】
【数１７】
【００３７】
以上の検討より、３相２重巻線モータでは、各組インバータの励磁分電流，トルク分電流の和を励磁電流，トルク分電流とすることにより、従来のベクトル制御と同一となることが分かる。
【００３８】
また、ベクトル制御が成立しているときのトルクＴは（２）式より次のように求まる。
【００３９】
【数１８】
【００４０】
（９）式を代入すると、トルクも従来のベクトル制御と同一となる。
【００４１】
【数１９】
【００４２】
（５）非干渉制御電圧演算
（８）式より、ベクトル制御条件成立時の定常状態でのｄ，ｑ軸１次電圧の理想電圧を求めると次のようになる。
【００４３】
【数２０】
【００４４】
(１４)式を変形すると次のようになる。
【００４５】
【数２１】
【００４６】
（６）等価回路
１）３相モータ
３相誘導モータのベクトル制御に用いられるＴ−Ｉ形等価回路は図３で表される。また、ベクトル図は図４で表される。
【００４７】
このときのベクトル制御条件成立時の定常状態でのｄ，ｑ軸１次電圧の理想電圧は次式となる。
【００４８】
【数２２】
【００４９】
１４，１５式を比較すると、１４式においてはｄ，ｑ軸支にＭσの項が追加されていることがわかる。また、Ｌσ→ｌ1となっている。
【００５０】
２）３相２重巻線モータ
３相２重巻線モータは、２次回路（回転子）は共通となるので、１４式より図５の等価回路で表すことができる。１４式及び図５の等価回路よりベクトル図を描くと図６となる。
【００５１】
Ｒ1＝Ｒ2，Ｌ1＝Ｌ2，Ｍ＝Ｍ12 〜Ｍ13 〜Ｍ23の平衝巻線とし、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電流がｉ1ｄ＝ｉ2ｄ，ｉ1ｑ＝ｉ2ｑに制御されていれば、ＩＮＶ２の１次電圧Ｖ2はＩＮＶ１の１次電圧Ｖ1と同一のベクトル図となる。
【００５２】
ここで、注意することは、図６において、Ｖ1の中でＥ1はｉ1ｄ＋ｉ2ｄ（励磁電流の和）により決定され、１次インピーダンス電圧降下分（Ｒ1，ｌ1）はＩ1（ｉ1ｄ，ｉ1ｑ）により決定され、相互漏れインダクタンス電圧降下分ＭσはＩ1＋Ｉ2（ｉ1ｄ，ｉ1ｑ，ｉ2ｄ，ｉ2ｑ）により決定される。
【００５３】
（７）制御構成図
以上の検討結果より、３相２重巻線モータを２台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２で駆動するときのベクトル制御回路構成図を描くと図８となる。また、Ｎ重巻線モータとなったときは同様にしてＮ台のインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶＮで駆動し、構成図は図９となる。
【００５４】
３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系と従来３相モータのベクトル制御系（図２０）と異なる点をまとめると、次のようになる。
【００５５】
１） 励磁指令ＩO＊，トルク指令ＩT＊をインバータの台数Ｎにより、１／Ｎした値が各インバータの励磁電流，トルク電流指令となる。
【００５６】
２） 各インバータ制御回路の非干渉制御電圧演算における誘起電圧Ｅの算出においては、全体の励磁指令ＩO＊＝（λ3ｄ／Ｍ）＊＝ｉ1ｄ＊＋ｉ2ｄ＊＋…を用いる。
【００５７】
３） １次インピーダンス電圧降下分（Ｒ1，ｌ1／Ｒ2，ｌ2／…）は各インバータの１次電流（ｉ1ｄ，ｉ1ｑ／ｉ2ｄ，ｉ2ｑ／…）で決定される。
【００５８】
４） 相互漏れインダクタンス電圧降下分Ｍσは、全インバータの１次電流の総和で決定される。
【００５９】
また、１４'式を用いると、非干渉制御演算部を図１０，図１１のように変形してもよい。
【００６０】
定出力領域で界磁弱め制御を行うときや、最大効率制御を行うために磁束を可変とする用途では図８〜図１１における励磁電流指令ＩO＊を（１２）式を用いて求めればよい。そのブロック図を図７に示す。励磁指令（λ3ｄ／Ｍ）＊を１次進み補償することにより、ＩO＊が求められる。
【００６１】
（８）２次抵抗変動補償
図５の等価回路を用いて描いたベクトル図、（図６）において、１次電流Ｉ1，Ｉ2が一定に制御される電流制御状態で２次抵抗Ｒ3が温度変化等により変動すると、Ｍ'とＲ3'／Ｓとのインピーダンス比が変化して誘起電圧Ｅが変動する。Ｅが変動すると、ベクトル制御条件が成立しなくなり、図８〜図１１に示す非干渉電圧演算で行う理想電圧と実際の電圧とが異なることになる。
【００６２】
この電圧変化を補正するために、ｄ軸，ｑ軸ＡＣＲ（電流制御）が動作することになる。つまり、２次抵抗変動に起因する電圧変化を補正するためにＡＣＲアンプが動作する。そこで、ＡＣＲアンプ出力△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑを検出して、その値が零になるようにすべり周波数ωｓを補正すれば、２次抵抗変動補償が可能となる。
【００６３】
ここでは、図８の３層２重巻線モータのベクトル制御系における２次抵抗変動補償方法を説明する。
【００６４】
１）△Ｖ1ｄ＝Ｏに制御する方法
図１２に示すように、２次抵抗変動により生じた△Ｖ1ｄを検出し、△Ｖ1ｄ＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより、２次抵抗変動補償を行う。
【００６５】
【数２３】
【００６６】
２）△Ｖ1ｑ＝Ｏに制御する方法
図１３に示すように、２次抵抗変動により生じた△Ｖ1ｑを検出し、△Ｖ1ｑ＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより２次抵抗変動補償する。
【００６７】
３）｜△Ｖ1｜＝Ｏに制御する方法
図１４に示すように、２次抵抗変動により生じた△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑの２乗和の平方根を求め、｜△Ｖ1｜＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより、２次抵抗変動補償を行う。
【００６８】
【数２４】
【００６９】
４）１次抵抗変動にロバストな２次抵抗変動補償法
上記文献２「低速域と高速域のトルク制御精度を改善した誘導電動機のパラメー タ変動補償」に基づいて、１次電流座標軸（γ−δ軸）のδ軸電圧変動分△Ｖ1δが零となるように滑り周波数ωｓを制御することにより、１次抵抗変動の影響を受けない２次抵抗変動補償を行う。
【００７０】
ｄ−ｑ軸とγ−δ軸の位相角φは図６より次式で求まる。
【００７１】
【数２５】
【００７２】
また、△Ｖ1γ，△Ｖ1δは次式で求まる。
【００７３】
【数２６】
【００７４】
１９'式により、△Ｖ1δを求め、Ｖ1δ＝Ｏとなるように滑り周波数を制御することにより、１次抵抗変動にロバストな２次抵抗変動補償を行う。このときの構成図を図１５に示す。
【００７５】
図１２〜図１５（３相２重巻線モータのベクトル制御系）はＩＮＶ１側のＡＣＲ出力△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑ及びｉ1ｄ，ｉ1ｑを用いたが、当然ＩＮＶ２側のＡＣＲ出力△Ｖ2ｄ，△Ｖ2ｑ，ｉ2ｄ，ｉ2ｑを用いても同様の効果が得られる。
【００７６】
図１６〜図２０に３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系における２次抵抗変動補償方法を示す。これは上述した３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償方式１）〜４）を同様に適用したものである。
【００７７】
また、図８，図９の非干渉電圧演算を変形した図１０，図１１においても上記１）〜４）の方式を適用すれば、同様の上記抵抗変動補償が可能となる。
【００７８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１
図８に実施の形態１にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。同図において、ｌ1，ｌ2は３相２重巻線モータＩＭを駆動するインバータ（電源）ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の制御回路で、同一構成となっている。
【００７９】
２はモータＩＭに直結されたパスジェネレータ、３はパスジェネレータ２からパルスを取込んで、回転子周波数ωｒを出力する速度検出回路、４は励磁指令ＩO＊とトルク指令ＩT＊から滑り周波数ωｓを演算する滑り周波数演算部、５は周波数ωｒとωｓを加算して電源周波数ωを出力する加算器、６は周波数ωから角速度θを得る積分器、７は励磁指令ＩO＊をインバータ台数２で割り、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電流指令ｉ1ｄ＊＝ｉ2ｄ＊とする演算器、８はトルク指令ＩT＊をインバータ台数２で割りＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電流指令ｉ1ｑ＊＝ｉ2ｑ＊とする演算器。
【００８０】
１０は非干渉電圧演算部で、上記１４のＶ1ｄ及びＶ1ｑを演算する演算回路（１１〜１４）及び（２１〜２６）で構成されている。
【００８１】
Ｖ1ｄ演算回路（１１〜１４）は、ｉ1ｄ＊にＲ1を掛ける演算器１１と、ｉ1ｑ＊にｌ1（＝Ｌ1−Ｍ）を掛け、これにωを掛ける演算器１２−１，１２−２と、ＩT＊にＭσ（＝Ｍ−Ｍ2／Ｌ3）を掛け、これにωを掛ける演算器１３−１，１３−２と、演算器１１，１２−２，１３−２の出力を図示の極性で加算する加算器１４で構成され、ｄ軸電圧設定Ｖ1ｄ＊を出力する。
【００８２】
Ｖ1ｑ演算回路（２１〜２６）は、ｉ1ｑ＊にＲ1を掛ける乗算器２１と、ｉ1ｄ＊にｌ1を掛け、これにωを掛ける乗算器２２−１，２２−２と、ＩO＊にＭσを掛け、これにωを掛ける乗算器２３−１，２３−２と、ＩO＊にＭ'（＝Ｍ2／Ｌ3）を掛け、これにωを掛ける乗算器２４−１，２４−２と、乗算器２１，２２−２，２３−２，２４−２の出力を加算する加算器２６で構成され、ｑ軸電圧設定Ｖ1ｑ＊を出力する。
【００８３】
３１はＣＴで検出したモータＩＭの１次電流ｉｕ1，ｉｗ1をｄ，ｑ軸電流ｉ，ｄ、ｉ1ｑに変換する３相→２相座標変換回路、３５はｉ1ｄ＊とｉ1ｄの偏差をＰＩ演算してｄ軸電圧誤差△Ｖ1ｄを出力するｄ軸電流制御部、３６はｉ1ｑ＊とｉ1ｑとの偏差をＰＩ演算してｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｑを出力するｑ軸電流制御部。
【００８４】
３７は上記ｄ軸電圧設定Ｖ1ｄ＊にｄ軸電圧誤差△Ｖ1ｄを加算してｄ軸電圧指令Ｖ1ｄとする加算器、３８は、上記ｑ軸電圧設定Ｖ1ｑ＊にｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｑを加算してｑ軸電圧指令Ｖ1ｑとする加算器、３９はｄ，ｑ軸電圧指令Ｖ1ｄ，Ｖ1ｑに基づいてＩＮＶ１を制御するＰＷＭ回路である。
【００８５】
上記実施の形態１によれば、非干渉電圧演算部が上記１４式のｄ，ｑ軸１次電圧の理想電圧を演算しているので、３相２重巻線モータの２次磁束と２次電流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる。
【００８６】
実施の形態２
図９に実施の形態２にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態２は、Ｎ重巻線モータをＮ台のＩＮＶ１〜ＩＮＶＮで駆動し、ＩＮＶ１〜ＩＮＶＮをＮ個の制御回路で制御する。各制御回路ｌ1〜ｌNに入力する電流指令Ｉ1ｄ＊，Ｉ2ｄ＊，…ＩNｄ＊及びＩ1ｑ＊，Ｉ2ｑ＊…ＩNｑ＊は励磁指令ＩO＊及びトルク指令ＩT＊の１／Ｎとなるので、除算器７，８は指令を１／Ｎにする割算を行う。なお、各制御回路ｌ1〜ｌNの構成は上記図８の制御回路ｌ1と変わりがない。
【００８７】
実施の形態３
図１０に実施の形態３にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態３は、非干渉電圧演算部１０のＶ1ｑ演算回路（２１〜２６）が、ｑ軸電流指令ｉ1ｑ＊にＲ1を掛ける乗算器２１と、ｉ1ｄ＊にｌ1を掛けこれにωを掛ける乗算器２２−１，２２−２と、ＩO＊（＝ｉ1ｄ＋ｉ2ｄ）にＭを掛けこれにωを掛ける乗算器２５−１，２５−２と、乗算器２１，２２−２，２５−２の出力を加算する加算器１９で構成されている。その他の構成は図８のものと変わりがない。
【００８８】
上記実施の形態３は、非干渉電圧演算部１０が、１４式を変形した１４'式を演算するものとなっているので、実施の形態１と同様に理想的ベクトルに制御が可能となる。
【００８９】
実施の形態４
図１１に実施の形態４にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態４は、上記図９のシステムの非干渉電圧演算部１０におけるＶ1ｑ＊演算回路（２１〜２６）を、上記図１０のシステムの演算回路（２１〜２６）同様に構成したものである。
【００９０】
なお、実施の形態１〜４（図８〜図１１）において、定出力領域で界磁弱め制御を行うときや、最大効率制御を行うために磁束を可変とする用途では、上記１２式に基づき図７に示すブロックを設け、ＩO＊を、励磁指令（λ3ｄ／Ｍ）＊を１次進み補償することにより設定する。
【００９１】
実施の形態５
図１２に実施の形態にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態５は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【００９２】
この２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）は、ｄ軸電圧変動分設定△Ｖ1ｄ＊＝Ｏとｄ軸電流制御部３５からの変動分電圧△Ｖ1ｄとの偏差を検出する減算器４４と、この偏差をＰＩ演算するＲ２補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ２補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器２６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【００９３】
加算器４７から出力される２次抵抗変動補償された滑り周波数ωｓは、加算器５で速度検出回路からの固定子周波数ωｒと加算され、２次抵抗補償された電源周波ωとなり、非干渉電圧演算部１０などの演算に供されるので、制御は２次抵抗変動補償された制御となる。
【００９４】
この２次抵抗変動補償回路は上記（１６）式に基づくものであり、△Ｖ1ｄ＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより２次抵抗変動補償をする。
【００９５】
実施の形態６
図１３に実施の形態６にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態６は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【００９６】
この２次抵抗変動補償回路（４４〜２７）は、ｑ軸電圧変動分設定△Ｖ1ｑ＊＝Ｏとｑ軸電流制御部３６からの電圧誤差△Ｖ1ｑとの偏差を検出する減算器４４と、この偏差をＰＩ演算する２次抵抗Ｒ2補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ2補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器４６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【００９７】
この２次抵抗変動補償回路は、△Ｖ1ｑ＝Ｏとなるように滑り周波数を制御することにより２次抵抗変動補償を行う。
【００９８】
実施の形態７
図１４に実施の形態７にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態７は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４３〜４７）を施したものである。
【００９９】
この２次抵抗変動補償回路（４３〜４７）は、ｄ軸電流制御部３５からのｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｄとｑ軸電流制御部３６からのｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｑから上記１７式により電圧変動分△Ｖ1絶対値を算出する△Ｖ1絶対値算出回路４３と、電圧変動分設定Ｖ1＊＝Ｏと回路４３からの電圧変動分△Ｖ1との偏差を検出する減算器４４と、この偏差をＰＩ演算するＲ2補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ2補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器４６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【０１００】
この２次抵抗変動補償回路は、｜△Ｖ1｜がＯとなるように滑り周波数を制御することにより２次抵抗変動補償を行う。
【０１０１】
実施の形態８
図１５に実施の形態８にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態８は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４１〜４７）を施したものである。
【０１０２】
この２次抵抗変動補償回路（４１〜４７）は、励磁指令ｉ1ｄ＊とトルク指令ｉ1ｑ＊から上記（１８）式の位相角φを算出するφ算出回路４１と、ｄ，ｑ軸電圧制御部３５，３６からの電圧誤差△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑと上記位相角φから上記１９'式の電圧変動分△Ｖ1δを算出する△Ｖ1δ算出回路４２と、
ｄ軸電圧変動分設定△Ｖ1δ＊＝Ｏと上記△Ｖ1δとの偏差をＰＩ演算するＲ2補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ2補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器４６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【０１０３】
この２次抵抗変動補償回路は、△Ｖ1δがＯとなるように滑り周波数を制御することにより２次抵抗変動補償を行う。
【０１０４】
実施の形態９
図１６に実施の形態９にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態９は、上記図９のシステムに上記図１２の△Ｖ1ｄがＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【０１０５】
実施の形態１０
図１７に実施の形態１０にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態１０は、上記図９のシステムに上記図１３の△Ｖ1ｑがＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【０１０６】
実施の形態１１
図１８に実施の形態１１にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態１１は、上記図９のシステムに上記図１４の△Ｖ1がＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４３〜４７）を施したものである。
【０１０７】
実施の形態１２
図１９に実施の形態１２にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態１２は、上記図９のシステムに上記図１５の△Ｖ1δがＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４１〜４７）を施したものである。
【０１０８】
【発明の効果】
この発明は、上述のとおり構成されているので下記の効果を奏する。
【０１０９】
（１）多重巻線モータの非干渉制御が可能となる。
【０１１０】
（２）そのため、２次磁束と２次電流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる。
【０１１１】
（３）そのため、トルク急変時の電流応答が改善され、トルクの応答が改善され、トルクの応答が良好となる。
【０１１２】
（４）多重巻線モータの２次抵抗変動補償が可能となり、トルク制御精度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】３相２重巻線モータの駆動システム構成図。
【図２】３相２重巻線モータのｄ，ｑ軸上の巻線モデル説明図。
【図３】３相誘導モータのＴ−Ｉ形等価回路。
【図４】３相誘導モータのベクトル図。
【図５】３相２重巻線モータの等価回路。
【図６】３相２重巻線モータのベクトル図。
【図７】励磁指令の１次進み補償ブロック図。
【図８】実施の形態１にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図９】実施の形態２にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図１０】実施の形態３にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図１１】実施の形態４にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図１２】実施の形態５にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１３】実施の形態６にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１４】実施の形態７にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１５】実施の形態８にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１６】実施の形態９にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１７】実施の形態１０にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１８】実施の形態１１にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１９】実施の形態１２にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図２０】従来例にかかる３相モータのベクトル制御系の構成図。
【符号の説明】
ＩＭ…３相多重巻線モータ
ＩＮＶ１〜ＩＮＶＮ…インバータ
ｌ1〜ｌN…制御回路
３…速度検出回路
４…滑り周波数演算部
７，８…１／Ｎ除算回路
１０…非干渉電圧演算部
１１…Ｒ1乗算器
１２−１…ｌ1乗算器
１３…Ｍσ乗算器
２１…Ｒ1乗算器
２２−１…ｌ1乗算器
２３−１…Ｍσ乗算器
２４−１…Ｍ'乗算器
２５−１…Ｍ乗算器
３１…３相→２相座標変換回路
３５，３６…ｄ，ｑ軸電流制御部
３９…ＰＷＭ回路
４１…φ算出回路
４２…△Ｖ1δ算出回路
４３…△Ｖ1絶対値算出回路
４４…Ｒ2補償アンプ
ω…電源周波数
ωｒ…回転子周波数
ωｓ…滑り周波数
ＩO＊…励磁指令（値）
ＩT＊…トルク指令（値）
Ｖ1ｄ＊，Ｖ1ｑ＊…ｄ，ｑ軸電圧設定（値）
Ｒ1，Ｒ2…第１，第２巻線の１相分抵抗
Ｒ3…回転子の１相分抵抗
Ｌ1，Ｌ2…第１，第２巻線の自己インダクタンス
Ｌ3…回転子の１相分の自己インダクタンス
Ｍ…各巻線間の相互インダクタンス
ｌ1…Ｌ2−Ｍ
Ｍσ…Ｍ−Ｍ2／Ｌ3
Ｍ'…Ｍ2／Ｌ3
Ｓ…滑り。
【発明の属する技術分野】
この発明は、３相多重巻線電動機の制御方法、詳しくは、３相多重巻線電動機のベクトル制御方法及び２次抵抗変動補償方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
３相多重巻線モータの駆動システムに関しては、特開昭６２−１００１９１号公報，特開昭６３−３０５７９２号公報，その他多くの文献が発表されている。これらはＮ重巻線をＮ台のインバータで駆動することにより、モータの大容量化を可能とする方式である（Ｎ＝２，３，４…）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来多重巻線モータの駆動システムは、Ｎ台のインバータを用いて同一位相の電圧または電流によりＮ重巻線モータを駆動する方式となっている。これらの方式は単にモータの大容量化を目的としたものであり、従来３相モータで行われているような非干渉制御（図２０）では実現できない。
【０００４】
３相モータの非干渉制御の文献例を以下に示す。
【０００５】
文献１
「制御電流源ベクトル制御と制御電圧源ベクトル制御の実用面からみた性能比較」寺嶋，他，電学論Ｄ，１０７巻２号、昭和６２年。
【０００６】
文献２
「低速域と高速域のトルク制御精度を改善した誘導電動機のパラメータ変動補償」山田，他，電学論Ｄ，１１２巻２号，平成４年。
【０００７】
多重巻線モータにおいて、高性能制御を行おうとすると、上記文献１のような非干渉制御による電流応答の改善や、文献２のようなパラメータ変動補償が必要となる。
【０００８】
この発明は、上記課題に鑑みて案出されたものであり、その目的とするところは、３相多重巻線モータの非干渉制御が可能となり、２次磁束と２次電流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる多重巻線電動機の制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
１．３相２重巻線モータのベクトル制御
（１）３相２重巻線モータ
図１に３相２重巻線モータの駆動システム構成を示す。このシステムは、３相誘導モータＩＭの固定子巻線に２組の３相巻線を施し、各組の巻線を別々の電源（インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２）により励磁する方式である。図１は、６極の誘導モータＩＭを考え、３個の巻線Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1を１組として、他の３個の巻線Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2を１組として構成した例である。
【００１０】
（２）２軸上の電圧方程式
上記図１の３相２重巻線誘導モータＩＭを２軸上の巻線モデルで考えると、図２となる。ただし、１ｄ，１ｑ：第１組の固定子巻線（第１巻線）のｄ軸，ｑ軸成分
２ｄ，２ｑ：第２組の固定子巻線（第２巻線）のｄ軸，ｑ軸成分
３ｄ，３ｑ：回転子巻線のｄ，ｑ軸成分
図２において、電源角周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上での電圧方程式を求めると、（１）式となる。（参考文献「固定子鉄損を考慮した誘導電動機の非干渉制御法」水野，他，電学論Ｄ，１０９巻１１号，平成元年）
【００１１】
【数５】
ここに、Ｒ1，Ｌ1：第１巻線の１相分の抵抗及び自己インダクタンス
Ｒ2，Ｌ2：第２巻線の１相分の抵抗及び自己インダクタンス
Ｒ3，Ｌ3：回転子巻線の１相分の抵抗及び自己インダクタンス
Ｍ12，Ｍ13，Ｍ23：各巻線間の相互インダクタンス
Ｓ：すべり， Ｐ＝ｄ／ｄｔ：微分演算子
各巻線は平衝巻線とすると、Ｒ1＝Ｒ2，Ｌ1＝Ｌ2，Ｍ＝Ｍ12 〜Ｍ13 〜Ｍ23となる。また、トルクＴは（２）式で表される。（絶対変換にて）
【００１３】
【数６】
（３）電圧方程式の変形
２次磁束は、（３）式で表すことができる。
【００１５】
【数７】
【数８】
（１）式の電流ベクトルは、（４）式を代入して次のようになる。
【００１８】
【数９】
（５）式を（１）式に代入して変形すると、（１）式のインピータンス行列Ｚ次のようになる。
【００２０】
【数１０】
（１）式は次のようになる。
【００２２】
【数１１】
各巻線は、平衝巻線とすると、
Ｒ1＝Ｒ2，Ｌ1＝Ｌ2，Ｍ＝Ｍ12 〜Ｍ13 〜Ｍ23となる。
【００２４】
【数１２】
となる。 ６式は次のように変形できる。
【００２６】
【数１３】
ここで、電流ベクトルのλ3ｄ，λ3ｑをλ3ｄ／Ｍ，λ3ｑ／Ｍの電流表現に直すと、（７）式は次のようになる。
【００２８】
【数１４】
（４）ベクトル制御条件
いま、ｄ軸を２次磁束上にとると、ベクトル制御条件は、λ3ｄ＝一定，λ3ｑ＝０，ｉ3ｄ＝０となる。
【００３０】
（３）式より、λ3ｑ＝０となるｉ3ｑの条件は次のようになる。
【００３１】
【数１５】
（１０）式がトルク分電流となり、各組のインバータのトルク分電流ｉ1ｑ，ｉ2ｑの和となる。
【００３３】
次に、λ3ｑ＝０が成立するための滑り周波数ωｓの条件は次のようになる。
（８）式第６行目より、
【００３４】
【数１６】
（８）式第５行目より、界磁制御を行うときの励磁電流と２次磁束の関係を求めると、次のようになる。
【００３６】
【数１７】
以上の検討より、３相２重巻線モータでは、各組インバータの励磁分電流，トルク分電流の和を励磁電流，トルク分電流とすることにより、従来のベクトル制御と同一となることが分かる。
【００３８】
また、ベクトル制御が成立しているときのトルクＴは（２）式より次のように求まる。
【００３９】
【数１８】
（９）式を代入すると、トルクも従来のベクトル制御と同一となる。
【００４１】
【数１９】
（５）非干渉制御電圧演算
（８）式より、ベクトル制御条件成立時の定常状態でのｄ，ｑ軸１次電圧の理想電圧を求めると次のようになる。
【００４３】
【数２０】
(１４)式を変形すると次のようになる。
【００４５】
【数２１】
（６）等価回路
１）３相モータ
３相誘導モータのベクトル制御に用いられるＴ−Ｉ形等価回路は図３で表される。また、ベクトル図は図４で表される。
【００４７】
このときのベクトル制御条件成立時の定常状態でのｄ，ｑ軸１次電圧の理想電圧は次式となる。
【００４８】
【数２２】
１４，１５式を比較すると、１４式においてはｄ，ｑ軸支にＭσの項が追加されていることがわかる。また、Ｌσ→ｌ1となっている。
【００５０】
２）３相２重巻線モータ
３相２重巻線モータは、２次回路（回転子）は共通となるので、１４式より図５の等価回路で表すことができる。１４式及び図５の等価回路よりベクトル図を描くと図６となる。
【００５１】
Ｒ1＝Ｒ2，Ｌ1＝Ｌ2，Ｍ＝Ｍ12 〜Ｍ13 〜Ｍ23の平衝巻線とし、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電流がｉ1ｄ＝ｉ2ｄ，ｉ1ｑ＝ｉ2ｑに制御されていれば、ＩＮＶ２の１次電圧Ｖ2はＩＮＶ１の１次電圧Ｖ1と同一のベクトル図となる。
【００５２】
ここで、注意することは、図６において、Ｖ1の中でＥ1はｉ1ｄ＋ｉ2ｄ（励磁電流の和）により決定され、１次インピーダンス電圧降下分（Ｒ1，ｌ1）はＩ1（ｉ1ｄ，ｉ1ｑ）により決定され、相互漏れインダクタンス電圧降下分ＭσはＩ1＋Ｉ2（ｉ1ｄ，ｉ1ｑ，ｉ2ｄ，ｉ2ｑ）により決定される。
【００５３】
（７）制御構成図
以上の検討結果より、３相２重巻線モータを２台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２で駆動するときのベクトル制御回路構成図を描くと図８となる。また、Ｎ重巻線モータとなったときは同様にしてＮ台のインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶＮで駆動し、構成図は図９となる。
【００５４】
３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系と従来３相モータのベクトル制御系（図２０）と異なる点をまとめると、次のようになる。
【００５５】
１） 励磁指令ＩO＊，トルク指令ＩT＊をインバータの台数Ｎにより、１／Ｎした値が各インバータの励磁電流，トルク電流指令となる。
【００５６】
２） 各インバータ制御回路の非干渉制御電圧演算における誘起電圧Ｅの算出においては、全体の励磁指令ＩO＊＝（λ3ｄ／Ｍ）＊＝ｉ1ｄ＊＋ｉ2ｄ＊＋…を用いる。
【００５７】
３） １次インピーダンス電圧降下分（Ｒ1，ｌ1／Ｒ2，ｌ2／…）は各インバータの１次電流（ｉ1ｄ，ｉ1ｑ／ｉ2ｄ，ｉ2ｑ／…）で決定される。
【００５８】
４） 相互漏れインダクタンス電圧降下分Ｍσは、全インバータの１次電流の総和で決定される。
【００５９】
また、１４'式を用いると、非干渉制御演算部を図１０，図１１のように変形してもよい。
【００６０】
定出力領域で界磁弱め制御を行うときや、最大効率制御を行うために磁束を可変とする用途では図８〜図１１における励磁電流指令ＩO＊を（１２）式を用いて求めればよい。そのブロック図を図７に示す。励磁指令（λ3ｄ／Ｍ）＊を１次進み補償することにより、ＩO＊が求められる。
【００６１】
（８）２次抵抗変動補償
図５の等価回路を用いて描いたベクトル図、（図６）において、１次電流Ｉ1，Ｉ2が一定に制御される電流制御状態で２次抵抗Ｒ3が温度変化等により変動すると、Ｍ'とＲ3'／Ｓとのインピーダンス比が変化して誘起電圧Ｅが変動する。Ｅが変動すると、ベクトル制御条件が成立しなくなり、図８〜図１１に示す非干渉電圧演算で行う理想電圧と実際の電圧とが異なることになる。
【００６２】
この電圧変化を補正するために、ｄ軸，ｑ軸ＡＣＲ（電流制御）が動作することになる。つまり、２次抵抗変動に起因する電圧変化を補正するためにＡＣＲアンプが動作する。そこで、ＡＣＲアンプ出力△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑを検出して、その値が零になるようにすべり周波数ωｓを補正すれば、２次抵抗変動補償が可能となる。
【００６３】
ここでは、図８の３層２重巻線モータのベクトル制御系における２次抵抗変動補償方法を説明する。
【００６４】
１）△Ｖ1ｄ＝Ｏに制御する方法
図１２に示すように、２次抵抗変動により生じた△Ｖ1ｄを検出し、△Ｖ1ｄ＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより、２次抵抗変動補償を行う。
【００６５】
【数２３】
２）△Ｖ1ｑ＝Ｏに制御する方法
図１３に示すように、２次抵抗変動により生じた△Ｖ1ｑを検出し、△Ｖ1ｑ＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより２次抵抗変動補償する。
【００６７】
３）｜△Ｖ1｜＝Ｏに制御する方法
図１４に示すように、２次抵抗変動により生じた△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑの２乗和の平方根を求め、｜△Ｖ1｜＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより、２次抵抗変動補償を行う。
【００６８】
【数２４】
４）１次抵抗変動にロバストな２次抵抗変動補償法
上記文献２「低速域と高速域のトルク制御精度を改善した誘導電動機のパラメー タ変動補償」に基づいて、１次電流座標軸（γ−δ軸）のδ軸電圧変動分△Ｖ1δが零となるように滑り周波数ωｓを制御することにより、１次抵抗変動の影響を受けない２次抵抗変動補償を行う。
【００７０】
ｄ−ｑ軸とγ−δ軸の位相角φは図６より次式で求まる。
【００７１】
【数２５】
また、△Ｖ1γ，△Ｖ1δは次式で求まる。
【００７３】
【数２６】
１９'式により、△Ｖ1δを求め、Ｖ1δ＝Ｏとなるように滑り周波数を制御することにより、１次抵抗変動にロバストな２次抵抗変動補償を行う。このときの構成図を図１５に示す。
【００７５】
図１２〜図１５（３相２重巻線モータのベクトル制御系）はＩＮＶ１側のＡＣＲ出力△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑ及びｉ1ｄ，ｉ1ｑを用いたが、当然ＩＮＶ２側のＡＣＲ出力△Ｖ2ｄ，△Ｖ2ｑ，ｉ2ｄ，ｉ2ｑを用いても同様の効果が得られる。
【００７６】
図１６〜図２０に３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系における２次抵抗変動補償方法を示す。これは上述した３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償方式１）〜４）を同様に適用したものである。
【００７７】
また、図８，図９の非干渉電圧演算を変形した図１０，図１１においても上記１）〜４）の方式を適用すれば、同様の上記抵抗変動補償が可能となる。
【００７８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１
図８に実施の形態１にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。同図において、ｌ1，ｌ2は３相２重巻線モータＩＭを駆動するインバータ（電源）ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の制御回路で、同一構成となっている。
【００７９】
２はモータＩＭに直結されたパスジェネレータ、３はパスジェネレータ２からパルスを取込んで、回転子周波数ωｒを出力する速度検出回路、４は励磁指令ＩO＊とトルク指令ＩT＊から滑り周波数ωｓを演算する滑り周波数演算部、５は周波数ωｒとωｓを加算して電源周波数ωを出力する加算器、６は周波数ωから角速度θを得る積分器、７は励磁指令ＩO＊をインバータ台数２で割り、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電流指令ｉ1ｄ＊＝ｉ2ｄ＊とする演算器、８はトルク指令ＩT＊をインバータ台数２で割りＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電流指令ｉ1ｑ＊＝ｉ2ｑ＊とする演算器。
【００８０】
１０は非干渉電圧演算部で、上記１４のＶ1ｄ及びＶ1ｑを演算する演算回路（１１〜１４）及び（２１〜２６）で構成されている。
【００８１】
Ｖ1ｄ演算回路（１１〜１４）は、ｉ1ｄ＊にＲ1を掛ける演算器１１と、ｉ1ｑ＊にｌ1（＝Ｌ1−Ｍ）を掛け、これにωを掛ける演算器１２−１，１２−２と、ＩT＊にＭσ（＝Ｍ−Ｍ2／Ｌ3）を掛け、これにωを掛ける演算器１３−１，１３−２と、演算器１１，１２−２，１３−２の出力を図示の極性で加算する加算器１４で構成され、ｄ軸電圧設定Ｖ1ｄ＊を出力する。
【００８２】
Ｖ1ｑ演算回路（２１〜２６）は、ｉ1ｑ＊にＲ1を掛ける乗算器２１と、ｉ1ｄ＊にｌ1を掛け、これにωを掛ける乗算器２２−１，２２−２と、ＩO＊にＭσを掛け、これにωを掛ける乗算器２３−１，２３−２と、ＩO＊にＭ'（＝Ｍ2／Ｌ3）を掛け、これにωを掛ける乗算器２４−１，２４−２と、乗算器２１，２２−２，２３−２，２４−２の出力を加算する加算器２６で構成され、ｑ軸電圧設定Ｖ1ｑ＊を出力する。
【００８３】
３１はＣＴで検出したモータＩＭの１次電流ｉｕ1，ｉｗ1をｄ，ｑ軸電流ｉ，ｄ、ｉ1ｑに変換する３相→２相座標変換回路、３５はｉ1ｄ＊とｉ1ｄの偏差をＰＩ演算してｄ軸電圧誤差△Ｖ1ｄを出力するｄ軸電流制御部、３６はｉ1ｑ＊とｉ1ｑとの偏差をＰＩ演算してｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｑを出力するｑ軸電流制御部。
【００８４】
３７は上記ｄ軸電圧設定Ｖ1ｄ＊にｄ軸電圧誤差△Ｖ1ｄを加算してｄ軸電圧指令Ｖ1ｄとする加算器、３８は、上記ｑ軸電圧設定Ｖ1ｑ＊にｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｑを加算してｑ軸電圧指令Ｖ1ｑとする加算器、３９はｄ，ｑ軸電圧指令Ｖ1ｄ，Ｖ1ｑに基づいてＩＮＶ１を制御するＰＷＭ回路である。
【００８５】
上記実施の形態１によれば、非干渉電圧演算部が上記１４式のｄ，ｑ軸１次電圧の理想電圧を演算しているので、３相２重巻線モータの２次磁束と２次電流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる。
【００８６】
実施の形態２
図９に実施の形態２にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態２は、Ｎ重巻線モータをＮ台のＩＮＶ１〜ＩＮＶＮで駆動し、ＩＮＶ１〜ＩＮＶＮをＮ個の制御回路で制御する。各制御回路ｌ1〜ｌNに入力する電流指令Ｉ1ｄ＊，Ｉ2ｄ＊，…ＩNｄ＊及びＩ1ｑ＊，Ｉ2ｑ＊…ＩNｑ＊は励磁指令ＩO＊及びトルク指令ＩT＊の１／Ｎとなるので、除算器７，８は指令を１／Ｎにする割算を行う。なお、各制御回路ｌ1〜ｌNの構成は上記図８の制御回路ｌ1と変わりがない。
【００８７】
実施の形態３
図１０に実施の形態３にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態３は、非干渉電圧演算部１０のＶ1ｑ演算回路（２１〜２６）が、ｑ軸電流指令ｉ1ｑ＊にＲ1を掛ける乗算器２１と、ｉ1ｄ＊にｌ1を掛けこれにωを掛ける乗算器２２−１，２２−２と、ＩO＊（＝ｉ1ｄ＋ｉ2ｄ）にＭを掛けこれにωを掛ける乗算器２５−１，２５−２と、乗算器２１，２２−２，２５−２の出力を加算する加算器１９で構成されている。その他の構成は図８のものと変わりがない。
【００８８】
上記実施の形態３は、非干渉電圧演算部１０が、１４式を変形した１４'式を演算するものとなっているので、実施の形態１と同様に理想的ベクトルに制御が可能となる。
【００８９】
実施の形態４
図１１に実施の形態４にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態４は、上記図９のシステムの非干渉電圧演算部１０におけるＶ1ｑ＊演算回路（２１〜２６）を、上記図１０のシステムの演算回路（２１〜２６）同様に構成したものである。
【００９０】
なお、実施の形態１〜４（図８〜図１１）において、定出力領域で界磁弱め制御を行うときや、最大効率制御を行うために磁束を可変とする用途では、上記１２式に基づき図７に示すブロックを設け、ＩO＊を、励磁指令（λ3ｄ／Ｍ）＊を１次進み補償することにより設定する。
【００９１】
実施の形態５
図１２に実施の形態にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態５は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【００９２】
この２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）は、ｄ軸電圧変動分設定△Ｖ1ｄ＊＝Ｏとｄ軸電流制御部３５からの変動分電圧△Ｖ1ｄとの偏差を検出する減算器４４と、この偏差をＰＩ演算するＲ２補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ２補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器２６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【００９３】
加算器４７から出力される２次抵抗変動補償された滑り周波数ωｓは、加算器５で速度検出回路からの固定子周波数ωｒと加算され、２次抵抗補償された電源周波ωとなり、非干渉電圧演算部１０などの演算に供されるので、制御は２次抵抗変動補償された制御となる。
【００９４】
この２次抵抗変動補償回路は上記（１６）式に基づくものであり、△Ｖ1ｄ＝Ｏとなるように滑り周波数ωｓを制御することにより２次抵抗変動補償をする。
【００９５】
実施の形態６
図１３に実施の形態６にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態６は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【００９６】
この２次抵抗変動補償回路（４４〜２７）は、ｑ軸電圧変動分設定△Ｖ1ｑ＊＝Ｏとｑ軸電流制御部３６からの電圧誤差△Ｖ1ｑとの偏差を検出する減算器４４と、この偏差をＰＩ演算する２次抵抗Ｒ2補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ2補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器４６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【００９７】
この２次抵抗変動補償回路は、△Ｖ1ｑ＝Ｏとなるように滑り周波数を制御することにより２次抵抗変動補償を行う。
【００９８】
実施の形態７
図１４に実施の形態７にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態７は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４３〜４７）を施したものである。
【００９９】
この２次抵抗変動補償回路（４３〜４７）は、ｄ軸電流制御部３５からのｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｄとｑ軸電流制御部３６からのｑ軸電圧誤差△Ｖ1ｑから上記１７式により電圧変動分△Ｖ1絶対値を算出する△Ｖ1絶対値算出回路４３と、電圧変動分設定Ｖ1＊＝Ｏと回路４３からの電圧変動分△Ｖ1との偏差を検出する減算器４４と、この偏差をＰＩ演算するＲ2補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ2補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器４６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【０１００】
この２次抵抗変動補償回路は、｜△Ｖ1｜がＯとなるように滑り周波数を制御することにより２次抵抗変動補償を行う。
【０１０１】
実施の形態８
図１５に実施の形態８にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態８は、上記図８のシステムに２次抵抗変動補償回路（４１〜４７）を施したものである。
【０１０２】
この２次抵抗変動補償回路（４１〜４７）は、励磁指令ｉ1ｄ＊とトルク指令ｉ1ｑ＊から上記（１８）式の位相角φを算出するφ算出回路４１と、ｄ，ｑ軸電圧制御部３５，３６からの電圧誤差△Ｖ1ｄ，△Ｖ1ｑと上記位相角φから上記１９'式の電圧変動分△Ｖ1δを算出する△Ｖ1δ算出回路４２と、
ｄ軸電圧変動分設定△Ｖ1δ＊＝Ｏと上記△Ｖ1δとの偏差をＰＩ演算するＲ2補償アンプ４５と、滑り周波数演算部４からの滑り周波数ωｓ＊とＲ2補償アンプ４５の出力Ｋを掛ける乗算器４６と、上記ωｓ＊に乗算器４６の出力を加え加算器５に出力する加算器４７で構成されている。
【０１０３】
この２次抵抗変動補償回路は、△Ｖ1δがＯとなるように滑り周波数を制御することにより２次抵抗変動補償を行う。
【０１０４】
実施の形態９
図１６に実施の形態９にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態９は、上記図９のシステムに上記図１２の△Ｖ1ｄがＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【０１０５】
実施の形態１０
図１７に実施の形態１０にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態１０は、上記図９のシステムに上記図１３の△Ｖ1ｑがＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４４〜４７）を施したものである。
【０１０６】
実施の形態１１
図１８に実施の形態１１にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態１１は、上記図９のシステムに上記図１４の△Ｖ1がＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４３〜４７）を施したものである。
【０１０７】
実施の形態１２
図１９に実施の形態１２にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実施の形態１２は、上記図９のシステムに上記図１５の△Ｖ1δがＯとなるように滑り周波数ωｓを制御する２次抵抗変動補償回路（４１〜４７）を施したものである。
【０１０８】
【発明の効果】
この発明は、上述のとおり構成されているので下記の効果を奏する。
【０１０９】
（１）多重巻線モータの非干渉制御が可能となる。
【０１１０】
（２）そのため、２次磁束と２次電流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる。
【０１１１】
（３）そのため、トルク急変時の電流応答が改善され、トルクの応答が改善され、トルクの応答が良好となる。
【０１１２】
（４）多重巻線モータの２次抵抗変動補償が可能となり、トルク制御精度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】３相２重巻線モータの駆動システム構成図。
【図２】３相２重巻線モータのｄ，ｑ軸上の巻線モデル説明図。
【図３】３相誘導モータのＴ−Ｉ形等価回路。
【図４】３相誘導モータのベクトル図。
【図５】３相２重巻線モータの等価回路。
【図６】３相２重巻線モータのベクトル図。
【図７】励磁指令の１次進み補償ブロック図。
【図８】実施の形態１にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図９】実施の形態２にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図１０】実施の形態３にかかる３相２重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図１１】実施の形態４にかかる３相Ｎ重巻線モータのベクトル制御系システム構成図。
【図１２】実施の形態５にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１３】実施の形態６にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１４】実施の形態７にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１５】実施の形態８にかかる３相２重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１６】実施の形態９にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１７】実施の形態１０にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１８】実施の形態１１にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図１９】実施の形態１２にかかる３相Ｎ重巻線モータの２次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
【図２０】従来例にかかる３相モータのベクトル制御系の構成図。
【符号の説明】
ＩＭ…３相多重巻線モータ
ＩＮＶ１〜ＩＮＶＮ…インバータ
ｌ1〜ｌN…制御回路
３…速度検出回路
４…滑り周波数演算部
７，８…１／Ｎ除算回路
１０…非干渉電圧演算部
１１…Ｒ1乗算器
１２−１…ｌ1乗算器
１３…Ｍσ乗算器
２１…Ｒ1乗算器
２２−１…ｌ1乗算器
２３−１…Ｍσ乗算器
２４−１…Ｍ'乗算器
２５−１…Ｍ乗算器
３１…３相→２相座標変換回路
３５，３６…ｄ，ｑ軸電流制御部
３９…ＰＷＭ回路
４１…φ算出回路
４２…△Ｖ1δ算出回路
４３…△Ｖ1絶対値算出回路
４４…Ｒ2補償アンプ
ω…電源周波数
ωｒ…回転子周波数
ωｓ…滑り周波数
ＩO＊…励磁指令（値）
ＩT＊…トルク指令（値）
Ｖ1ｄ＊，Ｖ1ｑ＊…ｄ，ｑ軸電圧設定（値）
Ｒ1，Ｒ2…第１，第２巻線の１相分抵抗
Ｒ3…回転子の１相分抵抗
Ｌ1，Ｌ2…第１，第２巻線の自己インダクタンス
Ｌ3…回転子の１相分の自己インダクタンス
Ｍ…各巻線間の相互インダクタンス
ｌ1…Ｌ2−Ｍ
Ｍσ…Ｍ−Ｍ2／Ｌ3
Ｍ'…Ｍ2／Ｌ3
Ｓ…滑り。
Claims (8)
- ３相２重巻線電動機の第１，第２巻線をそれぞれ駆動する第１，第２のインバータと、第１，第２のインバータをそれぞれ制御する第１，第２の制御回路とを有し、
各制御回路は、
励磁指令値ＩO＊，トルク指令値ＩT＊と、この励磁指令値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数２で割ったｄ，ｑ軸電流指令値ｉ1ｄ＊，ｉ1ｑ＊および回転子周波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込んでｄ，ｑ軸電圧設定値Ｖ1ｄ＊，Ｖ1ｑ＊を演算する非干渉電圧演算部と、
ｄ，ｑ軸電流指令値と検出値との偏差それぞれＰＩ演算するｄ，ｑ軸電流制御部と、
非干渉電圧演算部からのｄ，ｑ軸電圧設定値に電流制御部から出力されるｄ，ｑ軸電圧誤差をそれぞれ加算したｄ，ｑ軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制御するＰＷＭ回路とを有し、
前記非干渉電圧演算部は、次式
- ３相Ｎ重巻線電動機の第１ないし第Ｎ巻線をそれぞれ駆動する第１ないし第Ｎのインバータと、第１ないし第Ｎのインバータをそれぞれ制御する第１ないし第Ｎの制御回路とを有し、
各制御回路は、
励磁指令値ＩO＊，トルク指令値ＩT＊と、この励磁指令値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数Ｎで割ったｄ，ｑ軸電流指令値ｉ1ｄ＊，ｉ1ｑ＊および回転子周波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込んでｄ，ｑ軸電圧設定値Ｖ1ｄ＊，Ｖ1ｑ＊を演算する非干渉電圧演算部と、
ｄ，ｑ軸電流指令値と検出値との偏差それぞれＰＩ演算するｄ，ｑ軸電流制御部と、
非干渉電圧演算部からのｄ，ｑ軸電圧設定値に電流制御部から出力されるｄ，ｑ軸電圧誤差をそれぞれ加算したｄ，ｑ軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制御するＰＷＭ回路とを有し、
前記非干渉電圧演算部は、次式
- ３相２重巻線電動機の第１，第２巻線をそれぞれ駆動する第１，第２のインバータと、第１，第２のインバータをそれぞれ制御する第１，第２の制御回路とを有し、
各制御回路は、
励磁指令値ＩO＊，トルク指令値ＩT＊と、この励磁指令値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数２で割ったｄ，ｑ軸電流指令値ｉ1ｄ＊，ｉ1ｑ＊および回転子周波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込んでｄ，ｑ軸電圧設定値Ｖ1ｄ＊，Ｖ1ｑ＊を演算する非干渉電圧演算部と、
ｄ，ｑ軸電流指令値と検出値との偏差それぞれＰＩ演算するｄ，ｑ軸電流制御部と、
非干渉電圧演算部からのｄ，ｑ軸電圧設定値に電流制御部から出力されるｄ，ｑ軸電圧誤差をそれぞれ加算したｄ，ｑ軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制御するＰＷＭ回路とを有し、
前記非干渉電圧演算部は、次式
- ３相Ｎ重巻線電動機の第１ないし第Ｎ巻線をそれぞれ駆動する第１ないし第Ｎのインバータと、第１ないし第Ｎのインバータをそれぞれ制御する第１ないし第Ｎの制御回路とを有し、
各制御回路は、
励磁指令値ＩO＊，トルク指令値ＩT＊と、この励磁指令値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数Ｎで割ったｄ，ｑ軸電流指令値ｉ1ｄ＊，ｉ1ｑ＊および回転子周波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込んでｄ，ｑ軸電圧Ｖ1ｄ＊，Ｖ1ｑ＊を演算する非干渉電圧演算部と、
ｄ，ｑ軸電流指令値と検出値との偏差それぞれＰＩ演算するｄ，ｑ軸電流制御部と、
非干渉電圧演算部からのｄ，ｑ軸電圧設定値に電流制御部から出力されるｄ，ｑ軸電圧誤差をそれぞれ加算したｄ，ｑ軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制御するＰＷＭ回路とを有し、
前記非干渉電圧演算部は、次式
- 請求項１ないし４のいずれか１つにおいて、
２次抵抗変化によるｄ軸電圧変動分を０に設定し、これと前記ｄ軸電圧誤差との偏差をＰＩ演算し、ＰＩ演算された２次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を更に滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑り周波数を制御することにより、２次抵抗補償することを特徴とする多重巻線電動機の制御方法。 - 請求項１ないし４のいずれか１つにおいて、
２次抵抗変化によるｑ軸電圧変動分を０に設定し、これと前記ｑ軸電圧誤差との偏差をＰＩ演算し、ＰＩ演算された２次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を更に滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑り周波数を制御することにより、２次抵抗補償することを特徴とする多重巻線電動機の制御方法。 - 請求項１ないし４のいずれか１つにおいて、
前記ｄ，ｑ軸電圧誤差から電圧誤差の絶対値を算出し、
２次抵抗変化による電圧変動分をＯに設定し、これと算出した電圧誤差の絶対値との偏差をＰＩ演算し、ＰＩ演算された２次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を更に滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑り周波数を制御することにより、２次抵抗補償することを特徴とする多重巻線電動機の制御方法。 - 請求項１ないし４のいずれか１つにおいて、
前記ｄ，ｑ軸電流指令値からｄ，ｑ軸と１次電流座標軸であるΥ，δ軸との位相角を算出し、
さらにこの位相角と前記ｄ，ｑ軸変動分電圧誤差からδ軸電圧誤差を算出し、２次抵抗変化による電圧変動分を０に設定し、これと算出したδ軸電圧誤差との偏差をＰＩ演算し、ＰＩ演算された２次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を更に滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑り周波数を制御することにより、２次抵抗補償することを特徴とする多重巻線電動機の制御方法。
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