KR100330458B1

KR100330458B1 - 3상 다중권선 전동기 제어장치 및 방법

Info

Publication number: KR100330458B1
Application number: KR1019990008385A
Authority: KR
Inventors: 야마다데쓰오; 미즈노다카유키
Original assignee: 코지마 케이지; 가부시키 가이샤 메이덴샤
Priority date: 1998-03-13
Filing date: 1999-03-12
Publication date: 2002-04-01
Also published as: JPH11262293A; EP0942522A3; DE69943030D1; EP0942522A2; KR19990077842A; US6107774A; ID24401A; EP0942522B1; JP3899648B2; SG89275A1; MY114630A

Abstract

본 발명은 3상 다중권선 전동기 제어장치 및 방법에 관한 것으로서, 다수의 인버터가 설치되어 있고, 각 인버터는 전동기의 다중권선에 해당되는 어느 하나를 구동시키고, 인버터의 수와 동일한 수의 인버터 제어회로가 설치되어 있다. 각 제어회로는, 여자지령치(I_O*), 토크지령치(I_T*), 상기 전동기 권조의 다중수(N)로 각각 나뉘며 상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)의 몫인 d축 및 q축 전류지령치(i₁d*, i₁q*), 그리고 슬립주파수(ωs)에 회전자주파수(ωr)를 더한 전원주파수(ω)에 기초하여 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)을 연산하는 비간섭전압연산부; d축 전류지령치(i₁d*)와 그 검출치(i₁d) 및 q축 전류지령치(i₁q*)와 그 검출치(i₁q)의 각각에 대한 편차를 PI연산하여 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 구하는 d축 및 q축 전류제어회로; 및 상기 비간섭전압연산부로부터 공급된 상기 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)과 상기 d축 및 q축 전류제어부로부터 출력된 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 각각 더하여 얻어지며, d축 및 q축 전압지령으로서의 d축 및 q축 전압(V₁d, V₁q)을 받고, 이를 발생시켜서 상기 인버터들 중 어느 하나의 동작을 제어하도록 상기 인버터에 게이트 신호를 출력하는 다수의 PWM회로를 구비하여 이루어진다.

Description

3상 다중권선 전동기 제어장치 및 방법 {Apparatus and method for controlling drive of three-phase multiplex winding motor}

본 발명은 3상 다중권선 전동기의 구동을 제어하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 2차저항 변동보상법으로 3상 N중(N = 2, 3, 4, …)권선 전동기에 대한 벡터 제어장치 및 방법에 관한 것이다.

다중권선 교류 전동기에 대해서는 일본국 특허출원된 특개소62-100191호(1987. 5. 9) 및 특개소63-305792호(1988. 12. 13)에서 제안된 구동시스템이 발표되어 있다.

이들 시스템 각각은 N중 권선 모터를 N개의 인버터(Inverter)로 구동함으로써 대용량의 모터를 실현한다(N = 2, 3, 4, …).

종래의 N중권선 모터의 상기 구동시스템은 동일위상의 전압 또는 전류로써 N중권선 모터를 구동하기 위한 것이다.

그러나, 종래의 상기 구동시스템이 제공하는 목적은 단지 대용량의 모터를 제공하는 것에 있다. 또한, 비간섭제어(Decoupling Control)는 통상적인 3상유도 모터에서는 실현될 수 없다.

3상유도 모터에 대한 비간섭제어를 기술하는 문헌의 예가 아래에 제시되어 있다.

문헌 1 : '제어전류원 벡터제어와 제어전압원 벡터제어 시스템의 실제적인 성능비교', 일본전자공학회(J-IEE) 논문 D 107권 2호 1987, 마사유키 테라시마(Masayuki Terashima) 외.

문헌 2 : '저속 및 고속영역에서 토크 제어특성을 개선한 유도전동기의 파라메터 변동보상', 일본전자공학회 논문 D 112권 2호 1992, 테쓰오 야마다(Tetsuo Yamada) 외.

전술한 바와 같이 다중권선 모터에 있어서 고성능제어를 이루기 위해서는 상기 문헌 1에 기술된 비간섭제어에 의한 전류응답이 개선되어야 하는 것과, 상기 문헌 2에 기술된 파라미터 변화보상이 요구된다.

본 발명의 목적은 3상 다중권선 전동기의 비간섭제어가 가능하고, 비간섭제어 모드에서 2차자속 및 2차전류를 제어하며, 그리고 이상적인 벡터제어가 가능한 3상 다중권선 전동기 제어장치 및 방법을 제공하는 데 있다.

도1은 본 발명의 벡터 제어장치의 실시가능한 3상 2중권선 모터의 구동 시스템을 설명하기 위한 회로 및 결선 구성도이다.

도2는 도1에 도시된 3상 2중권선 모터의 d축 및 q축 상에서의 권선모델을 설명하기 위한 도면이다.

도3은 일반적인 3상모터를 이루는 T-I형 등가회로이다.

도4는 도3에 도시된 일반적인 3상 모터의 벡터도이다.

도5는 도1 및 도2에 도시된 3상 2중권선 모터의 등가회로이다.

도6은 도1 및 도2에 도시된 3상 2중권선 모터의 벡터도이다.

도7은 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치에 사용되는 여자지령을 1차진 위상보상(First-Order Phase Advance Compensation)을 위한 기능 블록도이다.

도8은 본 발명에 의한 제 1 실시예의 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도9는 본 발명에 의한 제 2 실시예의 3상 N중(N = 3, 4, …, N)권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도10은 본 발명에 의한 제 3 실시예의 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도11은 본 발명에 의한 제 4 실시예의 3상 N중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도12는 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 5 실시예의 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도13은 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 6 실시예의 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도14는 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 7 실시예의 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도15는 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 8 실시예의 3상 2중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도16은 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 9 실시예의 3상 N중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도17은 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 10 실시예의 3상 N중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도18은 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 11 실시예의 3상 N중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

도19는 본 발명에 의한 2차저항 변동보상법을 적용한 제 12 실시예의 3상 N중권선 모터의 벡터 제어장치 블록도이다.

※ 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

I₁~ I_N: 제어회로 3 : 속도검출회로

4 : 슬립주파수 연산부 7, 8 : 1/N제산회로

10 : 비간섭전압연산부 11, 21 : R₁승산기

12-1, 22-1 : I₁승산기 13, 23-1 : Mσ승산기

24-1 : M'승산기 25-1 : M승산기

31 : 3상→2상 좌표변환회로 35 : d축 전류제어부

36 : q축 전류제어부 39 : PWM회로

41 : ψ산출회로 42 : ΔV₁δ절대치산출회로

43 : ΔV₁절대치산출회로 44 : 감산기

ω : 전원주파수 ωγ : 회전자주파수

ωs : 슬립주파수 I_o* : 여자지령(치)

I_T* : 토크지령(치) V₁d* : d축전압설정(치)

V₁q* : q축전압설정(치) R₁, R₂: 제1, 제2권선 단상분저항

R₃: 회전자 단상분저항 L₁, L₂: 제1, 제2 자기인덕턴스

L₃: 회전자 단상분자기인덕턴스 M : 각 권선간의 상호인덕턴스

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 3상 다중권선 전동기 제어장치는, 전동기의 다중권선에 대응하는 각각의 권조를 구동시키는 다수의 인버터; 및 상기 다수의 인버터의 동작을 각각 제어하도록 상기 인버터에 일대일로 연결되어 있는 다수의 제어회로;를 구비하며, 상기 제어회로는, 여자지령치(I_O*), 토크지령치(I_T*), 상기 전동기 권조의 다중수(N)로 각각 나뉘며 상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)의 몫인 d축 및 q축 전류지령치(i₁d*, i₁q*), 그리고 슬립주파수(ωs)에 회전자주파수(ωr)를 더한 전원주파수(ω)에 기초하여 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)을 연산하는비간섭전압연산부; d축 전류지령치(i₁d*)와 그 검출치(i₁d) 및 q축 전류지령치(i₁q*)와 그 검출치(i₁q)의 각각에 대한 편차를 PI연산하여 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 구하는 d축 및 q축 전류제어회로; 및 상기 비간섭전압연산부로부터 공급된 상기 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)과 상기 d축 및 q축 전류제어부로부터 출력된 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 각각 더하여 얻어지며, d축 및 q축 전압지령으로서의 d축 및 q축 전압(V₁d, V₁q)을 받고, 이를 발생시켜서 상기 인버터들 중 어느 하나의 동작을 제어하도록 상기 인버터에 게이트 신호를 출력하는 다수의 PWM회로를 구비하여 이루어진다.

또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 3상 다중권선 전동기 제어방법은, 전동기의 다중권선에 대응하는 각각의 권조를 기능적으로 구동시키는 다수의 인버터를 제공하는 단계; 여자지령치(I_O*), 토크지령치(I_T*), 상기 전동기 권조의 다중수(N)로 각각 나뉘며 상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)의 몫인 d축 및 q축 전류지령치(i₁d*, i₁q*), 그리고 슬립주파수(ωs)에 회전자주파수(ωr)를 더한 전원주파수(ω)에 기초하여 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)을 연산하는 단계; d축 및 q축전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 구하기 위해 d축 전류지령치(i₁d*)와 그 검출치(i₁d) 및 q축 전류지령치(i₁q*)와 그 검출치(i₁q)의 각각에 대한 편차를 PI연산하는 단계; d축 및 q축 전압지령으로서의 d축 및 q축 전압(V₁d, V₁q)을 받는 단계; 및 상기 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)과 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 각각 더하여 얻어진 d축 및 q축 전압으로 상기 인버터들 중 어느 하나의 동작을 제어하도록 상기 인버터에 게이트 신호를 출력하는 단계를 구비하여 이루어진다.

본 발명에 제시된 실시형태들은 단순한 부결합에 불과한 것으로 반드시 본 발명을 설명하기 위한 모든 것은 아니다.

이하, 본 발명의 구체적인 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

본 발명에 따른 3상 N중(N = 2, 3, 4, …, N)권선 모터의 벡터 제어장치의 바람직한 실시예를 설명하기 전에, 3상 2중권선 모터와 그의 벡터 제어방법을 먼저 설명한다.

(1) 3상 2중권선 모터

도1에는 3상 2중권선 모터의 구동시스템의 구성이 도시되어 있다.

도1에 도시된 이 시스템은 6극의 3상 유도모터(IM)의 고정자 권선에 2조의 3상 권선(u₁, v₁, w₁및 u₂, v₂, w₂)을 설치하고, 각조(Couple)의 권선으로나누어져서 전원이 인버터(INV1, INV2)에 각각 공급되도록 여자하는 방식으로 이루어진다.

도1에는 현재 사용되고 있고, 본 발명에 적용되는 6극 유도모터가 3개의 권선(u₁, v₁, w₁)이 하나의 권조(Winding Couple)로 되고, 다른 3개의 권선(u₂, v₂, w₂)이 하나의 권조로 구성되어 있는 예를 나타낸다.

(2) 2축상의 전압방정식

상기 도1의 3상 2중권선 유도모터를 두 축상의 권선모델로 하여 도2의 2개의 벡터축에 도시하였다.

도2에 도시된 1d는 제1권조(제1권선)(u1, v1, w1)의 고정자(Stator) 권선의 d축 성분이고, 1q는 상기 제1권조(제1권선)의 고정자 권선의 q축 성분이며, 2d는 제2권조(제2권선)(u2, v2, w2)의 고정자 권선의 d축 성분이고, 2q는 상기 제2권조(제2권선)의 고정자 권선의 q축 성분이며, 3d는 회전자(Rotor) 권선의 d축 성분이고, 3q는 회전자 권선의 q축 성분이다.

아래의 표1에 나타낸 식(1)은 도1의 전원각주파수 ω에 회전하는 d-q축상의 전압방정식이다. 식(1)은 1989년에 다카유키 미즈노(Takayuki Mizuno) 등이 일본전자공학회 논문 D, 109권 11호에 게재된 '고정자 철손을 고려한 유도전동기의 비간섭제어 법'에 제시되어 있다.

식(1)에서 R₁은 제1권선의 단상분 저항이고, L₁은 제1권선의 단상분 자기인덕턴스이며, R₂는 제2권선의 단상분 저항이고, L₂는 제2권선의 단상분 자기인덕턴스이며, R₃은 회전자 권선의 단상분 저항이고, M₁₂, M₁₃및 M₂₃은 각 권선간의 상호인덕턴스이며, S는 슬립(Slip), P = d/dt(미분연산자)를 나타낸다.

만약 각 권선이 평행권선인 경우, R₁= R₂, L₁= L₂, M = M₁₂≒ M₁₃≒ M₂₃

이다.

또한, 토크(T)는 표1에 나타난 식(2)와 같이 표시되고, 식(2)에서 폴(Pole)은 모터의 극수를 나타낸다.

(3) 전압방정식의 변형

도1에 도시된 3상 2중권선 모터의 2차자속은 표1의 식(3)에서 알 수 있다. 식(3)으로부터 식(4)가 성립된다.

식(1)의 전류벡터는 식(4)를 대입한 차에 의해 구해진다. 전술한 상기 전류벡터는 아래의 표2의 식(5)와 같다. 식(5)를 식(1)에 대입하여 변형하면, 식(1)의 임피던스 행렬 Z는 표2의 로우 매트릭스(Lower Matrix)로 얻어진다.

다음의 표3의 식(6)은 식(1)로부터 얻어진다.

각각의 권선이 평행권선일 때, R₁= R₂, L₁= L₂, M = M₁₂≒ M₁₃≒ M₂₃

이다.

누설인덕턴스(Leakage Inductance)가 Mσ = M - M²/L₃이면,

L₁- M²/L₃= (l₁+M) - M²/L₃

= l₁+ (M - M²/L₃)

= l₁+ Mσ 이고,

L₂- M²/L₃= (l₂+M) - M²/L₃

= l₂+ (M - M²/L₃)

= l₂+ Mσ 이며,

여기에서 l₁(= ??₁) = L₁- M 이다.

식(6)은 다음의 표4의 식(7)로 변환될 수 있다.

식(7)의 최우측 행렬에서의 전류벡터인 λ₃d 와 λ₃q 가 전류표시인 λ₃d/M 과 λ₃q/M 로 변환되면, 식(7)은 표4의 식(8)로 변환된다.

식(8)에서 R₃′ = (M/L₃)²R₃이고 M′ = M²/L₃이다.

(4) 벡터제어조건

만약 d축을 2차 자속상에 놓는다면, 벡터제어조건은 λ₃d는 상수이고, λ₃q = 0 그리고 i₃d = 0 이다.

식(3)에 의해 λ₃q = 0 을 만족하는 i₃q의 조건은 다음의 표5의 식(9)와식(10)으로 주어진다.

식(10)은 권조중의 하나에 연결되고, 인버터에 해당되는 토크전류 i₁q 및 i₂q의 합을 나타낸다.

다음으로, λ₃q = 0 을 만족하기 위한 슬립주파수(ωs)의 조건은 다음과 같다. 즉, 표5에 나타난 두 개의 식(11)으로 표4의 식(8)에 나타나는 6째 행으로부터 얻어진다.

또한, 계자제어가 이루어질 때 여자전류와 2차자속의 관계는 다음의 표6의 식(12)로부터 얻어질 수 있다.

모터가 정상상태일 때 식(12) i₁d + i₂d = λ₃d/M 을 만족한다.

전술한 바와 같이, 3상 2중권선 모터에서 각 인버터(INV1, INV2)에서의 여자전류와 토크전류의 합이 여자전류 및 토크전류와 같다면, 이는 종래의 벡터제어의 결과와 동일하다고 할 수 있다.

유도모터의 벡터제어방법이 미국특허 5,341,081호(1994. 8. 23) 및 5,481,173호(1996. 1. 2)에 게시되어 있다(그 내용이 본 명세서에 적용되어 있음).

한편, 벡터제어가 이루어지는 동안 토크(T)는, 식(2)에, 의해 표6의 식(12A) 및 (12B)로 유도된다.

식(9)를 표6의 식(12A)에 대입하면, 토크(T)는 종래의 벡터제어방법과 동일하다는 것을 알 수 있다. 즉, 표6의 식(13)이 유도된다.

(5) 비간섭제어 전압연산

정상상태하에서 d축 및 q축 1차전압의 이상적인 전압 V₁d 및 V₁q가 벡터제어조건이 만족되도록 주어진 경우, 아래의 표7의 식(14)가 유도된다.

식(14)에서, λ₃d/M = i₁d + i₂d 이다.

식(14)을 변환하면, 표7의 식(14)′가 유도된다.

(6) 등가회로

1) 3상모터

통상의 3상 유도모터에 벡터 제어장치를 사용한 T-I형 등가회로가 도3에도시되어 있다.

상기 3상 유도모터의 벡터도가 도4에 도시되어 있다.

벡터제어조건이 성립되어 있을 때 정상상태에서 d축 및 q축 1차전압의 이상적인 값은 아래의 표8의 식(15)로 알 수 있다.

표7의 식(14)는 표8의 식(15)와 각각 비교되고, 식(14)의 d축 및 q축성분은 항 Mσ에 각각 추가된다.

또한, Lσ → I₁이다.

2) 3상 2중권선 모터

3상 2중권선 모터에 있어서, 2차회로(회전자측)는 상수이다. 그러므로, 식(14)는 도5의 등가회로와 같이 나타낼 수 있다. 도6은 식(14)와 도5의등가회로에 의해 유도되는 벡터도를 나타낸다.

각 권선이 R₁= R₂, L₁= L₂, M = M₁₂≒ M₁₃≒ M₂₃을 만족하는 평행권선이고, 인버터 INV1과 INV2를 흐르는 전류가 i₁d = i₂d, i₁q= i₂q와 같이 흐르도록 제어된다면, 인버터 INV2를 흐르는 1차전압 V₂의 벡터도는 인버터 INV1의 1차전압(V₁)의 경우와 동일하다.

여기에서 주의할 점은, 도6에서 V₁중 E₁은 i₁d + i₂d(여자전류의 합)로써 결정되고, I₁(i₁d + i₂q)에 의해 1차임피던스 전압강하분(R₁, l₁)이 결정되며, 상호누설인덕턴스(Mutual Leakage Inductance) 전압강하분 Mσ는 I₁+ I₂(i₁d, i₁q, i₂d, i₂q)에 의해 결정된다.

(7) 제어구성도

도8은 2개의 인버터 INV1과 INV2로 3상 2중권선 모터를 구동하기 위한 벡터 제어장치의 시스템 구성도이다.

도9는 N개의 인버터 INV1 ~ INVN로 3상 다중(N중, N = 3, 4, …)권선 모터를 구동하기 위한 벡터 제어장치의 시스템 구성도이다.

3상 N중권선 모터에 있어서의 벡터 제어시스템과 일반적인 3상 유도모터의 차이점이 다음에 설명되어 있다. :

1) 3상 N중권선 모터의 경우 각 인버터에서의 여자전류지령치(I_O*)와 토크전류지령치는 여자전류지령치(I_O*)와 토크지령(I_T*)을 인버터의 수(N)로 각각 나눈 값이다.

2) 각 인버터 제어회로 I₁, I₂, …,I_N의 비간섭 제어전압 연산을 함에 있어서 유기전압 E의 산출은 전체 여자지령치 I_O* = (λ₃d/M)* = i₁d* + i₂d* + … 가 적용된다.

3) 1차임피던스 전압강하(R₁, l₁/R₂, l₂/R₃, …)는 1차전류(i₁d, i₁q/i₂d, i₂q/i₂d)로부터 결정된다.

4) 상호누설인덕턴스 전압강하 Mσ는 전체 인버터의 1차전류의 전체합으로부터 결정된다.

또한, 식(14)′를 사용하여 비간섭제어 전압연산부는 도10 또는 도11에 보여진 바와 같이 선택적으로 변형이 용이하다.

정출력영역에 계자약제어(Field Weakening Control)를 수행하고 최대효율 제어를 얻기 위해 자속을 가변시킬 때, 도8 내지 도11에 도시된 여자전류 지령(I_O*)은 식(12)로부터 유도된다.

각 인버터 제어회로의 여자전류지령(I_O*)을 유도하는 도면이 도7에 도시되어 있다.

즉, 최초의 여자지령((λ₃d/M)*)으로부터 1차진위상 진행보상(필터)함으로써 여자전류지령(I_O*)이 유도된다.

(8) 2차저항 변동보상

전술한 바와 같이 1차전류 I₁및 I₂가 일정하게 제어되는 전류제어상태 하에서 2차저항 R₃이 온도변화등에 의해 변동되면, M′ 및 R₃′/S의 임피던스의 비가 변화되어 유기전압 E가 변동한다.

유기전압 E가 변하면 벡터제어조건은 성립되지 않는다.

도8 내지 도11을 통해 비간섭 전압연산이 이루어지는 이상적인 전압은 실제 전압값과는 다른 값이 된다.

이 전압변화를 보상하기 위해 d축 및 q축 ACR(전류제어)가 동작하는 것이다. 상세하게는 2차저항 변동으로 기인되는 전압변화를 보정하기 위해 ACR 증폭기가 동작된다. 그러므로, ACR 증폭기의 출력(d축 및 q축 전압오차) ΔV₁d, ΔV₁q가 검출되고, 상기 ACR 증폭기의 출력을 영(零)으로 하기 위해 슬립주파수(ωs)가 보정된다.

따라서, 3상 다중권선 모터의 경우에 있어서 2차저항 변동보상이 가능하다.

2차저항 변동보상법이 도8과 도12 내지 도14를 참조하여 아래에 설명된다.

1) ΔV₁d = 0 보상법

도12를 참조하면 2차저항 변동으로 발생되는 d축 전압오차 ΔV₁d는 상기 d축 ACR(35)로 유도된다. ΔV₁d = 0 을 만족하도록 슬립주파수(ωs)가 제어되면, 상기 2차저항 변동보상이 수행된다.

즉, 표8의 식(16)은 전술한 2차저항 변동보상법을 나타낸다.

식(16)에서 * 는 설정치를 나타내고, K = R₃(실제치) / R₃(설정치) = 2차저항 변동율을 나타낸다.

2) ΔV₁q = 0 을 만족하기 위한 슬립주파수 제어방법

도13에 도시된 바와 같이 q축 ACR(36)에 의해 얻어진 상기 2차저항 변동에 의해 발생된 ΔV₁d 로부터 ΔV₁q = 0 을 만족하는 슬립주파수 ωs를 제어함으로써 2차저항 변동보상이 이루어진다.

3)= 0 을 만족하기 위한 슬립주파수 제어방법

도14에 도시된 바와 같이 2차저항 변동을 보상하기 위해= 0 을 제공하도록 슬립주파수를 제어하기 위해 2차저항 변동에 의해 발생된 (ΔV₁d)²과 (ΔV₁q)²의 합의 제곱근이 유도된다.

표8의 식(17)이 전술한 방법을 나타낸다.

4) 1차저항 변동에 대한 러버스트(Robust) 2차저항 변동보상법

전술한 본 발명의 종래기술에서 소개된 문헌 2의 '저속 및 고속영역에서 토크 제어특성을 개선한 유도전동기의 파라메터 변동보상'에 기초하여 1차전류 좌표축(γ-δ축)의 δ축 전압변동분(오차) ΔV₁q가 영이 되게 하는 슬립주파수(ωs)가 제어된다. 따라서, 1차저항 변동의 영향을 받지 않으면서2차저항 변동보상이 이루어진다.

도6을 참조하면, d-q축과 γ-δ축과의 위상각 ψ는 표8의 식(18)을 사용하여 도6으로부터 얻어진다.

또한, 아래의 표9의 식(19)와 (19)′로부터 ΔV₁γ와 ΔV₁δ이 유도된다.

식(19)′에 의하면, ΔV₁δ 가 유도되고, 슬립주파수(ωs)가 V₁δ = 0 을 만족하도록 제어된다.

따라서, 1차저항 변동의 영향을 받지 않으면서 상기 러버스트 2차저항 변동 보상이 이루어질 수 있다.

도15는 상기 러버스트 2차저항 변동보상이 적용된 3상 다중권선 모터의 벡터 제어장치에 대한 구성도이다.

도12 내지 도15에 도시된 3상 2중권선 모터에 대한 각각의 벡터 제어장치에 있어서, 인버터 INV1측의 ACR 출력들, 즉 ΔV₁d, ΔV₁q 와 i₁d, i₁q가 사용되고, 다른 인버터 INV2측의 ACR 출력들, 즉 ΔV₂d, ΔV₂q, i₂d, 및 i₂q 가 사용되면서 상기와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

도16 내지 도20에 3상 N중권선 모터의 벡터 제어장치에 적용할 수 있는 2차저항 변동보상법이 제시되어 있다.

상기 방법은 3상 2중권선 모터의 2차저항 변동을 보상하기 위한 방법에 동일하게 적용시킨 것이다. 도10과 도11에서 상기 항목 1) 내지 4)에 기술된 2차저항 변동보상을 위한 동일한 방법들을 달성할 수 있다. 도10과 도11은 도8과 도9에 각각 도시된 비간섭제어 연산들의 적용을 보여준다.

이하, 3상 다중(N중, N = 2, 3, 4, …, N)권선 모터를 위한 벡터 제어장치의 실시예를 설명한다.

도8은 3상 2중권선 모터를 위한 벡터 제어장치의 제1실시예를 나타낸다. 본 실시예에서 N은 2이다.

도8에서 I₁은 하나의 인버터(INV1)의 주회로에 설치되는 스위칭소자, 보통 3조(Three Pairs)이고, 예를들면 IGBT(Insulated Gste Bipolar Transistors)의, 동작을 제어하는 인버터 제어회로를 나타내고, I₂는 상기 I₁과 동일구조를 갖는 다른 인버터(INV2)의 제어회로를 나타낸다.

도8에서 펄스제너레이터(PG)(2)는 상기 모터(3상 2중권선 모터, IM)에 직접 결합되어 있고, 속도검출회로(3)는 펄스제너레이터(2)로부터펄스트레인신호(Pulse Train Signal)를 받으며, 슬립주파수연산부(4)는 여자전류지령(I_O*) 및 토크전류지령(I_T*)으로부터 슬립주파수(ωs)를 연산하고, 가산기(5)는 회전자주파수(ωr)와 슬립주파수(ωs)를 더하여 전원각주파수(ω)를 출력하며, 적분기(6)는 상기 전원각주파수(ω)로부터 각주파수(θ)를 유도하고, 1/N제산회로(7)는 상기 인버터 INV1 또는 INV2에 대한 각각의 전류지령(i₁d*, i₂d*)이 i₁d* = i₂d*을 만족하도록 전체 여자전류지령(I_O*)을 인버터의 수로 나눈다.

비간섭전압연산부(10)들은 식(14)의 V₁d와 V₁q를 연산하는 다수의 승산기(11 내지 14, 21 내지 26)로 구성되어 있다.

상기 V₁d 승산기들(11 내지 14)은, i₁q*에 R₁을 곱하는 승산기(11)와, i₁q*에 l₁(= L₁- M)을 곱하고 거기에 전원주파수(ω)를 곱하는 승산기(12-1, 12-2)와, 도8에 도시된 극성을 갖는 승산기들(11, 12-2, 13-2)의 출력을 더하는 가산기(14)로 구성되어 있다.

상기 V₁d 승산기들(11 내지 14)은 가산기(37)에 d축 설정전압(V₁d*)를 출력한다.

상기 V₁q 승산기들(21 내지 26)은 i₁q*에 R₁을 곱하는 승산기(21)와, I_O*에 M′(= M²/L₃)을 곱하고 거기에 전원주파수(ω)를 곱하는 승산기(21-1, 21-2)와, 승산기들(21, 21-2, 23-2, 24-2)의 출력을 동시에 더하는 가산기(26)로 구성되어 있다.

상기 V₁q 승산기들은 가산기(37)에 q축 전압설정치(V₁q*)를 출력한다.

도8에서 3상→2상 좌표변환블록(31)은 CT(Current Transformer)로부터 검출된 유도모터(IM)의 1차전류 iu₁및 iw₁을 d축 및 q축검출전류 i₁d 및 i₁q로 변환하고, d축 전류제어회로(33, 35)는 d축 전압오차(ΔV₁d)를 출력하기 위해 i₁d*와 i₁d의 편차계산을 위해 PI연산을 수행하며, 그리고 q축 전류제어회로(34, 36)는 q축 전압오차(ΔV₁q)를 출력하기 위해 i₁q*와 i₁q의 PI연산을 수행한다.

가산기(37)는 d축 전압지령(V₁d)을 얻기 위하여 d축 설정전압(V₁d*)에 d축 전압오차(ΔV₁d)를 더한다. 가산기(38)은 q축 전압지령(V₁q)를 얻기 위하여 q축 설정전압(V₁q*)에 q축 전압오차(ΔV₁q)를 더한다. PWM회로(39)는 d축 및 q축 전압지령 V₁d 및 V₁q에 기초하여 인버터 INV1의 3개의 스위칭소자 쌍의 동작을 제어하는 PWM(Pulse Width Modulation)회로이다. 상기 다른 인버터 제어회로 I₂는 상기 인버터 제어회로 I₁의 구성과 동일하다.

그러므로 제1실시예에 의하면, 비간섭전압연산부(10)는 식(14)의 d축 및 q축 1차전압의 이상전압을 연산하고, 3상 2중권선 모터에서의 2차자속 및2차전류가 비간섭제어 모드(Decoupling Control Mode)로 제어될 수 있으며, 그 결과 3상 2중권선 모터의 이상적인 벡터제어가 이루어진다.

도9는 본 발명의 제2실시예를 나타내는 3상 N중권선 모터를 위한 벡터 제어장치의 시스템 구성도이다.

제2실시예에서, N중(N = 3, 4, …)권선 모터는 N개의 인버터 INV1 내지 INVN 으로 구동되고, N개의 인버터 제어회로 I₁내지 I_N으로 제어된다.

전류지령들(I₁d*, I₂d*, …, I_Nd* 및 I₁q*, I₂q*, …, I_Nq*)은 여자전류지령치(I_O*) 및 토크전류지령(I_T*)의 1/N 배이다.

그러므로, 제산기(7, 8)는 각각 지령들을 1/N 로 곱한다. 각각의 제어회로 l₁내지 l_N로 입력되는 상기 지령들은 1/N 로 분할되는 것을 알 수 있다. 각각의 제어회로 l₁에서 l_N의 구조는 도8에 도시된 인버터 제어회로 INV1과 동일하다.

도10은 본 발명의 제3실시예를 나타내는 3상 2중권선 모터를 위한 벡터 제어장치의 시스템 구성도이다.

제3실시예에서 비간섭전압연산부(10)의 V₁q 연산회로(21 내지 26)는, q축 전류지령(i₁q*)에 R₁을 곱하는 승산기(21)와, i₁d*에 l₁을 곱하고 거기에 전원주파수(ω)를 곱하는 승산기(22-1, 22-2)와, I_O*(= i₁d + i₂d)에 M을 곱하고 거기에 전원주파수(ω)를 곱하는 승산기(25-1, 25-2)와, 승산기들(21, 22-2,25-2)의 출력을 더하는 가산기(26)로 구성되어 있다. 다른 구성은 도8에 도시된 바와 동일하다.

따라서, 제3실시예에 의하면, 비간섭전압연산부(10)는 식(14)를 변형시킨 식(14)′를 연산하고, 제1실시예와 같은 동일한 방식으로 이상적인 벡터제어가 가능하다.

도11은 본 발명의 제4실시예를 나타내는 3상 N중권선 모터를 위한 벡터 제어장치의 시스템 구성도이다.

제4실시예는 도9에 도시된 벡터제어장치의 비간섭전압연산부(10)에 포함되는 V₁q* 연산회로(21 내지 26)를 도10에 도시된 장치를 이루는 연산회로(21 내지 26)와 동일하게 구성된 것이다.

제1실시예 내지 제4실시예(도8 내지 도11)에 있어서, 정출력영역에서 계자약제어를 수행하는 것과, 최대효율제어를 이루기 위해 자속을 가변하도록 하는 것에서는, 상기 식(12)에 기초한 도7에 도시된 블록이 설치되어서 I_O*는 최초의 여자전류지령((λ₃d/M)*)으로부터 1차진 보상이 설정된다.

도12는 본 발명의 제5실시예를 나타내는 3상 2중권선 모터의 2차저항 변동보상을 하는 시스템 구성도이다.

제5실시예에 있어서, 상기 2차저항 변동보상회로(44 내지 47)는 도8에 도시된 벡터제어장치에서 이루어진다.

상기 2차저항변동 보상회로(44 내지 47)는, d축 전류제어부(35)로부터 d축변동전압 설정치 ΔV₁d*(ΔV₁d* = 0)와 변동전압(ΔV₁d)의 편차를 검출하는 감산기(44)와, 감산기(44)로부터의 편차를 PI 연산하는 R₂보상증폭기(45)와, 슬립주파수 연산부(4)로부터 슬립주파수(ωs*)와 R₂보상증폭기(45)의 출력(K)을 곱하는 승산기(46)와, 승산기(46)의 출력을 ωs*와 더하여 가산기(5)로 출력하는 가산기(47)를 포함하고 있다.

가산기(47)로부터 출력되고 2차저항 변동보상된 슬립주파수(ωs)는 속도검출회로(3)로부터 회전자주파수(ωr)에 가산되어 2차저항 변동보상된 전원주파수(ω)를 출력한다. 상기 2차저항 변동보상된 전원주파수(ω)는 비간섭전압연산부(10)로 출력된다. 이와 같은 제어를 상기 2차저항 변동보상하에서의 제어라 한다.

식(16)에 기초한 상기 2차저항 변동보상회로(44 내지 47)는 ΔV₁d(= 0)을 제공하여 2차저항 변동보상이 이루어지도록 상기 슬립주파수(ωs)를 제어한다.

도13은 본 발명의 제6실시예를 나타내는 3상 2중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도13에 도시된 제6실시예는 도8에 도시된 3상 2중권선 모터의 벡터제어장치에 도12의 2차저항 변동보상회로(44 내지 47)가 더해진 것이다.

이 2차저항 변동보상회로(44 내지 47)는, q축 전류제어부(36)로부터 q축변동전압 설정치 ΔV₁q(= 0)와 전압오차(ΔV₁q)의 편차를 검출하는 감산기(44)와, 상기 편차에 의해 PI 연산하는 2차저항 R₂보상증폭기(45)와, 슬립주파수 연산부(4)로부터 슬립주파수(ωs*)와 R₂보상증폭기(45)의 출력(K)을 곱하는 승산기(46)와, 승산기(46)의 출력을 ωs*와 더하여 가산기(5)로 출력하는 가산기(47)를 포함하고 있다.

상기 2차저항 변동보상회로는 ΔV₁q = 0 이 되도록 슬립주파수를 제어함으로써 2차저항 변동보상을 수행한다.

도14는 본 발명의 제7실시예를 나타내는 3상 2중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도14에 도시된 제7실시예는, 도8에 도시된 벡터제어장치에 2차저항 변동보상회로(43 내지 47)가 더해진 것이다.

이 2차저항 변동보상회로(43 내지 47)는, 식(17)에서 d축 및 q축(ACR) 전류제어부(35, 36)의 전압오차 ΔV₁d 및 ΔV₁q로부터 식(17)로 변동전압 ΔV₁의 절대치를 산출하는 변동전압(ΔV₁) 절대치산출회로(43)와, ΔV₁*(= 0)로 되는 변동전압 설정치와 ΔV₁의 오차값 간의 편차를 PI 연산하는 R₂보상증폭기(2차저항 변동 보상증폭기)(45)와, 슬립주파수 연산부(4)로부터 슬립주파수(ωs*)와 R₂보상증폭기의 출력(K)을 곱하는 승산기(46)와, 승산기(46)의 출력과 슬립주파수 연산부(4)의 슬립주파수(ωs*)를 더하는 가산기(47)를 포함하고 있다.

제7실시예의 2차저항 변동보상회로(43 내지 47)는 ΔV₁을 영(0)으로 제어함으로써 2차저항 변동보상을 수행한다.

도15는 본 발명의 제8실시예를 나타내는 3상 2중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도15에 도시된 제8실시예는, 도8에 도시된 벡터제어장치에 2차저항 변동보상회로(41 내지 47)가 더해진 것이다.

이 2차저항 변동보상회로(41 내지 47)는, 식(18)에서 여자전류(d축)지령(i₁d*)과 토크전류(q축)지령(i₁q*)로부터 위상각(ψ)를 산출하는 ψ산출회로(41)와, 상기 위상각(ψ)과 d축 및 q축(ACR) 전류제어부(35, 36)의 전압오차 ΔV₁d 및 ΔV₁q로부터 식(18)로 변동전압(오차) ΔV₁δ를 산출하는 δ축 변동전압(ΔV₁δ) 절대치산출회로(42)와, ΔV₁δ(= 0)로 되는 δ축 변동전압 설정치와 ΔV₁δ의 오차값 간의 편차를 PI 연산하는 R₂보상증폭기(2차저항 변동 보상증폭기)(45)와, 슬립주파수 연산부(4)로부터 슬립주파수(ωs*)와 R₂보상증폭기의 출력(K)을 곱하는 승산기(46)와, 승산기(46)의 출력과 슬립주파수 연산부(4)의 슬립주파수(ωs*)를 더하는 가산기(47)를 포함하고 있다.

제8실시예의 2차저항 변동보상회로(41 내지 47)는 ΔV₁δ를 영(0)으로 제어함으로써 2차저항 변동보상을 수행한다.

도16은 본 발명의 제9실시예를 나타내는 3상 N중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도16에 도시된 제9실시예는, 도12에 도시되어 있는 ΔV₁d를 영으로 하기 위한 슬립주파수(ωs)를 제어하는 2차저항 변동보상회로(44 내지 47)를 설치한 것이다.

도17은 본 발명의 제10실시예를 나타내는 3상 N중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도17에 도시된 제10실시예는, 도13에 도시되어 있는 ΔV₁q를 영으로 하기 위한 슬립주파수(ωs)를 제어하는 2차저항 변동보상회로(44 내지 47)를 설치한 것이다.

도18은 본 발명의 제11실시예를 나타내는 3상 N중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도18에 도시된 제11실시예는, 도14에 도시되어 있는 ΔV₁을 영(ΔV₁= 0)으로 하기 위한 슬립주파수(ωs)를 제어하는 2차저항 변동보상회로(43 내지 47)를 설치한 것이다.

도19는 본 발명의 제12실시예를 나타내는 3상 N중권선 모터의 2차저항 변동보상하는 벡터제어장치의 시스템 구성도이다.

도19에 도시된 제12실시예는, 도9에 도시되어 있는 벡터제어장치에 추가되어 ΔV₁δ를 영으로 하기 위한 슬립주파수(ωs*)를 제어하는 2차저항 변동보상회로(41 내지 47)를 설치한 것이다.

따라서, 전술한 바와 같이 3상 N중(N = 2, 3, 4, …)권선 모터를 위한 벡터제어장치는 다음과 같은 이점이 있다.

(1) 3상 N중권선 모터를 위한 비간섭제어가 가능하다.

(2) 비간섭모드에서의 2차자속 및 2차전류가 제어되어서 이상적인 벡터제어가 가능하다.

(3) 모터의 토크가 급변될 때의 전류응답이 개선되고, 토크응답이 개선된다.

(4) 다중권선 모터를 위한 2차저항 변동보상이 가능하고 토크제어의 정확도가 향상된다.

전기장치의 구동원에 적용할 수 있는 계자약제어 및 최대효율제어는 이러한 제어방법들이 본 발명과 직접적으로 관련되어 있지 않으므로 상세하게 설명하지 않았다.

일본특허출원 P10-62534호(1998년 3월 13일 출원)의 내용이 본 발명의 내용에 포함되어 있다.

이상에서 본 발명이 기재된 구체예에 대해서만 상세히 설명되었지만 본 발명의 기술사상 범위 내에서 다양한 변형 및 수정이 가능함은 당업자에게 있어서 명백한 것이며, 이러한 변형 및 수정이 첨부된 특허청구범위에 속함은 당연한 것이다.

Claims

전동기의 다중권선에 대응하는 각각의 권조를 구동시키는 다수의 인버터; 및

상기 다수의 인버터의 동작을 각각 제어하도록 상기 인버터에 일대일로 연결되어 있는 다수의 제어회로; 를 구비하며,

상기 제어회로는,

여자지령치(I_O*), 토크지령치(I_T*), 상기 전동기 권조의 다중수(N)로 각각 나뉘며 상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)의 몫인 d축 및 q축 전류지령치(i₁d*, i₁q*), 그리고 슬립주파수(ωs)에 회전자주파수(ωr)를 더한 전원주파수(ω)에 기초하여 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)을 연산하는 비간섭전압연산부;

d축 전류지령치(i₁d*)와 그 검출치(i₁d) 및 q축 전류지령치(i₁q*)와 그 검출치(i₁q)의 각각에 대한 편차를 PI연산하여 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 구하는 d축 및 q축 전류제어회로; 및

상기 비간섭전압연산부로부터 공급된 상기 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)과 상기 d축 및 q축 전류제어부로부터 출력된 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 각각 더하여 얻어지며, d축 및 q축 전압지령으로서의 d축 및 q축 전압(V₁d, V₁q)을 받고, 이를 발생시켜서 상기 인버터들 중 어느 하나의 동작을 제어하도록 상기 인버터에 게이트 신호를 출력하는 다수의 PWM회로;

를 구비하여 이루어짐을 특징으로 하는 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 1 항에 있어서,

상기 비간섭전압연산부들 각각이 연산하는 것은,

V₁d* = i₁d*×R₁- i₁q*×l₁×ω - I_T*×Mσ×ω 및

V₁q* = i₁q*×R₁+ i₁d*×l₁×ω + I_O*×Mσ×ω + I_O*×M′×ω,

(여기서 l₁= L₁- M, Mσ = M - M²/L₃, M′ = M²/L₃,

R₁은 상기 다중권선 전동기의 다중권선 중 제1권선의 단상에 해당되는 저항이고, L₁은 상기 제1권선의 단상에 해당되는 자기인덕턴스이며, M은 각 권선간의 상호인덕턴스이고, L₃은 상기 다중권선 전동기의 회전자의 자기인덕턴스임)

와 같은 식에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 2 항에 있어서,

상기 다중권선의 다중수(N)는 2이고, 상기 인버터의 갯수는 2이며, 상기 전동기의 상기 제1권선을 구동하는 것은 제1인버터이고, 제2권선을 구동하는 것은 제2인버터인 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 1 항에 있어서,

상기 비간섭전압연산부들 각각이 연산하는 것은,

V₁d* = i₁d*×R₁- i₁q*×l₁×ω - I_T*×Mσ×ω 및

V₁q* = i₁q*×R₁+ i₁d*×l₁×ω + I_O*×M×ω,

(여기서 l₁= L₁- M, Mσ = M - M²/L₃,

R₁은 상기 다중권선 전동기의 다중권선 중 제1권선의 단상에 해당되는 저항이고, L₁은 상기 제1권선의 단상에 해당되는 자기인덕턴스이며, M은 각 권선간의 상호인덕턴스이고, L₃은 상기 다중권선 전동기의 회전자의 자기인덕턴스임)

와 같은 식에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 4 항에 있어서,

상기 다중권선의 다중수(N)는 2이고, 상기 인버터의 갯수는 2이며, 상기 전동기의 상기 제1권선을 구동하는 것은 제1인버터이고, 제2권선을 구동하는 것은 제2인버터인 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 2 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

d축 변동전압설정(ΔV₁d* = 0)과 상기 d축 및 q축 전류제어회로로부터 산출된 d축 전압오차(ΔV₁d)와의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 6 항에 있어서,

ωs = ωs* + Δωs = ωs* + Kωs* = (1 + K)ωs* = (1 + K)R₃′*/M′*I_T*/I_O*, (여기서, R₃′ = (M/L₃)R₃, M′ = M²/L₃, R₃는 상기 3상권선 전동기의 회전자권선의 단상분 저항이고, R₃′*는 R₃′의 설정치이며, M′는 M의 설정치임)

을 만족하는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 2 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

q축 변동전압설정(ΔV₁q* = 0)과 상기 d축 및 q축 전류제어회로로부터 산출된 q축 전압오차(ΔV₁q)와의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 2 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

d축 및 q축 전류제어회로로부터 산출된 d축 전압오차(ΔV₁d)와 q축 전압오차(ΔV₁q)와의 변동전압의 절대치()를 연산하는 변동전압절대치 연산기;

변동전압 설정치(V₁*, V₁* = 0)와 상기 변동전압의 절대치()와의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 9 항에 있어서,

= √{(ΔV₁d)²+ (ΔV₁q)²}

인 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 2 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

여자지령치(I_O*)와 토크지령치(I_T*)로부터 각각 산출된 여자전류지령치(i₁d*)와 토크전류지령치(i₁q*)에 기초하여 d-q축과 γ-δ축간의 위상각(ψ)을 산출하는 위상각산출기;

d축 및 q축 전류제어회로 및 산출된 상기 위상각(ψ)으로부터 산출된 상기 d축 전압오차(ΔV₁d) 및 q축 전압오차(ΔV₁q)를 참조하여 δ축 변동전압(ΔV₁δ)을 산출하는 변동전압 산출기;

δ축 변동전압 설정치(V₁δ*, V₁δ* = 0)와 상기 δ축 변동전압(ΔV₁δ)과의편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 11 항에 있어서,

d-q축과 γ-δ축간의 위상각(ψ)을 산출하는 상기 위상각산출기는,

ψ = tan^-1(i₁q/i₁d) = tan^-1(I_T*/I_O*)

으로 산출하는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 12 항에 있어서,

ΔV₁δ = ΔV₁dsinψ + ΔV₁qcosψ

인 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 3 항에 있어서,

상기 인버터 중 어느 하나로부터 상기 3상 다중권선 전동기로 흐르는 2상 전류를 검출하는 전류변환기; 및

상기 전동기 회전자의 회전속도(ωr)를 검출하는 속도검출회로;

가 더 구비되어 이루어지며,

각각의 제어회로는,

상기 전원주파수(ω)로부터 상기 전동기 회전자의 회전각(θ)을 결정하는 회전각검출기; 및

상기 전류변환기로부터 두개의 상전류(iu₁, iw₁)를 상기 회전각(θ)을 받은 d축 검출치(i₁d) 및 q축 검출치(i₁q)로 변환시키는 3상 대 2상 좌표변환기;

를 구비함을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 14 항에 있어서,

(1 + M′/R₃′P)로 표현되는 특성을 갖는 1차진위상 보상필터를 더 구비하며,

(여기서, R₃′= (M/L₃)R₃, M′ = M²/L₃, R₃는 상기 3상권선 전동기의 회전자권선의 단상분 저항임)

입력된 여자지령치((λ3d/M)*)로부터 상기 여자지령치(I_O*)를

(여기서, λ3d = M₁₃(= M)i₁d + M₂₃(= M)i₂d + L₃i₃d, λ3d/M ≒ i₁d + i₂d,

i₁d는 상기 제1권선의 d축전류를 나타내고, i₂d는 상기 제2권선의 d축전류를 나타낸다.)

출력함을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 4 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

상기 d축 및 q축 전류제어회로로부터 산출된 d축 변동전압 설정치(ΔV₁d* = 0)와 d축 전압오차(ΔV₁d)와의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 4 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

상기 d축 및 q축 전류제어회로로부터 산출된 q축 변동전압 설정치(ΔV₁q* = 0)와 q축 전압오차(ΔV₁q)와의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 4 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

d축 및 q축 전류제어회로로부터 산출된 d축 전압오차(ΔV₁d)와 q축 전압오차(ΔV₁q)와의 변동전압의 절대치()를 연산하는 변동전압절대치 연산기;

변동전압 설정치(V₁*, V₁* = 0)와 상기 변동전압의 절대치()와의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를 더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
제 4 항에 있어서,

각각의 제어회로는,

여자지령치(I_O*)와 토크지령치(I_T*)로부터 각각 산출된 여자전류지령치(i₁d*)와 토크전류지령치(i₁q*)에 기초하여 d-q축과 γ-δ축간의 위상각(ψ)을 산출하는 위상각산출기;

d축 및 q축 전류제어회로 및 산출된 상기 위상각(ψ)으로부터 산출된 상기 d축 전압오차(ΔV₁d) 및 q축 전압오차(ΔV₁q)를 참조하여 δ축 변동전압(ΔV₁δ)을 산출하는 변동전압 산출기;

δ축 변동전압 설정치(V₁δ*, V₁δ* = 0)와 상기 δ축 변동전압(ΔV₁δ)과의 편차를 산출하는 감산기;

상기 감산기로부터 산출된 상기 편차를 PI연산하는 2차저항 변동보상 증폭기;

상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)에 기초하여 슬립주파수(ωs*)를 산출하는 슬립주파수 연산기;

상기 2차저항 변동보상 증폭기의 출력(K, K는 2차저항 변동율)과 상기 슬립주파수(ωs*)를 곱하는 승산기; 및

ωs*(1 + K)를 제공하도록 상기 승산기의 출력과 상기 슬립주파수(ωs)를더하는 가산기;

를 구비하는 2차저항 변동보상회로가 더 포함되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 상기 3상 다중권선 전동기 제어장치.
전동기의 다중권선에 대응하는 각각의 권조를 기능적으로 구동시키는 다수의 인버터를 제공하는 단계;

여자지령치(I_O*), 토크지령치(I_T*), 상기 전동기 권조의 다중수(N)로 각각 나뉘며 상기 여자지령치(I_O*)와 상기 토크지령치(I_T*)의 몫인 d축 및 q축 전류지령치(i₁d*, i₁q*), 그리고 슬립주파수(ωs)에 회전자주파수(ωr)를 더한 전원주파수(ω)에 기초하여 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)을 연산하는 단계;

d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d, ΔV₁q)를 구하기 위해 d축 전류지령치(i₁d*)와 그 검출치(i₁d) 및 q축 전류지령치(i₁q*)와 그 검출치(i₁q)의 각각에 대한 편차를 PI연산하는 단계;

d축 및 q축 전압지령으로서의 d축 및 q축 전압(V₁d, V₁q)을 받는 단계; 및

상기 d축 및 q축 전압설정치들(V₁d*, V₁q*)과 d축 및 q축 전압오차(ΔV₁d,ΔV₁q)를 각각 더하여 얻어진 d축 및 q축 전압으로 상기 인버터들 중 어느 하나의 동작을 제어하도록 상기 인버터에 게이트 신호를 출력하는 단계;

를 구비한 것을 특징으로 하는 3상 다중권선 전동기 제어방법.