JPH07250500A - 誘導電動機の可変速制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 制御の基準磁束軸と電動機内部の仮想磁束軸
とを定常的に一致させて制御の安定性、過渡時の制御性
能を向上させる。 【構成】 出力電圧の大きさ、周波数及び位相が制御可
能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の一次電
流を、電動機の磁束軸方向成分（励磁電流）とこれに直
交する成分（トルク電流）とに分離し、これらの各成分
をそれぞれ独立に制御する誘導電動機の可変速制御装置
に関する。励磁電流の指令値ｉ_1d ^*と検出値ｉ_1dとの偏
差を求め、これにゲインＫ₁を乗じて電圧補償量を算出
する電圧補償回路９を設ける。前記電圧補償量を誘導電
動機２の一次電圧ベクトル指令値ｖ^*の磁束軸方向成分
ｖ_1d ^*の入力側において加算し、ｖ_1d ^*を補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電力変換器によりベク
トル制御される誘導電動機の可変速制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、高性能な誘導電動機可変速制御装
置の例として、例えば図６に示す如く、速度検出器（パ
ルスジェネレータＰＧ）３が接続された誘導電動機（Ｉ
Ｍ）２に対し、その速度検出値、一次電流検出値、一次
電圧検出値が入力されてベクトル制御を行なうベクトル
制御装置５と、この制御装置５から出力される指令に基
づいて三相各相の電圧指令値ｖ_a ^*,ｖ_b ^*,ｖ_c ^*を出力する
三相電圧指令発生器４と、これらの電圧指令値に従って
ＰＷＭ制御を行なうＰＷＭインバータ１とを組み合わせ
た可変速制御装置が知られている。なお、図６において
６は速度設定器である。

【０００３】上記制御装置５におけるベクトル制御原理
は、既に多くの文献等に発表されていて公知である（例
えば、「富士時報」第５３巻第９号（昭和５５年発
行）、Ｐ．６４０〜６４８“交流機のトランスベクトル
制御”参照）。

【０００４】一方、速度検出器を不要とした、いわゆる
速度センサレスのベクトル制御方法も、特開昭６３−６
９４９１号公報、特開昭６３−２０９４９７号公報等に
より既に公知となっている。これらの従来技術では、誘
導電動機の一次電流検出値及び一次電圧検出値（あるい
は一次電圧指令値）から演算によって推定した電動機速
度を用いてベクトル制御を行なっている。

【０００５】また、速度検出器を不要とし、かつ電動機
の一次電圧検出器を省略して一次電流のみから速度を推
定する制御方法も知られている（例えば、半導体電力変
換研究会 spc-92-48“電流のみの検出による巻線抵抗変
動補償速度センサレスベクトル制御”１９９２年 参
照）。

【０００６】まず、上記種々の従来技術に用いられてい
るベクトル制御について、簡単に説明する。なお、以下
において、添字＊を付したものは指令値を表し、添字の
ないものは検出値または推定値を表わす。

【０００７】誘導電動機のベクトル制御は、電動機の電
流、電圧等をベクトル量とみなし、固定子巻線上から観
測すると交流量になっているこれらの量を電動機の回転
磁界上から観測して直流量に変換し、これらの直流量を
磁界に平行な成分と直交する成分とに分離してそれぞれ
を独立に制御しようとするものである。

【０００８】図７は、誘導電動機の一次電流ベクトルｉ
₁を、固定座標系（固定子巻線上にとった直交２軸座標
系）のα軸、β軸上の成分ｉ_α，ｉ_βと、回転座標系
（回転磁界の磁束上にｄ軸（磁束軸）をとり、これに直
交する方向にｑ軸をとった直交２軸座標系）のｄ軸、ｑ
軸上の成分ｉ_1d，ｉ_1qとに分離した状態を示すもので、
固定座標（α−β）と回転座標（ｄ−ｑ）上の各量の関
係を表わしている。なお、同図において、φは電動機磁
束の位相である。

【０００９】次に、図８は、速度検出器３を有する従来
のベクトル制御装置５Ａの概略的な構成を示すものであ
り、誘導電動機２の一次電流は電流検出器７を介して、
三相／二相変換及びベクトル回転を行なうベクトル回転
器８により二相成分のα軸、β軸成分ｉ_α，ｉ_βに変換
され、更にｄ軸、ｑ軸成分ｉ_1d，ｉ_1qに変換される。こ
こで、ｉ_1d，ｉ_1qは数式１により表わされる。

【００１０】

【数１】

【００１１】このように一次電流をｉ_1d，ｉ_1qに分離す
れば、ｉ_1dは磁束を作る成分(励磁電流)となり、ｉ_1qは
トルクを作る成分（トルク電流）となることは良く知ら
れている。一方、速度設定器６により与えられた誘導電
動機２の速度指令値ω_r ^*は、加算点１０において速度検
出値ω_rと比較され、その偏差はＰＩ調節器からなる自
動速度調節器１５により増幅されてトルク電流指令値ｉ
_1q ^*'となり、一次遅れフィルタ１６を通過してｉ_1q ^*と
なる。なお、図８において、１７は速度検出値ω_rから
励磁電流指令値ｉ_1d ^*を演算する磁束指令演算器であ
る。

【００１２】また、誘導電動機２の一次電圧指令値ベク
トルのｄ軸成分ｖ_1d ^*及びｑ軸成分ｖ_1q ^*は、数式２によ
り求められる。なお、図８において１９は乗算器を示
す。

【００１３】

【数２】 ｖ_1d ^*＝（ｒ_s＋ｌＰ）・ｉ_1d ^*＋ω₁ ^*・ｌ・ｉ_1q ^* ｖ_1q ^*＝（ｒ_s＋ｌＰ）・ｉ_1q ^*＋Ｌ_s・ｉ_1d ^*・ω₁ ^*

【００１４】数式２において、ｒ_sは固定子巻線抵抗、
ｌは電動機の漏れインダクタンス、ω₁ ^*は一次角周波数
指令値、Ｌ_sは一次インダクタンス、Ｐは微分演算子で
ある。ここで、図１０は誘導電動機のＴ形等価回路を一
次側に換算した場合のもので、図中の諸量の関係は以下
のとおりである。 ｌ_σ＝ｌ₁＋｛ｌ₂Ｍ／（ｌ₂＋Ｍ）｝， Ｌ₀＝Ｍ²／（ｌ₂＋Ｍ）， ｒ₂′＝｛Ｍ／（ｌ₂＋Ｍ）｝²ｒ₂， また、数式２において、 Ｌ_s＝ｌ₁＋Ｍ（なお、二次インダクタンスＬ_r＝ｌ₂＋
Ｍ）， ｌ＝ｌ_σ とする。

【００１５】上述の各成分ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*は電圧ベクトル
演算器１８に入力され、インバータ出力電圧（誘導電動
機一次電圧）の振幅指令値ｖ^*及び位相指令値θ^*が数式
３により演算される。

【００１６】

【数３】ｖ^*＝｛（ｖ_1d ^*）²＋（ｖ_1q ^*）²｝^1/2 θ^*＝ｔａｎ^-1（ｖ_1q ^*／ｖ_1d ^*）

【００１７】これらのｖ^*，θ^*は三相電圧指令発生器４
に入力され、三相各相の電圧指令値ｖ_a ^*，ｖ_b ^*，ｖ_c ^*が
数式４に従って演算される。この数式４において、Ｖ₀ ^*
は前記振幅指令値ｖ^*と同等のものである。上記電圧指
令値ｖ_a ^*，ｖ_b ^*，ｖ_c ^*をＰＷＭインバータ１に与えるこ
とにより、誘導電動機２への給電が行なわれることにな
る。

【００１８】

【数４】ｖ_a ^*＝Ｖ₀ ^*ｃｏｓ（θ） ｖ_b ^*＝Ｖ₀ ^*ｃｏｓ（θ−２π／３） ｖ_c ^*＝Ｖ₀ ^*ｃｏｓ（θ＋２π／３）

【００１９】これに対し、先に述べたように速度検出器
を持たず、誘導電動機の一次電流のみを検出してベクト
ル制御を行なう従来の制御装置としては、図９に示すよ
うなものがある。図９のベクトル制御装置５Ｂでは、速
度検出器による検出値の代わりにｉ_1qのデータからすべ
り角周波数ω_slを演算する。このすべり角周波数ω_slは
数式５によって表わされる。数式５において、ｒ_r′は
誘導電動機の一次側に換算した回転子巻線抵抗である。

【００２０】

【数５】ω_sl＝（ｒ_r′／Ｌ₀ｉ_1d ^*）・ｉ_1q

【００２１】この例において、速度検出値ω_rは数式６
により表わされ、また、数式６におけるω_1Fは数式７に
より表わされる。この数式７において、ｓはラプラス演
算子、Ｔ_sは制御遅れ等の無駄時間に相当する時定数で
ある。

【００２２】

【数６】ω_r＝ω_1F−ω_sl

【００２３】

【数７】ω_1F＝｛１／（１＋ｓＴ_s）｝・ω₁ ^*

【００２４】また、ω₁ ^*＝ω_r＋ω_s1 ^*であるので、速度
検出値ω_rは数式８により求められ、この速度検出値ω_r
を用いてベクトル制御を行なっている。

【００２５】

【数８】ω_r＝｛１／（１＋ｓＴ_s）｝ω₁ ^*−ｉ_iqｒ_r′^*
／Ｌ₀ｉ_1d ^*

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】この種のベクトル制御
を高精度に行なうためには、制御における基準磁束軸と
電動機内部での仮想の磁束軸（ｄ軸）を一致させる必要
があるが、図９に示したような速度検出器を持たないベ
クトル制御、あるいは、図８に示したように速度検出器
を持っているがＡＣＲ（電流調節器）を持たないベクト
ル制御では、負荷外乱によって基準磁束軸と仮想磁束軸
との間に誤差を生じる。この結果、制御に不安定現象が
発生したり、過渡時の速度制御性能を低下させるという
問題があった。

【００２７】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、制御における基
準磁束軸と電動機内部での仮想磁束軸とを安定的に一致
させ、速度制御の安定性及び過渡時の速度制御性能を向
上させた誘導電動機の可変速制御装置を提供することに
ある。

【００２８】

【課題を解決するための手段及び作用】上記目的を達成
するため、第１の発明は、出力電圧の大きさ、周波数及
び位相が制御可能な電力変換器を介して給電される誘導
電動機の一次電流を励磁電流及びトルク電流に分離し、
これらの各成分をそれぞれ独立に制御する誘導電動機の
可変速制御装置において、前記励磁電流の指令値と検出
値との偏差を求める手段と、前記偏差に基づいて誘導電
動機の一次電圧ベクトル指令値の磁束軸方向成分を補正
する手段とを備える。

【００２９】本発明においては、制御の基準磁束軸と仮
想磁束軸との間に誤差がある場合でも、励磁電流指令値
とその検出値との偏差に応じて電圧補償量を求め、この
電圧補償量を一次電圧ベクトル指令値ｖ^*の磁束軸方向
成分ｖ_1d ^*に反映させることにより、前記両磁束軸を定
常的に一致させ、速度制御の安定性を向上させる。

【００３０】第２の発明は、励磁電流の指令値及びトル
ク電流の検出値の積と、励磁電流の検出値及びトルク電
流の指令値の積との偏差を求める手段と、前記偏差に基
づいて位相補償量を求め、この位相補償量により誘導電
動機の一次電圧ベクトル指令値の位相を補正する手段と
を備える。

【００３１】本発明においては、一次電流ベクトル指令
値と検出値との外積が補償するべき位相角のｓｉｎ関数
となることに着目し、励磁電流の指令値及びトルク電流
の検出値の積と、励磁電流の検出値及びトルク電流の指
令値の積との偏差を求め、これに所定のゲインを乗じて
求めた位相補償量にて位相を補正することにより、過渡
時における速度制御性能を向上させる。

【００３２】

【実施例】以下、図に沿って各発明の実施例を説明す
る。図１は第１の発明の実施例を示しており、図９と同
一の構成要素には同一の符号を付してある。この実施例
は、速度検出器を持たないベクトル制御システムを対象
として、誘導電動機２の一次電圧ベクトル指令値のｄ軸
成分ｖ_1d ^*を補正する電圧補償回路９をベクトル制御装
置５１内に備えたものである。

【００３３】電圧補償回路９は、図１に示すように励磁
電流指令値ｉ_1d ^*と励磁電流検出値ｉ_1dとの偏差を検出
し、乗算器２０によりゲインＫ₁を乗じた結果を（ｒ_s＋
ｌＰ）・ｉ_1d ^*に加算することにより、一次電圧ベクト
ル指令値のｄ軸成分ｖ_1d ^*を補正するように構成されて
いる。ここで、磁束が変化する時定数は比較的長いた
め、上記ゲインＫ₁は小さくて良い。電圧補償回路９に
より求められる電圧補償量（ｖ_1d ^*の補償量）は、数式
９に示すとおりである。

【００３４】

【数９】電圧補償量＝Ｋ₁・（ｉ_1d ^*−ｉ_1d）

【００３５】図２は補償回路９の一例であり、この例で
はｉ_1d ^*とｉ_1dとの偏差をＰ調節器２０’に入力して電
圧補償量を得ている。本実施例によれば、励磁電流指令
値ｉ_1d ^*と検出値ｉ_1dとの偏差に応じた電圧補償量によ
り一次電圧ベクトル指令値のｄ軸成分ｖ_1d ^*を補正し、
結果的に一次電圧ベクトル指令値ｖ^*を補正することに
より、制御の基準磁束軸と電動機内部の仮想磁束軸とを
定常的に一致させることができ、制御の安定性を向上さ
せることができる。また、自動速度調節器１５のゲイン
設定範囲が広がり、応答性に優れた可変速制御装置を実
現することができる。

【００３６】次に、図３は第２の発明の実施例を示して
おり、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してあ
る。すなわち、この実施例も速度検出器を持たないベク
トル制御システムを対象とし、励磁電流指令値ｉ_1d ^*及
びトルク電流検出値ｉ_1qの積と、トルク電流指令値ｉ_1q
^*及び励磁電流検出値ｉ_1dの積との偏差に基づいて位相
誤差θ_errを検出し、これを位相補償量として位相指令
値θ^*を補正する位相補償回路２３をベクトル制御装置
５２内に備えたものである。なお、２１，２２，２４は
乗算器である。

【００３７】ここで、位相誤差θ_errは一次電流ベクト
ルの検出値ｉ₁と指令値ｉ₁ ^*との外積（数式１０参照）
を計算して求める。なお、便宜上、ここではベクトル量
についてもｉ₁ ^*，ｉ₁により表わす。

【００３８】

【数１０】 ｉ₁とｉ₁ ^*との外積＝ｉ₁・ｉ₁ ^*・ｓｉｎ（θ_err）

【００３９】従って、数式１１が得られ、θ_errは位相
のずれ分であるので充分小さいと仮定することにより、
数式１２が得られる。

【００４０】

【数１１】ｓｉｎ（θ_err）＝（ｉ₁とｉ₁ ^*との外積）／
（ｉ₁・ｉ₁ ^*） ＝（ｉ_1d・ｉ_1q ^*−ｉ_1q・ｉ_1d ^*）／（ｉ₁・ｉ₁ ^*）

【００４１】

【数１２】ｓｉｎ（θ_err）≒θ_err

【００４２】更に、Ｋ₂＝１／（ｉ₁・ｉ₁ ^*）、フィード
バックゲインをＫ₃、Ｋ₄＝Ｋ₂・Ｋ₃とすると、数式１３
が得られる。

【００４３】

【数１３】 θ_err＝Ｋ₂・Ｋ₃・（ｉ_1d・ｉ_1q ^*−ｉ_1q・ｉ_1d ^*） ＝Ｋ₄・（ｉ_1d・ｉ_1q ^*−ｉ_1q・ｉ_1d ^*）

【００４４】このようにして求めた位相補償量θ
_errを、図３における乗算器１９の入力側において加算
することにより、一次電圧ベクトル指令値ｖ^*のｄ軸成
分ｖ_1d ^*ひいてはｖ^*を補正する。また、位相補償量θ
_errは図３の積分器２５を介して位相指令値θ^*にも反映
され、これらの指令値ｖ^*，θ^*により三相電圧指令発生
器４を介してＰＷＭインバータ１が運転される。位相補
償量θ_errの加算点は、図３におけるａ点やｂ点であっ
ても良い。なお、図４は位相補償回路２３の一例であ
り、乗算器２１，２２及び前記乗算器２４に相当するＰ
調節器２４’（ゲインＫ₄）を備えている。

【００４５】この実施例によれば、位相誤差θ_errを検
出し、これを位相補償量として一次電圧ベクトル指令値
の位相を補正することにより、過渡時において基準磁束
軸と仮想磁束軸との間に誤差が生じた場合にも位相を直
ちに補償して応答性の高い速度制御を行なうことができ
る。

【００４６】図１及び図３の実施例は組み合わせること
が可能であり、図５はその場合の構成を示したもので、
図１及び図３と同一の構成要素には同一符号を付して説
明を省略する。この実施例のベクトル制御装置５３によ
れば、図１の実施例の電圧補償と図３の実施例の位相補
償による双方の作用、効果を得ることができる。また、
上記各実施例は、速度検出器を持たないベクトル制御シ
ステムについてのものであるが、本発明は速度検出器を
持つベクトル制御システムにも適用可能である。

【００４７】

【発明の効果】以上のように第１の発明においては、一
次電圧ベクトル指令値の磁束軸方向成分を補正すること
により、制御における基準磁束軸と電動機内部の仮想磁
束軸とを定常的に一致させることができ、制御の安定性
を高めることができる。この結果、自動速度調節器のゲ
イン設定範囲が拡がり、応答性も向上する。また、第２
の発明においては、位相を補償して電圧ベクトルを補正
することにより、過渡時の速度制御性能を高めることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の実施例を示す構成図である。

【図２】電圧補償回路の一例を示す構成図である。

【図３】第２の発明の実施例を示す構成図である。

【図４】位相補償回路の一例を示す構成図である。

【図５】各発明の他の実施例を示す構成図である。

【図６】誘導電動機のベクトル制御システムの概略的な
構成図である。

【図７】固定座標及び回転座標上の各量の関係を示す図
である。

【図８】従来技術を示す構成図である。

【図９】従来技術を示す構成図である。

【図１０】誘導電動機の等価回路図である。

【符号の説明】

１ ＰＷＭインバータ ２ 誘導電動機 ４ 三相電圧指令発生器 ６ 速度設定器 ７ 電流検出器 ８ ベクトル回転器 ９ 電圧補償回路 １０ 加算点 １５ 自動速度調節器 １６ 一次遅れフィルタ １７ 磁束指令演算器 １８ 電圧ベクトル演算器 １９，２０，２１，２２，２４ 乗算器 ２０’，２４’ Ｐ調節器 ２３ 位相補償回路 ２５ 積分回路 ５１，５２，５３ ベクトル制御装置

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 出力電圧の大きさ、周波数及び位相が制
   御可能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の一
   次電流を、前記電動機の磁束軸方向成分（励磁電流）と
   これに直交する成分（トルク電流）とに分離し、これら
   の各成分をそれぞれ独立に制御する誘導電動機の可変速
   制御装置において、 前記励磁電流の指令値と検出値との偏差を求める手段
   と、 前記偏差に基づいて誘導電動機の一次電圧ベクトル指令
   値の磁束軸方向成分を補正する手段と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機の可変速制御装
   置。
2. 【請求項２】 出力電圧の大きさ、周波数及び位相が制
   御可能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の一
   次電流を、前記電動機の磁束軸方向成分（励磁電流）と
   これに直交する成分（トルク電流）とに分離し、これら
   の各成分をそれぞれ独立に制御する誘導電動機の可変速
   制御装置において、 前記励磁電流の指令値及び前記トルク電流の検出値の積
   と、励磁電流の検出値及びトルク電流の指令値の積との
   偏差を求める手段と、 前記偏差に基づいて位相補償量を求め、この位相補償量
   により誘導電動機の一次電圧ベクトル指令値の位相を補
   正する手段と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機の可変速制御装
   置。