JPH0344509B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導電動機のベクトル制御方法に係
り、特に速度検出器や磁束検出器を用いることな
く誘導電動機を高速応答性を確保して高精度に制
御するベクトル制御方法に関する。

〔従来の技術〕

誘導電動機を周波数変換器あるいはインバータ
を用いて速度制御する装置において、高速応答で
高精度な制御を可能にするベクトル制御が知られ
ている。ベクトル制御は、かご形誘導電動機によ
り直流電動機と同等の性能を得る制御方式として
発展してきたものであり、いわば直流機の整流機
能を電気的制御により行い、磁束ベクトルと電流
ベクトルとの直交関係を作つて回転速度を制御し
ようとするものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のベクトル制御方式は、すべり周波数制御
を基本とし、電動機の回転速度に応じてインバー
タの出力周波数を制御する方式であるので、速度
検出器（または回転位置検出器）並びに検出器と
インバータ装置間の信号ケーブルが必要となり、
装置が複雑化したり、また既設の誘導機に適用す
る場合の手間が必要となるなどの欠点があつた。

一方、このような不具合を解決するため、電動
機の端子電圧を検出して電動機磁束を演算し、こ
れに従つて電動機電流（１次電流）と周波数を制
御するようにした、速度センサを使わない、いわ
ゆるセンサレン速度制御方式が発表されている
（例えば、昭和59年電気学会全国大会予稿集
p.731，「すべり周波数を用いた誘導電動機のPG
レスベクトル制御方式」、昭和57年電気学会全国
大会予稿集p.709，「誘導電動機の二次鎖交磁束演
算による磁界オリエント制御方式（TGを用いな
いベクトル制御））。

しかし、上述のセンサレス速度制御方式におい
ても、電動機の電圧を検出するための絶縁変圧器
における鉄心飽和現象、並びに磁束演算のための
積分器におけるドリフトの問題が内在しており、
このために、特に低周波運転時において十分な検
出演算精度が得られず、安定な運転が行えないと
いう不具合がある。

本発明は、速度検出器や電圧検出器等の検出器
を用いることなく、高精度で誘導電動機の回転速
度を制御しうるベクトル制御方法を提供すること
を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、周波数
変換器により一次周波数および電圧が制御される
誘導電動機のベクトル制御方法において、前記誘
導電動機に供給される一次電流からトルク電流成
分を検出し、このトルク電流成分、トルク電流指
令及び与えられる速度指令の急激な変化を制限し
て得られる変化制限速度指令に基づいて前記誘導
電動機の回転速度の推定値を求め、この速度推定
値と与えられる速度指令との差に基づいて前記ト
ルク電流指令を求め、このトルク電流指令と前記
検出したトルク電流成分との差に基づいて周波数
制御指令を求め、この周波数指令と前記変化制限
速度指令とを加算し、この加算値を前記周波数変
換器の一次周波数指令とすることを特徴とする。

また、本発明は、上記構成に加えて、前記誘導
電動機に供給される一次電流から励磁電流成分を
検出し、この励磁電流成分と励磁電流指令との差
により前記出力電圧の振幅を補正することができ
る。

〔作 用〕

このように構成したことから、本発明によれ
ば、次の作用により上記目的が達成される。

まず、１次周波数はトルク電流指令と検出トル
ク成分の偏差と、急激な変化が制限された速度指
令との加算値により制御される。速度指令が一定
で、検出トルク電流成分がトルク電流指令に比べ
て小の場合は、その差に応じた周波数制御指令に
より１次周波数が上昇方向に変化し、実際のすべ
り角周波数が増加する。これに従い、すべり角周
波数と比例関係にある誘導電動機の２次電流が増
加し、また１次電流のトルク電流成分が増加す
る。その結果、トルク電流成分はトルク電流指令
に一致するように制御される。一方、検出トルク
電流成分がトルク電流指令に比べて大きい場合
は、上述と逆の動作になる。また、検出されるト
ルク電流成分はすべり角周波数に比例することか
ら、１次周波数に相当するトルク電流指令と検出
トルク電流成分の差及び急激な変化率が制限され
た速度指令との加算値に基づいて、誘導電動機の
回転速度の推定値を求めることができる。この速
度推定値と速度指令値との偏差に応じてトルク電
流指令を求め、このトルク電流指令に応じてトル
ク電流成分を制御することにより、電動機速度を
速度指令値に一致させることができる。

また、速度指令の急激な変化を制限した速度指
令を用いずに、速度偏差に応じたトルク電流指令
のみで１次周波数を制御しようとすると、速度指
令が急激に変化したとき、トルク電流指令と検出
トルク電流成分との偏差が大きくなつてしまう。
この偏差が大きくなると、誘導電動機を含む電流
制御系の遅れにより、トルク電流成分がトルク電
流指令に追従して制御されなくなり、良好な速度
制御特性が損なわれる。この点、本発明は、速度
指令の急激な変化を制御して得られる変化制御速
度指令に、トルク電流指令とトルク電流成分の偏
差に応じた周波数制御指令を加算し、この加算値
を１次周波数指令としているので、前記変化制限
速度指令に対して前記周波数制御指令は相対的に
小さいものとなる。したがつて、変化の制限の程
度を適整することにより、速度指令が急激に変化
しても、１次周波数指令の変化を、誘導電動機を
含む電流制御系の応答特性に合わせることが可能
になり、速度応答特性を良好にできる。

〔実施例〕

次に、本発明による誘導電動機のベクトル制御
方法の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図に本発明による誘導電動機のPWM（パ
ルス幅変調）方式を用いた制御回路を示す。第１
図において、符号１はインバータを示しており、
PWM制御回路３により制御されて所定パルス幅
の出力電圧を誘導電動機２に供給する。PWM制
御回路３は電圧指令演算器としての乗算器５から
の電圧指令V₁＊（正弦波信号）と搬送波信号
（三角波信号）を比較し、その比較結果に応じて
インバータ１のスイツチング素子をオン、オフ制
御し、インバータ１の出力電圧をパルス幅制御す
る。発振器４は加算点１３からの周波数指令ω₁
＊に比例した周波数で振幅が一定な正弦波信号
（誘導起電力の位相を基準とする）を出力する。

乗算器５は発振器４の出力信号と前記周波数指
令ω₁＾＊を乗算し、振幅が周波数指令ω₁＊に比
例して変化する電圧指令v₁＊を出力する。加算点
６は電動機回転速度の指令値ｎ＊と演算値n^の偏
差を出力する。７は速度偏差増幅器、８は電流検
出器である。電流成分検出器９は電動機電流の成
分であつて、インバータ出力電圧（誘導起電力）
の位相に対して同位相のトルク電流成分Iqを検出
する。加算点１０は速度偏差増幅器７からのトル
ク指令Ｔ＊と前記同位相成分Iqとの偏差を取り出
す。電流偏差増幅器１１は、上記トルク指令Ｔ＊
と同位相のトルク電流成分Iqとの偏差に応じた値
の周波数制御信号△ωを出力する。変化率制御器
１２は速度指令ｎ＊の変化率を制限した速度制御
指令ｎ＊＊を出力する。加算点１３は電流偏差増
幅器１１と変化率制限器１２からの信号△ωとｎ
＊＊を加算し、周波数指令ω₁＊を出力する。こ
の周波数指令ω₁＊は、トルク電流成分指令と周
波数指令の情報として用いる。関数発生器１４は
電流成分信号Iqに基づいてすべり周波数信号ωs^
を出力する。つまり、関数発生器１４には第４図
に示すIqとωsの関数（定格の範囲では比例関係）
が設定されており、この関数に基づいて入力され
るIqに対応するωs^が出力される。加算点１５は
周波数指令信号ω₁＊からすべり周波数信号ωs^を
減算し、回転速度の推定値n^を出力する。なお、
周波数指令ω₁＊は、トルク指令Ｔ＊と速度指令
ｎ＊＊に基づいて求まるから、推定値n^をＴ＊と
ｎ＊＊から求めてもよい。

次に、本発明の基本であるインバータ制御方式
の原理について述べる。誘導電動機の一般等価回
路を第３図ａに示す。αは任意に選べるので、１
次の漏れリアクタンスが等価的に零になるように
αを定めると、第３図ｂの等価回路が得られる。
ここに、 α＝X₁／x_n …(1) X_n′＝X₁＝x_n＋x₁ …(2) x₂′≒（x_n＋x₁）（x₁＋x₂）／x_n …(3) このとき、励磁電流I〓₀′と１次電流I〓₁，トルク
Ｔ，一次電圧V〓₁および誘導起電力E〓₁′の関係は次
式にて示される。

I〓₁＝（１＋jSx_n′／R₂′＋jSx₂′）I〓₀′ …(4) Ｔ＝3p／ω・R₂′／Ｓ・（Sx_n′）²／R₂′²＋（Sx²′
）²｜I₀′｜² …(5) V〓₁＝E〓₁′＋R₁（１＋jSx_n′／R₂′＋jSx₂′）I〓₀
′ …(6) E〓₁′＝jx_nI〓₀ …(7) ここにＳはすべり、ｐは極対数である。いま、
励磁電流I〓₀′が一定で、電動機定数が不変である
と仮定すると、１次電流I〓₁及びトルクＴはすべり
角周波数ωs（＝Sω₁）のみの関数である。したが
つて、トルクＴに応じてすべり角周波数ωs及び
１次電流I〓₁が一義的に定まる。すなわち、すべり
角周波数ωsに応じてトルクＴ及び１次電流I〓₁を制
御することができることを意味する。

一方、励磁電流I〓₀′が一定であるための条件は、
電圧｜E₁′｜を周波数ω₁に比例するように制御す
ることにより得られ、(6)式に示すように、１次電
圧V〓₁に１次抵抗降下R₁I〓₁を加味することにより
得られる。

以上の関係に基づいて、第１図に示すインバー
タ制御回路の制御動作について説明する。

まず、励磁電流｜I₀′｜を一定に保つ動作につ
いて述べる。発振器４は、周波数指令ω₁＊に比
例した周波数の正弦波信号（誘導起電力の位相を
基準とする）を発生し、乗算器５において周波数
指令ω₁＊と前述の正弦波信号が乗算され、周波
数指令ω₁＊に比例した大きさと周波数をもつ起
電力指令e₁＊が作られる。さらに、第１図中に破
線にて示すように、電流検出信号i₁に基づいて起
電力指令e₁＊に１次抵抗降下R₁i₁を加算し、１次
電圧指令v₁＊（３相正弦波信号）が取り出され
る。PWM制御回路３においては、１次電圧指令
v₁＊と搬送波信号が比較され、周知のパルス幅制
御が行われる。これにより、インバータ１の出力
電圧の基本波分の瞬時値が１次電圧指令v₁＊に比
例するように制御される。このようにして、電動
機電圧は(6)式に従い制御され、励磁電流｜I₀′｜
は一定に保たれる。

次に、電動機の電流、トルク及び回転速度の制
御動作について述べる。

１次電流の大きさ｜I₁｜、１次電流I₁′の励磁電
流I〓₀′に直交な成分（励磁電流I₀′に対して位相差
が90度すなわち誘導起電力E〓₁′に同位相の成分）
Iq及びトルクＴと励磁電流｜I₀′｜の関係は次式に
て示される。

Iq＝（R₂′／ωs）²／（R₂′／ωs）²＋l₂′²・M′｜
I₀′｜…(9) ≒ωs／R₂′M′｜I₀′｜（R₂′／ωs≫l₂′）…（9
′） Ｔ＝3p（R₂′／ωs）M′²／（R₂′／ωs）²＋l₂′² ・｜I₀′｜² …(10) 上記式中のM′は励磁インダクタンスであり、
l₂′は二次漏れインダクタンスである。

各種は励磁電流の大きさ｜I₀′｜が一定の条件
下においては（R₂′／ωs）のみの関数であり、すべり 角周波数ωsに応じて制御可能である。またトル
クＴと電流成分Iqは比例の関数にあり、Iqをトル
クとみなすことができる。

Iqは電流成分検出器９において次式に従い検出
される。

Iq＝e〓・i〓＋e〓・iβ …(11) ここに、i〓＝i_u i〓＝１／√３（i_v−i_w） i_u〜i_w：Ｕ相〜Ｗ相電流の瞬時値 e〓＝e_u＝−sinω₁t e〓＝１／√３（e_v−e_w）＝cosω₁t であり、e_u〜e_wはＵ〜Ｗ相の誘導起電力の位相基
準信号であつて、振幅が一定、位相が起電力と同
位相の信号である。なお、乗算器５において、こ
れらの信号と周波数指令ω₁＊とが乗算され、各
相の起電力指令ｅ＊が作られる。

このようにして検出された電流成分Iqは、加算
点１０においてトルク指令Ｔ＊と突き合わされ、
この偏差に応じた周波数制御信号△ωに応じてす
べり角周波数ωsおよびインバータの出力周波数
ω₁が調節され、これに従いトルクはＴ＊に比例
して制御される。この際、Iq−ω＊系の制御ゲイ
ンを十分高く選ぶことにより、トルクをＴ＊に追
従して高速応答に制御することができる。

一方、すべり角周波数ωsは電流成分Iqと(9)式
の関係があるため、Iqに基づいてωsを求めるこ
とができる。これは発生器１４にて行われる。な
お、ωs−Iq特性の一例を第４図に示す。定格ト
ルク以内であれば、電流成分Iqはすべり角周波数
ωsにほぼ比例するため、関数発生器１４を省略
することもできる。なお、ωsに対する１次電流
｜I₁｜の特性を同図に示す。Iqと｜I₁｜はωsが正
の範囲についてみれば略一致しており、｜I₁｜を
用いてもωsを求められる。｜I₁｜は電流検出信号
i₁の大きさより検出される。

回転速度の推定値（演算値）ｎは、このすべり
角周波数ωsを用いて次式より求められる。

ｎ＝ｋ（ω₁＊−ωs） …(12) ここに、ｋ：比例定数 この演算は加算点１５において行われる。

速度偏差増幅器７からは、速度指令ｎ＊と推定
値ｎとの偏差に応じてトルク指令Ｔ＊が出力さ
れ、さらに前述のようにしてトルク指令Ｔ＊に比
例してトルクが制御され、速度制御が行われる。
上述したように、回転速度推定値ｎは、１次周波
数ω₁からすべり角周波数ωsを差し引いて演算さ
れるため、誘導電動機に特有なすべりによる回転
速度の低下が補正される。したがつて、従来の
Ｖ／ｆ制御に比べて高精度な速度制御を行うこと
ができる。

なお、変化率制限器１２は速度指令ｎ＊の変更
に伴ない、その変化の程度を制限してなる周波数
指令ω₁＊を生成するためのものである。したが
つて、速度指令ｎ＊が変化しない定常時において
は、ｎ＊＊は一定（＝ｎ＊）になり、前述の周波
数制御信号△ωがすべり角周波数ωsの指令とし
ての意味をもつようになる。また、速度指令ｎ＊
が急激に変化したときは、変化率制限器１２によ
つてその変化が制限された速度指令ｎ＊＊により
周波数指令ω₁＊のベース分が決まる。このベー
ス分に対して、前記周波数制御信号△ωは相対的
に小さいものとなる。したがつて、変化の制限の
程度を調整することにより、速度指令ｎ＊の急激
な変化があつても、周波数指令ω₁＊の変化を誘
導電動機を含む電流制御系の応答遅れ特性に合わ
せることが可能になり、速度応答特性を良好にで
きる。

以上のように本実施例によれば、電動機取付け
の速度検出器や電動機電圧検出器を用いることな
しに、高速応答で高精度な速度制御を行うことが
できる。

次に、第２図に本発明の他の実施例を示す。第
１図のものと異なるところは、励磁電流｜I₀′｜
を検出し、その指令値I₀＊との偏差に応じてイン
バータ出力電圧を制御するところにある。前述の
ように｜E₁′｜／ω₁を一定に制御すれば励磁電流
｜I₀′｜を一定に保つことができるが、実際には
インバータ１及びPWM制御回路３において、１
次電圧指令v₁＊から実際の出力電圧v₁までの入出
力特性に非線形性があり、出力電圧v₁を必ずしも
１次電圧指令ｖ＊の通りに制御できない。そのた
め励磁電流｜I₀′｜が変動することがある。そこ
で、本実施例においては、励磁電流｜I₀′｜を検
出し、この励磁電流｜I₀′｜が常に所定の値とな
るように１次電圧指令v₁＊の振幅を修正制御す
る。

第２図において、１６は電動機電流の成分であ
つてインバータ出力電圧（誘導起電力）の位相に
対して、90度位相差の励磁電流成分｜I₀′｜を検
出する励磁電流成分検出器、１７は励磁電流成分
｜I₀′｜との指令値I₀＊との偏差を取り出す加算
点、１８はその偏差を増幅する励磁電流偏差増幅
器、１９は該増幅器１８の出力信号と周波数指令
ω₁＊を乗算し、１次電圧指令v₁＊の振幅設定信
号を出力する乗算器である。他の１〜15の部品は
第１図のものと同一物であるので説明を省略す
る。

以下、本実施例の動作を述べる。まず、励磁電
流検出器１６は次式に従い｜I₀′｜を検出する。

｜I₀′｜＝e〓・i〓−e〓・i〓 ここで、e〓，e〓及びi〓，i〓は前述した通りであ
る。

次に、上述した通りに励磁電流指令値I₀＊と励
磁電流｜I₀′｜の偏差を励磁電流偏差増幅器１８
において増幅し、乗算器１９において周波数指令
ω₁＊と乗算してて１次電圧指令v₁＊の振幅設定
信号を作る。乗算器５は、この設定信号と発振器
４からの誘導起電力の位相基準信号を乗算し、Ｕ
〜Ｗ相の電圧指令v₁＊を出力する。その他の動作
は第１図において述べた内容と同一である。この
ようにして、励磁電流｜I₀′｜が常に励磁電流指
令値I₀＊に一致するように制御されるため、前述
した励磁電流｜I₀′｜の変動を防止できる。

なお、以上に述べた各実施例においては、アナ
ログ制御回路を用いた例について説明したが、マ
イクロプロセツサによるデイジタル制御を用いた
装置においても本発明を適用でき、前述と同様の
効果が得られる。また、以上の各実施例は、
PWMインバータ装置への適用例であるが、電流
形インバータ及びサイクロコンバータなどの他の
変換器を用いた装置にも同様に適用できることは
いうまでもない。

〔発明の効果〕

以上述べた如く、本発明によれば、速度検出器
や電圧検出器等の検出器類を用いることなく、高
速応答かつ高精度で誘導電動機の回転速度を制御
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御回路ブロ
ツク図、第２図は本発明の他の実施例を示す制御
回路ブロツク図、第３図は誘導電動機の一般等価
回路、ｂは１通漏れリアクタンスを消去した場合
の等価回路、第４図は制御動作を説明するための
すべり角周波数と電流との関係を示す特性図であ
る。 １…インバータ、２…誘導電動機、４…発振
器、５…乗算器、７…速度偏差増幅器、９…電流
成分検出器、１１…電流偏差増幅器、Iq…電流成
分、ω₁＊…周波数指令。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数変換器により一次周波数および電圧が
   制御される誘導電動機のベクトル制御方法におい
   て、前記誘導電動機に供給される一次電流からト
   ルク電流成分を検出し、このトルク電流成分、ト
   ルク電流指令及び与えられる速度指令の急激な変
   化を制限して得られる変化制限速度指令に基づい
   て前記誘導電動機の回転速度の推定値を求め、こ
   の速度推定値と与えられる速度指令との差に基づ
   いて前記トルク電流指令を求め、このトルク電流
   指令と前記検出したトルク電流成分との差に基づ
   いて周波数制御指令を求め、この周波数制御指令
   と前記変化制限速度指令とを加算し、この加算値
   を前記周波数変換器の一次周波数指令とすること
   を特徴とする誘導電動機のベクトル制御方法。 ２ 周波数変換器により一次周波数および電圧が
   制御される誘導電動機のベクトル制御方法におい
   て、前記誘導電動機に供給される一次電流からト
   ルク電流成分を検出し、このトルク電流成分、ト
   ルク電流指令及び与えられる速度指令の急激な変
   化を制限して得られる変化制限速度指令に基づい
   て前記誘導電動機の回転速度の推定値を求め、こ
   の速度推定値と与えられる速度指令との差に基づ
   いて前記トルク電流指令を求め、このトルク電流
   指令と前記検出したトルク電流成分との差に基づ
   いて周波数制御指令を求め、この周波数指令と前
   記変化制限速度指令とを加算し、この加算値を前
   記周波数変換器の一次周波数指令とするととも
   に、前記誘導電動機に供給される一次電流から励
   磁電流成分を検出し、この励磁電流成分と励磁電
   流指令との差により前記出力電圧の振幅を補正す
   ることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方
   法。