JP3118940B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
- Publication number
- JP3118940B2 JP3118940B2 JP6373092A JP6373092A JP3118940B2 JP 3118940 B2 JP3118940 B2 JP 3118940B2 JP 6373092 A JP6373092 A JP 6373092A JP 6373092 A JP6373092 A JP 6373092A JP 3118940 B2 JP3118940 B2 JP 3118940B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- magnetic flux
- vector
- motor
- induction motor
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Tests Of Circuit Breakers, Generators, And Electric Motors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のベクトル制
御装置に関する。
御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の可変速制御として応答性と
精度の両者に優れたすべり周波数制御方式が知られてお
り、特に電動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに
分けて制御し、二次磁束とトルク電流を常に直交するよ
うに制御することで直流電動機と同等の応答性を得るこ
とのできるベクトル制御方式が実施され、近年、速度セ
ンサを除去し、単純化と耐環境性の向上が図られてい
る。
精度の両者に優れたすべり周波数制御方式が知られてお
り、特に電動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに
分けて制御し、二次磁束とトルク電流を常に直交するよ
うに制御することで直流電動機と同等の応答性を得るこ
とのできるベクトル制御方式が実施され、近年、速度セ
ンサを除去し、単純化と耐環境性の向上が図られてい
る。
【０００３】通常、図４に示されているように、交流電
源を直流に変換するダイオードとコンデンサからなるコ
ンバータ（変換器）部とＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流制御器
出力の電圧指令をサイリスタやＩＧＢＴ等のスイッチン
グ素子を用いてＰＷＭ信号に変調し、交流電圧を発生す
るインバータ（逆変換）部からなる電圧形ＰＷＭインバ
ータ４０１、誘導電動機４０２、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に流
れる電流を検出する電流検出器４０６，４０７，４０
８，Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれの相間の電圧を検出する電圧
検出器４０５、ベクトル制御を行うベクトル制御装置お
よび指令発生器４０４からなる。
源を直流に変換するダイオードとコンデンサからなるコ
ンバータ（変換器）部とＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流制御器
出力の電圧指令をサイリスタやＩＧＢＴ等のスイッチン
グ素子を用いてＰＷＭ信号に変調し、交流電圧を発生す
るインバータ（逆変換）部からなる電圧形ＰＷＭインバ
ータ４０１、誘導電動機４０２、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に流
れる電流を検出する電流検出器４０６，４０７，４０
８，Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれの相間の電圧を検出する電圧
検出器４０５、ベクトル制御を行うベクトル制御装置お
よび指令発生器４０４からなる。
【０００４】ベクトル制御装置４０３について図５を参
照して説明する。
照して説明する。
【０００５】図５は、従来のベクトル制御装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【０００６】このベクトル制御装置４０３は、係数器５
０９、積分器５１２、位相θ1 * を入力としｅｘｐ（ｊ
θ1 *）つまり、ｃｏｓθ1 *＋ｊｓｉｎθ1 *を発生する関
数発生器５１３、磁束ベクトルの方向（以下、「ｄ軸」
と称す。）とそれに直交する方向（以下、「ｑ軸」と称
す。）に成分を持つベクトルを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のお互い
１２０度の位相差を持つ方向の成分に変換する二相／三
相変換器５０６、ｄ軸成分αとｑ軸成分βに対する
０９、積分器５１２、位相θ1 * を入力としｅｘｐ（ｊ
θ1 *）つまり、ｃｏｓθ1 *＋ｊｓｉｎθ1 *を発生する関
数発生器５１３、磁束ベクトルの方向（以下、「ｄ軸」
と称す。）とそれに直交する方向（以下、「ｑ軸」と称
す。）に成分を持つベクトルを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のお互い
１２０度の位相差を持つ方向の成分に変換する二相／三
相変換器５０６、ｄ軸成分αとｑ軸成分βに対する
【０００７】
【数１】 のベクトル、つまり、振幅
【０００８】
【数２】 、位相ｔａｎ-1（β／α）を演算するベクトル演算器５
０４、ベクトル
０４、ベクトル
【０００９】
【外１】 とｅｘｐ（ｊθ1 * ）を入力とし位相をθ1 *＋ｔａｎ-1
（β／α）とするベクトル回転器５０５、また、励磁電
流指令Ｉψ* をｄ軸成分に持ち、ｑ軸成分は零であるベ
クトルをつくるベクトル演算器５１１、このベクトルと
ｅｘｐ（ｊθ1 *）から振幅Ｉψ* 、位相をθ1 *とする励
磁電流指令ベクトル
（β／α）とするベクトル回転器５０５、また、励磁電
流指令Ｉψ* をｄ軸成分に持ち、ｑ軸成分は零であるベ
クトルをつくるベクトル演算器５１１、このベクトルと
ｅｘｐ（ｊθ1 *）から振幅Ｉψ* 、位相をθ1 *とする励
磁電流指令ベクトル
【００１０】
【外２】 を作成するベクトル回転器５１４、電圧検出器４０５か
ら得られた一次電圧ベクトル
ら得られた一次電圧ベクトル
【００１１】
【外３】 、および電流検出器４０６，４０７，４０８から得られ
た一次電流ベクトル
た一次電流ベクトル
【００１２】
【外４】 により磁束を検出する磁束演算部５１６、該磁束演算部
５１６で得られる二次鎖交磁束ベクトル
５１６で得られる二次鎖交磁束ベクトル
【００１３】
【外５】 と電流モデル磁束ベクトル
【００１４】
【外６】 の位相偏差δを求める位相比較器５１５、その位相偏差
δが“０”になるように比例・積分制御（以下、「ＰＩ
制御」と略記する。）する位相制御器５１０、回転子電
気角速度（以下、単に「速度」と略記する。）の大きさ
により弱め磁界を行う磁束指令演算部５０３、除算器５
０２，５０８、指令発生器４０４から指令されて速度指
令ωr *と速度推定値
δが“０”になるように比例・積分制御（以下、「ＰＩ
制御」と略記する。）する位相制御器５１０、回転子電
気角速度（以下、単に「速度」と略記する。）の大きさ
により弱め磁界を行う磁束指令演算部５０３、除算器５
０２，５０８、指令発生器４０４から指令されて速度指
令ωr *と速度推定値
【００１５】
【外７】 の偏差を“０”にするために設けられたＰＩ制御を行う
速度制御器５０１、磁束指令ψ2 *と検出された磁束ψ2
の磁束偏差（Δψ2 ）を“０”にするために設けられた
Ｉ制御を行う磁束制御器５０７，Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に
一次電流の指令値と検出値の偏差を“０”にするように
設けられたＰ制御を行う電流制御器５１７，５１８，５
１９からなる。トルク電流指令Ｉτ* は、速度制御器５
０１の出力であるトルク指令Ｔ* を磁束指令演算部５０
３の出力である磁束指令ψ2 *で除算し、励磁電流指令Ｉ
ψ* は、磁束制御器５０７の出力と磁束指令ψ2 *と係数
器５２０の積の和として求められる。また、速度の推定
値
速度制御器５０１、磁束指令ψ2 *と検出された磁束ψ2
の磁束偏差（Δψ2 ）を“０”にするために設けられた
Ｉ制御を行う磁束制御器５０７，Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に
一次電流の指令値と検出値の偏差を“０”にするように
設けられたＰ制御を行う電流制御器５１７，５１８，５
１９からなる。トルク電流指令Ｉτ* は、速度制御器５
０１の出力であるトルク指令Ｔ* を磁束指令演算部５０
３の出力である磁束指令ψ2 *で除算し、励磁電流指令Ｉ
ψ* は、磁束制御器５０７の出力と磁束指令ψ2 *と係数
器５２０の積の和として求められる。また、速度の推定
値
【００１６】
【外８】 は、位相制御器５１０の出力で与えられる。
【００１７】次に動作について説明する。
【００１８】誘導電動機４０２の電圧、電流の関係は、
静止座標系において（１）式で表わされる。
静止座標系において（１）式で表わされる。
【００１９】
【数３】 Ｒ：毎相の抵抗 Ｌ1 ，Ｍ：自己および相互インダクタンス ｌ：全漏れインダクタンス（＝Ｌ1−Ｍ） ωr ：速度 ｐ：微分演算子 添字1 ，2 ：一次および二次 ここで、回路定数は図６に示す非対称Ｔ形等価回路での
定数である。
定数である。
【００２０】また、電動機磁束ベクトル
【００２１】
【外９】 励磁電流ベクトル
【００２２】
【外１０】 については（２），（３）式で示される。
【００２３】
【数４】 （１）式は、（２），（３）式を用いて（４），（５）
式に展開される。
式に展開される。
【００２４】
【数５】 次に、磁束の回転座標上で考えると、一次電流
【００２５】
【外１１】 ，二次電流
【００２６】
【外１２】 は、（６），（７）式で表わされる。
【００２７】
【数６】 となる。（６）式のうち、Ｉψ＋ｊＩτに対応する指令
の演算はベクトル演算器５０４、
の演算はベクトル演算器５０４、
【００２８】
【外１３】 は関数発生器５１３により演算され、この二つの要素か
らベクトル回転器５０５の出力として（６）式に対応す
る一次電流指令
らベクトル回転器５０５の出力として（６）式に対応す
る一次電流指令
【００２９】
【外１４】 が求められる。
【００３０】また、トルク電流指令Ｉτ* と滑り角速度
指令ωs *は次の（８）式の関係にあり、 ωs *＝Ｒ2 *・Ｉτ* ／ψ2 ・・・ （８） 除算器５０８および係数器５０９を用いて演算され、磁
束ベクトルの角度θψは（９）式により、
指令ωs *は次の（８）式の関係にあり、 ωs *＝Ｒ2 *・Ｉτ* ／ψ2 ・・・ （８） 除算器５０８および係数器５０９を用いて演算され、磁
束ベクトルの角度θψは（９）式により、
【００３１】
【数７】 位相制御器５１０の出力である速度推定値
【００３２】
【外１５】 と（８）式で求められた滑り速度指令ωs *の和を積分器
５１２により積分することで求められる。
５１２により積分することで求められる。
【００３３】ベクトル回転器５０５の出力値である一次
電流指令
電流指令
【００３４】
【外１６】 は二相／三相変換器５０６によりＵ，Ｖ，Ｗ相に変換さ
れ電流検出器４０６，４０７，４０８で検出された各相
の電流検出値とのそれぞれの差を電流制御器５１７，５
１８，５１９に入力し、Ｐ制御された結果を電圧形ＰＷ
Ｍインバータ４０１への電圧指令値として出力する。電
圧形ＰＷＭインバータ４０１ではその値をＰＷＭ信号に
変調し、誘導電動機４０２へ出力する。また、Ｕ，Ｖ，
Ｗ相の各相間の電圧は、電圧検出器４０５により検出さ
れ、一次電流検出値とともに磁束演算部５１６の入力と
なる。
れ電流検出器４０６，４０７，４０８で検出された各相
の電流検出値とのそれぞれの差を電流制御器５１７，５
１８，５１９に入力し、Ｐ制御された結果を電圧形ＰＷ
Ｍインバータ４０１への電圧指令値として出力する。電
圧形ＰＷＭインバータ４０１ではその値をＰＷＭ信号に
変調し、誘導電動機４０２へ出力する。また、Ｕ，Ｖ，
Ｗ相の各相間の電圧は、電圧検出器４０５により検出さ
れ、一次電流検出値とともに磁束演算部５１６の入力と
なる。
【００３５】次に、磁束演算部５１６の動作を説明す
る。
る。
【００３６】（２），（５）式により一次電流
【００３７】
【外１７】 に対する電流モデル磁束式（１０）式が導かれ、速度ω
r を速度推定値
r を速度推定値
【００３８】
【外１８】 に置き換えると（１１）式に変形される。
【００３９】
【数８】 また、（４）式により誘導電動機４０２の電圧、電流を
基にした電動機磁束式（１２）式が導かれる。
基にした電動機磁束式（１２）式が導かれる。
【００４０】
【数９】 （１２）式は積分演算のためドリフトや一次抵抗値誤差
が低速で拡大されたり、磁束ベクトルの初期位置を確定
できない等、演算手法に関する問題、また、電動機一次
パラメータの補償誤差が磁束演算値に含まれる問題があ
るため、磁束演算部５１６は図７（ａ）の構成となって
いる。一次電流
が低速で拡大されたり、磁束ベクトルの初期位置を確定
できない等、演算手法に関する問題、また、電動機一次
パラメータの補償誤差が磁束演算値に含まれる問題があ
るため、磁束演算部５１６は図７（ａ）の構成となって
いる。一次電流
【００４１】
【外１９】 、電圧
【００４２】
【外２０】 と磁束指令ベクトル
【００４３】
【外２１】 を入力し、（１２）式の電動機モデル磁束の積分要素を
一次遅れ要素｛１／（ｐ＋１／ＴL *）｝７０１に置き換
え、その出力と電流モデル磁束ψ2 iに遅れ要素｛（１／
ＴL *）／（ｐ＋１／ＴL *）｝７０４を施したものとの和
を磁束検出ベクトル
一次遅れ要素｛１／（ｐ＋１／ＴL *）｝７０１に置き換
え、その出力と電流モデル磁束ψ2 iに遅れ要素｛（１／
ＴL *）／（ｐ＋１／ＴL *）｝７０４を施したものとの和
を磁束検出ベクトル
【００４４】
【外２２】 として求めている。これは、（１３）式で表現される図
７（ｂ）と等価である。
７（ｂ）と等価である。
【００４５】
【数１０】 また、振幅演算部７０５では、
【００４６】
【数１１】 の演算が行われ、その結果を磁束検出値ψ2 として、電
流モデル磁束ベクトル
流モデル磁束ベクトル
【００４７】
【外２３】 、磁束検出ベクトル
【００４８】
【外２４】 と共に出力する。７０２は、一次抵抗Ｒ1 *および漏れイ
ンダクタンスｌ* を補償する補償回路、７０３は係数器
（係数値：Ｍ* ）である。
ンダクタンスｌ* を補償する補償回路、７０３は係数器
（係数値：Ｍ* ）である。
【００４９】以上のようにしてＰＧレスでのベクトル制
御が行われるため、制御対象となる誘導電動機のモータ
定数（例えば一次、二次抵抗、漏れインダクタンス、二
次回路時定数）から演算によって、速度、磁束、滑り角
速度等を求める必要があり、従来は、誘導電動機の設計
値あるいは測定値によるモータ定数を用いて演算を行っ
ていた。
御が行われるため、制御対象となる誘導電動機のモータ
定数（例えば一次、二次抵抗、漏れインダクタンス、二
次回路時定数）から演算によって、速度、磁束、滑り角
速度等を求める必要があり、従来は、誘導電動機の設計
値あるいは測定値によるモータ定数を用いて演算を行っ
ていた。
【００５０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来技術では、誘導電動機の設計値からの演算や測定
に手間がかかるだけでなく精度のよい測定が難しいとい
う問題点がある。
た従来技術では、誘導電動機の設計値からの演算や測定
に手間がかかるだけでなく精度のよい測定が難しいとい
う問題点がある。
【００５１】本発明は、上記従来の技術に鑑みてなされ
たもので、誘導電動機のモータ定数である、一次抵抗と
漏れインダクタンスの測定および設定を精度よく自動的
に行うことのできる、誘導電動機のベクトル制御装置を
提供することを目的としている。
たもので、誘導電動機のモータ定数である、一次抵抗と
漏れインダクタンスの測定および設定を精度よく自動的
に行うことのできる、誘導電動機のベクトル制御装置を
提供することを目的としている。
【００５２】
【課題を解決するための手段】本発明は、誘導電動機の
駆動電源であるインバータへ供給する、所定の周波数お
よび位相の交流電流を発生する変換器と、前記誘導電動
機に印加された電流、電圧から電動機磁束および電流モ
デル磁束を演算する磁束演算部と、前記電動機磁束ベク
トルと電流モデル磁束ベクトルとの位相差を求める位相
比較部と、該位相比較部が求めた位相差から前記誘導電
動機の回転子電気角速度の推定値を求める位相制御部
と、該位相制御部が求めた回転子電気角速度の推定値に
基づいて磁束指令値を生成する磁束指令演算部と、該磁
束指令演算部が生成した磁束指令値と前記磁束演算部が
演算した電動機磁束ベクトルの振幅値との磁束偏差に応
じて励磁電流指令を生成する磁束制御部と、外部から供
給される回転子電気角速度指令値と前記位相制御部が求
めた回転子電気角速度の推定値と前記磁束指令演算部が
生成した磁束指令値とからトルク電流指令値を生成する
速度制御部とを有する、誘導電動機のベクトル制御装置
において、前記誘導電動機が機械的停止状態にあると
き、予め求められた二次回路時定数の補償を行うととも
に、前記電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトル
との位相が等しくなるまで前記誘導電動機の漏れインダ
クタンス補償値を変化させる第１補償回路と、前記誘導
電動機が機械的停止状態にあるとき、前記電動機磁束ベ
クトルの振幅値と前記電流モデル磁束ベクトルの振幅値
とが等しくなるまで、前記誘導電動機の一次抵抗補償値
を変化させる第２補償回路とを有するものであり、前記
位相比較部が求めた、電動機磁束ベクトルと電流モデル
磁束ベクトルとの位相差を零と比較する第１コンパレー
タと、電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルと
の振幅偏差を零と比較する第２コンパレータとを備え、
前記第１補償回路は、前記第１コンパレータの比較の結
果前記位相差が零と等しくなるまで誘導電動機の漏れイ
ンダクタンス補償値を変化させ、前記第２補償回路は、
前記第２コンパレータの比較の結果前記振幅偏差が零と
等しくなるまで、前記誘導電動機の一次抵抗補償値を変
化させるものがある。
駆動電源であるインバータへ供給する、所定の周波数お
よび位相の交流電流を発生する変換器と、前記誘導電動
機に印加された電流、電圧から電動機磁束および電流モ
デル磁束を演算する磁束演算部と、前記電動機磁束ベク
トルと電流モデル磁束ベクトルとの位相差を求める位相
比較部と、該位相比較部が求めた位相差から前記誘導電
動機の回転子電気角速度の推定値を求める位相制御部
と、該位相制御部が求めた回転子電気角速度の推定値に
基づいて磁束指令値を生成する磁束指令演算部と、該磁
束指令演算部が生成した磁束指令値と前記磁束演算部が
演算した電動機磁束ベクトルの振幅値との磁束偏差に応
じて励磁電流指令を生成する磁束制御部と、外部から供
給される回転子電気角速度指令値と前記位相制御部が求
めた回転子電気角速度の推定値と前記磁束指令演算部が
生成した磁束指令値とからトルク電流指令値を生成する
速度制御部とを有する、誘導電動機のベクトル制御装置
において、前記誘導電動機が機械的停止状態にあると
き、予め求められた二次回路時定数の補償を行うととも
に、前記電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトル
との位相が等しくなるまで前記誘導電動機の漏れインダ
クタンス補償値を変化させる第１補償回路と、前記誘導
電動機が機械的停止状態にあるとき、前記電動機磁束ベ
クトルの振幅値と前記電流モデル磁束ベクトルの振幅値
とが等しくなるまで、前記誘導電動機の一次抵抗補償値
を変化させる第２補償回路とを有するものであり、前記
位相比較部が求めた、電動機磁束ベクトルと電流モデル
磁束ベクトルとの位相差を零と比較する第１コンパレー
タと、電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルと
の振幅偏差を零と比較する第２コンパレータとを備え、
前記第１補償回路は、前記第１コンパレータの比較の結
果前記位相差が零と等しくなるまで誘導電動機の漏れイ
ンダクタンス補償値を変化させ、前記第２補償回路は、
前記第２コンパレータの比較の結果前記振幅偏差が零と
等しくなるまで、前記誘導電動機の一次抵抗補償値を変
化させるものがある。
【００５３】
【作用】前述の従来の技術で示した式（１３）は式（１
４）のように展開される。
４）のように展開される。
【００５４】
【数１２】 第１項は磁束真値、第２項は磁束の指令値と真値の偏差
成分、第３項は一次抵抗の誤差成分、第４項は漏れイン
ダクタンスの誤差成分である。
成分、第３項は一次抵抗の誤差成分、第４項は漏れイン
ダクタンスの誤差成分である。
【００５５】いま、磁束実際値ψ、磁束演算値ψC をｄ
軸成分、ｑ軸成分に分けて（１５）式のように置く。
軸成分、ｑ軸成分に分けて（１５）式のように置く。
【００５６】
【数１３】 ただし、添字Ｒ，Ｉ： ｄ軸成分、ｑ軸成分 ψR C，ψI Cはそれぞれ（１６），（１７）式で表わされ
る。
る。
【００５７】
【数１４】 磁束の実際値と指令値は等しいとして、ψI ＝０，ψR
＝ψ* とすると、（１６），（１７）式は（１８），
（１９）式となり、磁束の位相誤差δ0 は（２０）式で
表わされるので、ｄ軸成分ψI Cより位相、ｑ軸成分ψR C
より振幅の誤差を知ることができる。
＝ψ* とすると、（１６），（１７）式は（１８），
（１９）式となり、磁束の位相誤差δ0 は（２０）式で
表わされるので、ｄ軸成分ψI Cより位相、ｑ軸成分ψR C
より振幅の誤差を知ることができる。
【００５８】
【数１５】 よって、交流電流指令を与えれば、機械的静止状態のと
きはω＝ωs *であるので、（１８）（１９）式で、二次
回路時定数が予め正確に補償され、ＴL ＝Ｔ2であれ
ば、ωＴL ＝Ｉτ*／Ｉψ*が成立し、 ψR C＝ψ2 *・（１＋△Ｒ1／Ｒ2） ・・・（２０） ψI C＝△ｌ・Ｉτ* ・・・（２１） に変形される。
きはω＝ωs *であるので、（１８）（１９）式で、二次
回路時定数が予め正確に補償され、ＴL ＝Ｔ2であれ
ば、ωＴL ＝Ｉτ*／Ｉψ*が成立し、 ψR C＝ψ2 *・（１＋△Ｒ1／Ｒ2） ・・・（２０） ψI C＝△ｌ・Ｉτ* ・・・（２１） に変形される。
【００５９】よって、ψR C＝ψ2 *にする条件は△Ｒ1 ＝
０よりＲ1 *＝Ｒ1 ，ψI C＝０にする条件は△ｌ＝０より
ｌ* ＝ｌとなり、一次抵抗Ｒ1 、漏れインダクタンスｌ
の測定ができる。
０よりＲ1 *＝Ｒ1 ，ψI C＝０にする条件は△ｌ＝０より
ｌ* ＝ｌとなり、一次抵抗Ｒ1 、漏れインダクタンスｌ
の測定ができる。
【００６０】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００６１】図１は本発明の、誘導電動機のベクトル制
御装置の一実施例を示すブロック図である。
御装置の一実施例を示すブロック図である。
【００６２】本実施例のベクトル制御装置は、前述の図
４に示したような、指令発生器、電圧形ＰＷＭインバー
タ、電圧検出器および電流検出器を備えたＰＧレスシス
テムに用いられるものである。
４に示したような、指令発生器、電圧形ＰＷＭインバー
タ、電圧検出器および電流検出器を備えたＰＧレスシス
テムに用いられるものである。
【００６３】本実施例のベクトル制御装置の場合も、前
述した従来のベクトル制御装置（図５参照）と同様に、
速度制御器１０１と２つの除算器１０２，１０８と磁束
指令演算部１０３と２つのベクトル演算器１０４，１１
１と２つのベクトル回転器１０５，１１４と二相／三相
変換器１０６と磁束制御器１０７と係数器１０９，１２
０と位相制御器１１０と積分器１１２と関数発生器１１
３と位相比較器１１５と磁束演算器１１６と３つの電流
制御器１１７，１１８，１１９とを備えている。
述した従来のベクトル制御装置（図５参照）と同様に、
速度制御器１０１と２つの除算器１０２，１０８と磁束
指令演算部１０３と２つのベクトル演算器１０４，１１
１と２つのベクトル回転器１０５，１１４と二相／三相
変換器１０６と磁束制御器１０７と係数器１０９，１２
０と位相制御器１１０と積分器１１２と関数発生器１１
３と位相比較器１１５と磁束演算器１１６と３つの電流
制御器１１７，１１８，１１９とを備えている。
【００６４】本実施例のベクトル制御装置と前述した従
来のベクトル制御装置との異なる点は、本実施例の磁束
制御器１０７が前記指令発生器から発せられるチューニ
ング指令信号により、出力を、∫Δψ2 ｄｔと零とに切
替え可能にした点と、磁束演算部１１６が、前記磁束制
御器１０７で演算した電動機磁束ベクトルと電流モデル
磁束ベクトルの振幅偏差（Δψ2 ’）により、当該磁束
演算部１１６内に備えられている一次抵抗および漏れイ
ンダクタンスを補償する補償回路３０１（図３参照）の
一次抵抗Ｒ1 *と、位相比較器１１０の出力である位相偏
差δにより、前記補償回路３０１の漏れインダクタンス
ｌ* を変更可能にした点である。
来のベクトル制御装置との異なる点は、本実施例の磁束
制御器１０７が前記指令発生器から発せられるチューニ
ング指令信号により、出力を、∫Δψ2 ｄｔと零とに切
替え可能にした点と、磁束演算部１１６が、前記磁束制
御器１０７で演算した電動機磁束ベクトルと電流モデル
磁束ベクトルの振幅偏差（Δψ2 ’）により、当該磁束
演算部１１６内に備えられている一次抵抗および漏れイ
ンダクタンスを補償する補償回路３０１（図３参照）の
一次抵抗Ｒ1 *と、位相比較器１１０の出力である位相偏
差δにより、前記補償回路３０１の漏れインダクタンス
ｌ* を変更可能にした点である。
【００６５】また、本実施例のベクトル制御装置におけ
る磁束制御器１０７は、図２に示すように、積分器２０
１と、前記チューニング指令信号によって切替え制御さ
れる２つのスイッチ２０２，２０３とを備えている。
る磁束制御器１０７は、図２に示すように、積分器２０
１と、前記チューニング指令信号によって切替え制御さ
れる２つのスイッチ２０２，２０３とを備えている。
【００６６】前記スイッチ２０２，２０３は、通常、コ
モン端子と端子とが接点を介して接続され、前記チ
ューニング指令信号によって端子側への接続切替えが
なされる。スイッチ２０２，２０３の端子は、いずれ
も接地されており、前記接点の切替えが行われると、前
記積分器２０１がクリアされるとともに、磁束制御器１
０７の出力端は接地レベル“０”となる。
モン端子と端子とが接点を介して接続され、前記チ
ューニング指令信号によって端子側への接続切替えが
なされる。スイッチ２０２，２０３の端子は、いずれ
も接地されており、前記接点の切替えが行われると、前
記積分器２０１がクリアされるとともに、磁束制御器１
０７の出力端は接地レベル“０”となる。
【００６７】本実施例では、通常の磁束制御動作時以外
の、誘導電動機のロック時等に、前記指令発生器から前
記チューニング指令信号を発生させて、前記スイッチ２
０２，２０３の切替えを行う。これにより、通常の磁束
制御動作時には入力信号Δψ 2 に応じた積分出力∫Δψ
2 ｄｔが出力され、それ以外のときの出力は接地レベル
“０”となる。
の、誘導電動機のロック時等に、前記指令発生器から前
記チューニング指令信号を発生させて、前記スイッチ２
０２，２０３の切替えを行う。これにより、通常の磁束
制御動作時には入力信号Δψ 2 に応じた積分出力∫Δψ
2 ｄｔが出力され、それ以外のときの出力は接地レベル
“０”となる。
【００６８】つづいて、本実施例のベクトル制御装置の
磁束演算部１１６について図３を参照して説明する。
磁束演算部１１６について図３を参照して説明する。
【００６９】本実施例の磁束演算部１１６は、前述した
従来の磁束演算部（図７（ｂ）参照）と同様な、一次抵
抗Ｒ1 *および漏れインダクタンスｌ* を補償する補償回
路３０１と係数器（係数値：Ｍ* ）３０２と係数器（係
数値：１／ＴL * ）３０３と積分器３０４と振幅演算部
３０５とを備えるとともに、前記補償回路３０１の漏れ
インダクタンスｌ* の補償値を変化させるためのコンパ
レータ３０６と、前記補償回路３０１のＲ1 *の補償値を
変化させるためのコンパレータ３０７と電流モデル磁束
ベクトル
従来の磁束演算部（図７（ｂ）参照）と同様な、一次抵
抗Ｒ1 *および漏れインダクタンスｌ* を補償する補償回
路３０１と係数器（係数値：Ｍ* ）３０２と係数器（係
数値：１／ＴL * ）３０３と積分器３０４と振幅演算部
３０５とを備えるとともに、前記補償回路３０１の漏れ
インダクタンスｌ* の補償値を変化させるためのコンパ
レータ３０６と、前記補償回路３０１のＲ1 *の補償値を
変化させるためのコンパレータ３０７と電流モデル磁束
ベクトル
【００７０】
【外２５】 の振幅を演算する振幅演算部３０８と前記振幅演算部３
０５と３０８の差△ψ2’をとる機能を有している。
０５と３０８の差△ψ2’をとる機能を有している。
【００７１】前記補償回路３０１は、補償対象である一
次抵抗Ｒ1 *と漏れインダクタンスｌ * の補償値が可変で
あり、電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルの
振幅偏差△ψ2 ’が“０”になるまで、前記一次抵抗Ｒ
1 *の値を、また前記位相比較器１１５の出力である位相
偏差δが“０”になるまで漏れインダクタンスｌ* の値
を徐々に変化させる。
次抵抗Ｒ1 *と漏れインダクタンスｌ * の補償値が可変で
あり、電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルの
振幅偏差△ψ2 ’が“０”になるまで、前記一次抵抗Ｒ
1 *の値を、また前記位相比較器１１５の出力である位相
偏差δが“０”になるまで漏れインダクタンスｌ* の値
を徐々に変化させる。
【００７２】前記コンパレータ３０７は、前記振幅偏差
△ψ2’が“０”であるか否かを、前記コンパレータ３
０６は前記位相偏差δが“０”であるか否かを調べてお
り、その出力は共に、前記補償回路３０１に接続されて
いる。
△ψ2’が“０”であるか否かを、前記コンパレータ３
０６は前記位相偏差δが“０”であるか否かを調べてお
り、その出力は共に、前記補償回路３０１に接続されて
いる。
【００７３】次に、本実施例の動作について説明する。
【００７４】まず、誘導電動機を機械的にロックし、前
記指令発生器からのチューニング指令信号により、磁束
制御器１０７のスイッチ２０２，２０３について端子
への接続切替えがなされ、磁束制御の機能を殺す。
記指令発生器からのチューニング指令信号により、磁束
制御器１０７のスイッチ２０２，２０３について端子
への接続切替えがなされ、磁束制御の機能を殺す。
【００７５】一方、前述した振幅偏差Δψ2 ’と“０”
の比較を、該磁束演算部１１６内のコンパレータ３０７
で行い、その結果、振幅偏差Δψ2 ’が“０”でなけれ
ば補償回路３０１の一次抵抗Ｒ1 *の値を変更すると共
に、磁束演算部１１６に入力された位相偏差δと“０”
の比較を、該磁束演算部１１６内のコンパレータ３０６
で行い、その結果、位相偏差δが“０”でなければ補償
回路３０１の漏れインダクタンスｌ* の値を変更する。
さらに、振幅偏差△ψ2’、位相偏差δが“０”になる
と、チューニング動作は完了し、その旨を前記指令発生
器へ知らせ、該指令発生器はチューニング指令信号の出
力を停止する。これにより、磁束制御器１０７のスイッ
チ２０２，２０３の接点は共に端子から端子への接
続へ戻され、通常の磁束制御の機能を行わせるようにす
る。
の比較を、該磁束演算部１１６内のコンパレータ３０７
で行い、その結果、振幅偏差Δψ2 ’が“０”でなけれ
ば補償回路３０１の一次抵抗Ｒ1 *の値を変更すると共
に、磁束演算部１１６に入力された位相偏差δと“０”
の比較を、該磁束演算部１１６内のコンパレータ３０６
で行い、その結果、位相偏差δが“０”でなければ補償
回路３０１の漏れインダクタンスｌ* の値を変更する。
さらに、振幅偏差△ψ2’、位相偏差δが“０”になる
と、チューニング動作は完了し、その旨を前記指令発生
器へ知らせ、該指令発生器はチューニング指令信号の出
力を停止する。これにより、磁束制御器１０７のスイッ
チ２０２，２０３の接点は共に端子から端子への接
続へ戻され、通常の磁束制御の機能を行わせるようにす
る。
【００７６】以上の動作により、一次抵抗Ｒ1 を補償回
路３０１の比例項の値として、漏れインダクタンスｌを
補償回路３０１の微分項の値として自動測定および設定
することができる。
路３０１の比例項の値として、漏れインダクタンスｌを
補償回路３０１の微分項の値として自動測定および設定
することができる。
【００７７】また、漏れインダクタンスｌは、トルク電
流Ｉτの関数であり、トルク電流指令Ｉτ*の変化に対
して、△ｌの修正値も得ることもできる。
流Ｉτの関数であり、トルク電流指令Ｉτ*の変化に対
して、△ｌの修正値も得ることもできる。
【００７８】また、本実施例において、磁束演算部１１
６を図７（ｂ）に示した従来の磁束演算部と類似の構成
としたが、図７（ａ）に示す演算部のような構成のもの
についても同様に適用できる。
６を図７（ｂ）に示した従来の磁束演算部と類似の構成
としたが、図７（ａ）に示す演算部のような構成のもの
についても同様に適用できる。
【００７９】さらに本実施例では、電動機磁束ベクトル
と電流モデル磁束ベクトルの振幅と位相を比較する構成
について述べたが、制御電流源形を用いてベクトル制御
されていれば
と電流モデル磁束ベクトルの振幅と位相を比較する構成
について述べたが、制御電流源形を用いてベクトル制御
されていれば
【００８０】
【外２６】 となるので、電動機磁束ベクトルと磁束指令ベクトルの
位相と振幅を比較しても同様に適用できる。
位相と振幅を比較しても同様に適用できる。
【００８１】また、本実施例では電動機速度の推定値を
位相比較器、位相制御器で求める構成について述べた
が、磁束演算部で電動機のトルク電流を演算し、トルク
電流指令との偏差を用いて電動機速度の推定値を求める
等の別の構成でも、別に位相比較器を設ければ同様に適
用できる。
位相比較器、位相制御器で求める構成について述べた
が、磁束演算部で電動機のトルク電流を演算し、トルク
電流指令との偏差を用いて電動機速度の推定値を求める
等の別の構成でも、別に位相比較器を設ければ同様に適
用できる。
【００８２】さらに、上述の実施例では、ＰＧレスでの
ベクトル制御で説明を行ったがＰＧ付きの場合でも同様
に適用できる。
ベクトル制御で説明を行ったがＰＧ付きの場合でも同様
に適用できる。
【００８３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、誘
導電動機が停止状態にあるとき、該誘導電動機の二次回
路時定数を補償するとともに、電動機磁束ベクトルと電
流モデル磁束ベクトルの位相と振幅が等しくなるまで前
記誘導電動機の漏れインダクタンスと一次抵抗の補償値
をそれぞれ変化させることで、前記漏れインダクタンス
および一次抵抗の補償値が自動的に設定されるので、手
間のかかる誘導電動機のモータ定数の設定が高精度に、
しかも簡単に行え、ひいてはＰＧレスのベクトル制御で
の静・動特性等の制御精度を向上させることができると
いう効果がある。
導電動機が停止状態にあるとき、該誘導電動機の二次回
路時定数を補償するとともに、電動機磁束ベクトルと電
流モデル磁束ベクトルの位相と振幅が等しくなるまで前
記誘導電動機の漏れインダクタンスと一次抵抗の補償値
をそれぞれ変化させることで、前記漏れインダクタンス
および一次抵抗の補償値が自動的に設定されるので、手
間のかかる誘導電動機のモータ定数の設定が高精度に、
しかも簡単に行え、ひいてはＰＧレスのベクトル制御で
の静・動特性等の制御精度を向上させることができると
いう効果がある。
【図１】本発明の、誘導電動機のベクトル制御装置の一
実施例を示すブロック図である。
実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の、誘導電動機のベクトル制御装置にお
ける磁束制御器の一例を示すブロック図である。
ける磁束制御器の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明の、誘導電動機のベクトル制御装置にお
ける磁束演算部の一例を示すブロック図である。
ける磁束演算部の一例を示すブロック図である。
【図４】従来のＰＧレスシステムの一例を示すブロック
図である。
図である。
【図５】従来のＰＧレスシステムにおけるベクトル制御
装置の一例を示すブロック図である。
装置の一例を示すブロック図である。
【図６】誘導電動機の非対称Ｔ形等価回路の一例を示す
回路図である。
回路図である。
【図７】従来のベクトル制御装置における磁束演算部の
例を示すものであり、（ａ）は一次遅れ回路を有する構
成の一例を示すブロック図、（ｂ）は積分器を有する構
成の一例を示すブロック図である。
例を示すものであり、（ａ）は一次遅れ回路を有する構
成の一例を示すブロック図、（ｂ）は積分器を有する構
成の一例を示すブロック図である。
１０１ 速度制御器 １０２，１０８ 除算器 １０３ 磁束指令演算器 １０４，１１１ ベクトル演算器 １０５，１１４ ベクトル回転器 １０６ 二相／三相変換器 １０７ 磁束制御器 １０９，１２０，３０２，３０３ 係数器 １１０ 位相制御器 １１２，２１０，３０４ 積分器 １１３ 関数発生器 １１５ 位相比較器 １１６ 磁束演算器 １１７，１１８，１１９ 電流制御器 ２０２，２０３ スイッチ ３０１ 補償回路 ３０５，３０８ 振幅演算部 ３０６，３０７ コンパレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−304380（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−287474（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−114487（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−42075（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−231891（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 31/34 H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】 誘導電動機の駆動電源であるインバータ
へ供給する、所定の周波数および位相の交流電流を発生
する変換器と、 前記誘導電動機に印加された電流、電圧から電動機磁束
および電流モデル磁束を演算する磁束演算部と、 前記電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルとの
位相差を求める位相比較部と、 該位相比較部が求めた位相差から前記誘導電動機の回転
子電気角速度の推定値を求める位相制御部と、 該位相制御部が求めた回転子電気角速度の推定値に基づ
いて磁束指令値を生成する磁束指令演算部と、 該磁束指令演算部が生成した磁束指令値と前記磁束演算
部が演算した電動機磁束ベクトルの振幅値との磁束偏差
に応じて励磁電流指令を生成する磁束制御部と、 外部から供給される回転子電気角速度指令値と前記位相
制御部が求めた回転子電気角速度の推定値と前記磁束指
令演算部が生成した磁束指令値とからトルク電流指令値
を生成する速度制御部とを有する、誘導電動機のベクト
ル制御装置において、 前記誘導電動機が機械的停止状態にあるとき、予め求め
られた二次回路時定数の補償を行うとともに、前記電動
機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルとの位相が等
しくなるまで前記誘導電動機の漏れインダクタンス補償
値を変化させる第１補償回路と、 前記誘導電動機が機械的停止状態にあるとき、前記電動
機磁束ベクトルの振幅値と前記電流モデル磁束ベクトル
の振幅値とが等しくなるまで、前記誘導電動機の一次抵
抗補償値を変化させる第２補償回路とを有することを特
徴とする、誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項２】 位相比較部が求めた、電動機磁束ベクト
ルと電流モデル磁束ベクトルとの位相差を零と比較する
第１コンパレータと、 電動機磁束ベクトルと電流モデル磁束ベクトルとの振幅
偏差を零と比較する第２コンパレータとを備え、 第１補償回路は、前記第１コンパレータの比較の結果前
記位相差が零と等しくなるまで誘導電動機の漏れインダ
クタンス補償値を変化させ、 第２補償回路は、前記第２コンパレータの比較の結果前
記振幅偏差が零と等しくなるまで、前記誘導電動機の一
次抵抗補償値を変化させることを特徴とする請求項１記
載の誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6373092A JP3118940B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6373092A JP3118940B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05264677A JPH05264677A (ja) | 1993-10-12 |
| JP3118940B2 true JP3118940B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=13237817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6373092A Expired - Fee Related JP3118940B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3118940B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030073138A (ko) * | 2002-03-08 | 2003-09-19 | 엘지산전 주식회사 | 유도전동기의 누설 인덕턴스 추정장치 및 방법 |
| JP4688653B2 (ja) * | 2005-12-02 | 2011-05-25 | 東洋電機製造株式会社 | 誘導機制御装置 |
-
1992
- 1992-03-19 JP JP6373092A patent/JP3118940B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05264677A (ja) | 1993-10-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3686474B2 (ja) | ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 | |
| US7800337B2 (en) | Control apparatus for AC rotary machine and method for measuring electrical constant of AC rotary machine using the control apparatus | |
| KR100270623B1 (ko) | 유도전동기의 벡터 제어장치 | |
| JP3707528B2 (ja) | 交流電動機の制御方法およびその制御装置 | |
| JP3099159B2 (ja) | 電動機定数測定方法及び装置 | |
| JP2929344B2 (ja) | 電動機定数測定方法及びその装置 | |
| JPH10229687A (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPH0775399A (ja) | 可変速装置 | |
| JP3118940B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| CN107615641B (zh) | 感应电机的功率转换装置、二次时间常数测量方法和速度控制方法 | |
| JP3337039B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御インバータのチューニング方法 | |
| KR0148832B1 (ko) | 유도 전동기의 벡터 제어 장치 | |
| JPH0344509B2 (ja) | ||
| JP3159330B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP3609098B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法 | |
| JP2634959B2 (ja) | 速度センサレス速度制御方式 | |
| JP3309520B2 (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JP3124019B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPS6159071B2 (ja) | ||
| WO2022137612A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH03135389A (ja) | 電圧形インバータの制御方法及びその装置 | |
| JPH04127893A (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JPH06101954B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH06315291A (ja) | 誘導電動機の磁束位置演算法とそれを用いた制御方法 | |
| JP3032681B2 (ja) | 誘導電動機の二次抵抗測定方法およびその装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081013 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081013 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091013 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |