JP3124019B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は回転検出器を用いることなく、誘導電動機を
安定に制御することが可能な誘導電動機の制御装置に関
する。

（従来の技術） 電力変換装置で誘導電動機（以下単に電動機と称す
る）を可変速駆動する制御装置は広い分野で用いられて
おり、電力変換装置および制御方式には種々のものが採
用されている。

現在行われている代表的な制御方式としてV/F制御と
ベクトル制御があげられる。ベクトル制御は高速で安定
な制御を実現することができ、性能の要求される用途に
使われている。V/F制御は性能的にはベクトル制御に劣
るが、電動機に回転検出器を取り付ける必要がなく、安
価に装置が実現できること、一台の電力変換装置で複数
の電動機を並列運転することが可能であること等の利点
もあるため、広い用途で使われている。

最近、この両制御方式の中間的な制御方式として速度
センサレスベクトル制御と呼ばれる制御が盛んに開発さ
れている。これは速度検出器を用いずにベクトル制御並
の高速で安定な制御を実現しようとするものであり、種
々の方式が提案されている。その１つの制御方式に第３
図に構成を示す特開昭64−8896号公報に記載されている
方式がある。この方式を図面を参照しながら以下に説明
する。

第３図において、PWMインバータ１から供給される誘
導電動機２の１次電流は、３相−２相変換器３で２相電
流i_x,i_yに変換される。また、この２相電流i_x,i_yはベク
トル回転器４により、回転座標量i_d,i_qに座標変換され
る。

このときｄ軸すなわち磁束軸は、すべり角速度演算器
５で演算されたすべり角速度ω_ｓ ^＊と速度演算器６で演
算された電動機２の速度推定値ω_ｒとを加算器７で加算
して磁束角周波数ω_ｏを求め、そのω_ｏを積分器８で積
分して得られた位相θ_ｏにより決定される。すなわち座
標変換は次により行われる。

このように１次電流をi_d,i_qに分離すれば、i_dは磁束
を作る成分（励磁電流）となり、i_qはトルクを作る成分
（トルク電流）となるのは良く知られている。

励磁電流指令i_d ^＊は磁束指令演算器９の出力として得
られる。磁束一定制御の場合は演算器９は一定の励磁電
流指令i_d ^＊を与え、また高速領域で速度に依存して弱め
界磁制御を行う場合は演算器９は速度上昇につれて減少
する励磁電流指令i_d ^＊を与える。

励磁電流指令i_d ^＊は、ベクトル回転器４により１次電
流から変換されたi_dと加算器10で比較され、その偏差が
増幅器11により増幅され、電動機１次電圧指令のｄ軸成
分v_d ^＊が得られる。

次に速度演算機６で演算された速度推定値（速度）ω
_ｒは加算器12で速度指令値ω_ｒ ^＊と比較され、増幅器13
により偏差が増幅されてトルク電流指令i_q ^＊を出力す
る。このi_q ^＊はベクトル回転器４により作られたi_qと加
算器14で比較され、この偏差が増幅器15で増幅され、１
次電圧指令のｑ軸成分v_q ^＊となる。

固定子座標量に変換された１次電圧指令v_x ^＊,v_y ^＊は
パルス発生回路17でインバータパルスに変換され、これ
をPWMインバータ１に与えることにより、誘導電動機２
への給電が行われる。

第３図の構成における特徴は速度演算器６の出力を用
いることにある。従来からの速度センサ付きベクトル制
御における速度センサからの検出速度の代わりに、この
速度演算器６の出力を用いた構成である。速度演算器６
で演算される速度推定値ω_ｒの精度で第３図の制御性能
は決定される。

速度演算器６は電動機１次電圧を変成器61を介して３
相量として検出し、３相−２相変換器62で２相量v_x,v_y
に変換されて誘起電圧演算回路63に与えられる。また２
相量に変換された１次電流i_x,i_yも誘起電圧演算回路63
に与えられる。

誘起電圧演算回路63では次式の演算により１次電圧か
ら電動機のインピーダンス降下を引いて誘起電圧e_x,e_y
を演算する。

上式の誘起電圧はベクトル回転器64において、磁束の
位相θ_ｏを用いてdq座標量e_d,e_qに変換される。すなわ
ちベクトル回転器64では次の演算を行う。

ｄ軸誘起電圧e_dは磁性回路65でｑ軸誘起電圧e_qの極性
に応じて極性反転され、増幅器66で増幅されて第１の速
度演算値が得られる。他方ｑ軸誘起電圧q_qは割算器67で
演算器９の出力として得られる磁束振幅指令Φ^＊で割算
され、第２の速度演算値が得られる。

第1,第２の速度演算値は加算器68で加算され、この加
算結果が速度演算器６の速度推定値ω_ｒとなる。

速度演算器６の構成で重要な役割をしている要素は振
幅器66である。誘起電圧は２次磁束の微分であり、２次
磁束の角周波数がω_ｏであるときのdq座標系における関
係式は次式となる。

q_d＝−ω_ｏΦ_ｑ …（５） e_q＝ω_ｏΦ_ｄ …（６） 増幅器66はｄ軸誘起電圧e_dを０にするように動作する
ものであり、検出されたe_dが０でなければ速度推定値ω
_ｒを増減し、e_dが０になるように周波数を変える。

言い替えれば、（５）式から明らかなように、e_dを０
にすることは磁束のｑ軸成分Φ_ｑを０にすることであ
り、磁束がｄ軸成分のみとするように作用するものであ
る。従って、ｄ軸が磁束軸と一致するように動作し、電
動機２に供給される電流の励磁成分i_dとトルク成分i_qと
の分離が行われ、ベクトル制御が実現される。

第３図の構成は速度演算器６の出力の代わりに実際の
速度を用いることによって、他の構成を変えることなく
速度センサ付きのベクトル制御を実現できることも長所
の一つである。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、第３図の構成では加速開始時等のトル
ク電流が変化したときに安定性が低下する問題があっ
た。この原因を以下に説明する。

第３図の構成ではｄ軸誘起電圧e_dを０にするようにe_d
を増幅した信号を用いて速度演算器６から出力される速
度推定値ω_ｒを増減している。そして、この速度推定値
ω_ｒにすべり角速度演算器５で演算されたすべり角速度
ω_ｓ ^＊を加算した角周波数ω_ｏを磁束の角周波数として
dq座標との変換に用いている。

このすべり角度ω_ｓ ^＊を加算した角周波数を座標変換
に用いることに安定性を低下させる原因がある。例え
ば、電動機２のトルク電流がステップ的に増加した場
合、すべり角周波数ω_ｓ ^＊もステップ的に増加する。速
度センサ付きのベクトル制御ではこのすべり角速度ω_ｓ
^＊を指令値を用いてすべり角周波数演算器５で演算し、
速度推定値ω_ｒに加算した角周波数を基準として制御を
行う必要がある。

すなわち、供給されるi_qに応じて電動機内のすべり角
周波数を予測演算し、制御回路内の磁束軸を決めてい
る。しかし、第３図の構成では、i_qの変化によって電動
機のすべり角周波数が変化したことによる現象は検出し
たｑ軸誘起電圧e_qの変化として表れる。その結果、速度
演算器６の出力も増幅するので、電動機のすべり角周波
数が増加したときは実際の速度が変わっていなくてもこ
の速度推定値ω_ｒも増加する。

第３図ではこの出力にすべり加算した周波数で制御回
路内の磁束軸を決めている。このため、トルク電流が増
加したときの磁束軸は２重に増加することになり、磁束
軸に誤差を生じる。磁束軸に誤差を生じても、速度演算
器６の作用によりe_dが０になるように、速度推定値ω_ｒ
が変化して誤差は修正される。しかし、トルク電流が変
化したときの過渡的な安定性は低下する。

前述の特開昭64−8896号公報には、速度演算器６内の
割算器67を使用せずに、増幅器66の出力を速度推定値ω
_ｒとして用いる方式も記載されている。この場合は誘起
電圧のｑ軸成分e_qの変化が演算速度に影響を与えないの
で、トルク電流が変化したときに２重に磁束軸が増減さ
れることはなく、上述のような問題は起こらない。

しかし、この方式では増幅器66の出力が運転策度に応
じて大幅に変化しなければならない。従って、速度が急
変する用途で精度良く演算できるようにするためには、
増幅器66を高ゲインにする必要があるが、ゲインを高く
すると系の安定性を確保することが難しくなる問題があ
る。

また、（５）および（６）式から明らかであるよう
に、誘起電圧e_d,e_qは低周波領域になるほど小さな信号
になる。そのために低周波域では、e_dを増幅した信号だ
けで精度良く速度を演算することは困難である。その結
果、低周波域での安定性を確保することが難しくなる問
題がある。

本発明は従来装置の上述の欠点に鑑みなされたもので
あり、トルク電流が変化したとき、あるいは低周波運転
領域でも安定な制御を実現することができる誘導電動機
の制御装置を提供することを目的とするものである。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記の目的を達成するために、制御回路内の
位相θ_ｏを決める磁束の角周波数ω_ｏは検出したｑ軸誘
起電圧e_qに比例させることを基本とする。そしてｄ軸誘
起電圧e_dを増幅した信号を磁束の角周波数ω_ｏに重畳
し、制御回路内の磁束軸方向と実際の磁束方向とに差異
を生じたときに、その差異を０にするように磁束の角周
波数ω_ｏを補償する。

本発明は速度制御する装置だけを対象とするものでは
ないが、速度制御をする場合の速度フィードバック信号
ω_ｒは磁束の角周波数ω_ｏから、トルク電流の指令値i_q
^＊もしくは検出値i_qを用いて演算したすべり角周波数ω
_ｓ ^＊を引いた信号を用いる。

（作用） 本発明ではｄ軸誘起電圧e_dが０になるように補償さ
れ、ｑ軸誘起電圧e_qに比例した磁束の角周波数ω_ｏを磁
束軸として用、磁束の角周波数ω_ｏにトルク電流指令値
i_q ^＊から演算したすべり角周波数ω_ｓ ^＊は加算しないの
で、従来装置のように過大に磁束軸が変化することはな
く、トルク電流が変化したときも安定な制御が実現され
る。

また、磁束の角周波数ω_ｏはｑ軸誘起電圧e_qで決める
ことを基本としており、ｄ軸誘起電圧e_dは補償のために
使用される。この補償ゲインは余り高くする必要がない
ので、検出レベルが小さくなる低周波領域でも安定性が
容易に確保できる。

（実施例） 第１図は本発明の実施例を示す誘導電動機の速度制御
装置の構成図である。第３図と同一機能を有するものに
は同一符号を付けて説明を省略する。第１図において、
60は磁束の角周波数ω_ｏを演算する角周波数演算回路で
あるが、その内部構成は第３図における速度演算器６と
同じである。ただし、出力信号の使われ方が第３図の速
度演算器６とは異なるので、名称および符号を改めた。
この出力の角周波数ω_ｏは積分器８に与えられ、制御回
路内の磁束軸として使われる。

18は減算器であり、角周波数演算回路60の出力の角周
波数ω_ｏからすべり角速度演算器５で演算されたすべり
角周波数ω_ｏ ^＊を減算し、速度制御のための速度フィー
ドバック信号ω_ｒを出力する。

すなわち、第１図の構成は角周波数演算回路60の出力
信号を磁束の角周波数ω_ｏとして直接用いることと、速
度フィードバック信号ω_ｒとして磁束の角周波数ω_ｏを
すべり角周波数ω_ｓ ^＊分だけ補正して用いることの他は
第３図の構成と同じである。

安定なベクトル制御を実現するためには電動機の磁束
方向とｄ軸方向にできるだけ差異がないようにする、言
い替えれば磁束のｑ軸成分が０になるようにすることが
必要である。

そのためには、磁束の位相θ_ｏもしくは角周波数ω_ｏ
を正しく知ることが必要となる。（５）および（６）式
に示したように、角周波数ω_ｏの変化は誘起電圧の変化
として捕えることができる。

磁束のｑ軸成分Φ_ｑが０であると仮定すれば、ｄ軸成
分Φ_ｄは磁束振幅Φに等しくなり、（６）式から磁束の
角周波数ω_ｏは次式で求められることが分かる。

ω_ｏ＝e_q/Φ_ｄ …（７） 第１図の角周波数回路60内の割算器67は上式を基本と
して、角周波数ω_ｏを演算する。励磁電流i_dをフィード
バック制御しているので、磁束振幅Φは指令値Φ^＊に追
従する。そこで、割算器67では磁束振幅の指令値Φ^＊を
用いて（７）式を演算している。

（７）式で精度良く角周波数ω_ｏが演算されるために
は、前述の仮定である磁束のｑ軸成分Φ_ｑ＝０が成立す
ることが条件となる。この条件を満足させるため第３図
に示した従来装置の場合と同様に、誘起電圧のｄ軸成分
e_dを０にするために増幅器66の出力で角周波数ω_ｏを補
償している。この結果、加算器68の出力として精度のよ
い磁束角周波数ω_ｏが得られる。

角周波数演算回路60の角周波数ω_ｏからすべり角速度
演算器５で演算されたすべり角周波数ω_ｓ ^＊を引くこと
で、減算器18の出力として速度ω_ｒが得られることは明
らかである。

上述のように第１図では磁束軸をｑ軸誘起電圧e_qから
演算することを基本とし、ｄ軸誘起電圧e_dは検出誤差等
により生じた磁束軸の実際位置との差異を修正するため
の補償にだけ使用される。この補償ゲインは余り高くし
なくても良く、広い周波数範囲において安定で応答の速
いベクトル制御を実現することができる。

第１図の実施例では速度制御を行う場合の構成につい
て説明したが、本発明は速度制御をする装置だけを対象
とするものではない。本発明は速度センサを用いずにベ
クトル制御を実現することを提供するものであり、指令
値に応じて励磁電流とトルク電流とを分離して制御する
装置に関するものである。従って、適用される装置の制
御目的は速度制御、周波数制御あるいはトルク制御等の
何れであっても良い。

例えば、第１図の実施例の構成において、角周波数演
算回路60の出力を速度フィードバック信号の代わりに用
いてもよい。この場合は周波数制御装置となり、出力ト
ルクが変動すると電動機のすべりの変化分だけ速度が変
動するが、速度センサレス制御が適用される多くの用途
では多少の速度変動は許されるので、周波数制御だけで
充分であることが多い。周波数制御にすることによっ
て、第１図におけるすべり角速度演算器５および減算器
18は不要となり、構成を簡単にすることができる。

第２図は本発明の他の実施例を示す構成図である。第
２図ではベクトル制御をする上で必要となる構成要素だ
けを示しており、第１図と同じ符号を有するものは同じ
機能のものである。第２図の実施例は角周波数演算回路
601の構成が第１図のものと異なるだけである。

インバータ１は電圧形であるので出力電圧はその指令
値に追従する。従って、誘起電圧を演算するために、実
際の出力電圧を検出する代わりに指令値を使用すること
が可能である。電圧指令にはdq座標上の指令（v_d ^＊,v_q
^＊）、交流の指令（v_x ^＊,v_y ^＊）等があり、何れの指令
値も使用することができるが、第２図はdq軸の電圧を使
用した実施例である。

角周波数演算回路601内の誘起電圧演算回路631はdq座
標系における電圧指令v_d ^＊,v_q ^＊と検出電流i_d,i_qおよび
角周波数ω_ｏとから誘起電圧のdq軸成分e_d,e_qを演算す
る。座標が異なるので第３図の説明で示した、（３）式
の演算とは異なり、次式で演算される。

dq座標系の信号は直流量に変換されているので、周波
数に関する情報を含んでいない。（８）式は周波数によ
るリアクタンス降下分を演算で求めるようにしたもので
あり、基本的には（３）式の演算式と同じである。この
誘起電圧演算回路631で演算されたdq座標系の誘起電圧e
_d,e_qを用いることの他は、第１図の実施例と同じであ
る。

この実施例のように電圧指令値を用いることによって
変成器61は不要となり、誘起電圧演算回路631は簡単な
構成にすることができる。

また、誘起電圧を演算するために、dq軸の電流も指令
値i_d ^＊,i_q ^＊を用いることができることは説明するまで
もない。

以上の実施例では電力変換装置として電圧形のPWMイ
ンバータ１を用いて説明した。電圧形の他の代表的な電
力変換装置にサイクロコンバータがあるが、サイクロコ
ンバータにも殆ど構成を変えることなく第１図および第
２図の実施例を適用できることは明らかである。すなわ
ち、第１図および第２図におけるパルス発生回路17を、
電圧指令値に応じてサイクロコンバータの各素子の点孤
タイミングを制御する位相制御回路に置き換えるたけで
よい。

更に、本発明は電流形の電力変換装置にも適用するこ
とが可能である。代表的な電流形の電力変換装置に周知
の電流形インバータがあるが、この場合の電流制御の構
成は電圧形とは異なるものになる。電動機に供給される
電流の振幅は直流回路電流をフィードバック制御して、
制御整流器の点孤位相を制御することで行われ、位相は
位相指令に応じてインバータ部の転流タイミングを制御
することで行われる。このため、電流指令値も振幅Ｉ^＊
と位相角θ_１ ^＊として与えることが必要になる。そのよ
うな信号が電流指令値として要求される場合でも、本発
明は容易に適用することができるものである。例えば、
第１図の実施例と同様に、電動機の電圧および電流の検
出地から角周波数演算回路60の角周波数ω_ｏを演算し、
その信号を積分器８で積分し磁束位相θ_ｏを求める。こ
の磁束位相θ_ｏとdq軸電流指令i_d ^＊,i_q ^＊とから次の式
で求めた、振幅Ｉ^＊および位相角θ_１ ^＊を指令値として
電流形インバータの電流制御回路に与えることで実現で
きる。

［発明の効果］ 以上に説明したように、本発明によれば速度センサを
用いることなく速度センサ付きの誘導電動機の制御装置
と同等の安定な制御を実現することができる。

従って、本発明は速度センサをつけることが困難な用
途で効果を発揮することは当然であるが、速度センサ付
きのベクトル制御では困難であった１台の電力変換装置
で多数台の電動機を駆動する用途における制御性能を一
段と向上することを可能とするものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御構成図、第２図は
本発明の他の実施例を示す制御構成図、第３図は従来装
置の制御構成図である。 １……インバータ、２……誘導電動機、３……３相−２
相変換器、４……ベクトル回転器、５……すべり角速度
演算器、８……積分器、９……磁束指令演算器、10,12,
14……加算器、11,13,15……増幅器、16……座標変換
器、17……パルス発生回路、18……減算器、60,601……
角周波数演算回路、61……変成器、62……３相−２相変
換器、63,631……誘起電圧演算回路、64……ベクトル回
転器、65……極性回路、66……増幅器、67……割算器、
68……加算器。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−8896（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−25888（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力変換装置から誘導電動機に供給される
   交流電流の瞬時値を、前記誘導電動機の磁束の角周波数
   （ω０）で回転する座標に変換することにより前記磁束
   に同相な励磁電流（id）と前記磁束に直交するトルク電
   流（iq）とに変換し、前記励磁電流（1d）およびトルク
   電流（iq）とそれぞれの指令値（id＊,iq＊）との偏差
   を増幅した信号を基にして前記電力変換装置の出力電圧
   指令を決定し、その電圧指令に基づき前記電力変換装置
   の制御を行う誘導電動機の制御装置において、 前記電圧指令と前記誘導電動機に供給される電流とから
   前記励磁電流（id）およびトルク電流（iq）にそれぞれ
   同相な２つの誘起電圧成分（ed,eq）を演算する誘起電
   圧演算手段と、 前記誘起電圧演算手段で演算されたトルク軸電圧成分
   （eq）を、前記励磁電流指令で除算した信号を出力する
   割算手段と、 前記磁束軸電圧成分（ed）を増幅した信号を出力する増
   幅手段と、 前記割算手段の出力と前記増幅手段の出力とを加算し、
   この加算値を前記励磁電流（id）とトルク電流（iq）と
   に変換するための磁束の角周波数（ω０）として与える
   加算手段とを具備したことを特徴とする誘導電動機の制
   御装置。