JPH09238492A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
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- JPH09238492A JPH09238492A JP8073262A JP7326296A JPH09238492A JP H09238492 A JPH09238492 A JP H09238492A JP 8073262 A JP8073262 A JP 8073262A JP 7326296 A JP7326296 A JP 7326296A JP H09238492 A JPH09238492 A JP H09238492A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 速度変化時の出力トルクを精度良く制御し過
渡時振動を抑制する。 【解決手段】 積分器１１５は、ベクトル制御指令値演
算器１０１がトルク指令値Ｔ* に応じて出力したすべり
角速度指令値ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを
出力する。回転位置検出器１１３はエンコーダ１０３か
らの信号により、回転角位置θｒｅを出力する。そし
て、電源角位相演算器１１４は、すべり角位相θｓｅと
回転角位置θｒｅを加算して電源角位相θを算出する。
ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θを用いて、励磁成
分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ*
を基に３相ＰＷＭ信号を出力し、インバータ１１１は３
相交流を出力して誘導電動機１００の出力トルクをトル
ク指令値Ｔ* に制御する。電源角位相算出にエンコーダ
で最新の正確な値を得られる回転角位置を用いるので、
速度変化時にも計測誤差が小さく精度良く指令値に制御
される。
渡時振動を抑制する。 【解決手段】 積分器１１５は、ベクトル制御指令値演
算器１０１がトルク指令値Ｔ* に応じて出力したすべり
角速度指令値ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを
出力する。回転位置検出器１１３はエンコーダ１０３か
らの信号により、回転角位置θｒｅを出力する。そし
て、電源角位相演算器１１４は、すべり角位相θｓｅと
回転角位置θｒｅを加算して電源角位相θを算出する。
ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θを用いて、励磁成
分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ*
を基に３相ＰＷＭ信号を出力し、インバータ１１１は３
相交流を出力して誘導電動機１００の出力トルクをトル
ク指令値Ｔ* に制御する。電源角位相算出にエンコーダ
で最新の正確な値を得られる回転角位置を用いるので、
速度変化時にも計測誤差が小さく精度良く指令値に制御
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機の電流
制御装置に関する。
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、誘導電動機や同期電動機等の交流
電動機は、高速なトルク応答を得るために、ベクトル制
御と呼ばれる制御技術により制御されるようになってい
る。ベクトル制御では、電動機の固定子と回転子の電
圧、電流を両方とも直線で扱えるγ−δ座標系で考え、
例えば、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」
（総合電子出版社、１９９０年５月発行）に詳細に説明
されている。このようなベクトル制御による誘導電動機
の電流制御装置として、例えば図１０や、「電気学会研
究資料ＳＰＣ−９０ Ｎｏ．４２〜４９、ｐ．５３〜６
１」（電気学会、１９９０年発行）に記載されたような
ものがある。
電動機は、高速なトルク応答を得るために、ベクトル制
御と呼ばれる制御技術により制御されるようになってい
る。ベクトル制御では、電動機の固定子と回転子の電
圧、電流を両方とも直線で扱えるγ−δ座標系で考え、
例えば、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」
（総合電子出版社、１９９０年５月発行）に詳細に説明
されている。このようなベクトル制御による誘導電動機
の電流制御装置として、例えば図１０や、「電気学会研
究資料ＳＰＣ−９０ Ｎｏ．４２〜４９、ｐ．５３〜６
１」（電気学会、１９９０年発行）に記載されたような
ものがある。
【０００３】すなわち、図１０の電流制御装置では、ト
ルク指令値Ｔ* を入力とするベクトル制御指令値演算器
１０１が、すべり角速度指令値ωｓｅ* 、励磁電流指令
値ｉγｓ* 、およびトルク電流指令値ｉδｓ* を演算し
て出力する。 一方、速度検出器１００２はエンコーダ
１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角速
度ωｒｅを検出する。電源角速度演算器１００４が、回
転子の回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ*
とを加算して、電源角速度ωを算出し、積分器１００５
がこの電源角速度ωを積分して電源角位相θを求める。
電源角位相θは３相／２相変換器１０８とＰＷＭ発生器
１１０へ出力される。
ルク指令値Ｔ* を入力とするベクトル制御指令値演算器
１０１が、すべり角速度指令値ωｓｅ* 、励磁電流指令
値ｉγｓ* 、およびトルク電流指令値ｉδｓ* を演算し
て出力する。 一方、速度検出器１００２はエンコーダ
１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角速
度ωｒｅを検出する。電源角速度演算器１００４が、回
転子の回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ*
とを加算して、電源角速度ωを算出し、積分器１００５
がこの電源角速度ωを積分して電源角位相θを求める。
電源角位相θは３相／２相変換器１０８とＰＷＭ発生器
１１０へ出力される。
【０００４】インバータ１１１から誘導電動機１００へ
供給される電流の検出のため、ｕ相電流センサ１０６お
よびｖ相電流センサ１０７が設けられ、３相／２相変換
器１０８は各電流センサからのｕ相電流ｉｕおよびｖ相
電流ｉｖ、ならびに積分器１００５からの電源角位相θ
とから励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓを演算出力す
る。そして、電流制御器１０９が、励磁電流指令値ｉγ
ｓ* と励磁電流ｉγｓおよびトルク電流指令値ｉδｓ*
とトルク電流ｉδｓとから、それぞれ励磁成分電圧指令
値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算
出力する。
供給される電流の検出のため、ｕ相電流センサ１０６お
よびｖ相電流センサ１０７が設けられ、３相／２相変換
器１０８は各電流センサからのｕ相電流ｉｕおよびｖ相
電流ｉｖ、ならびに積分器１００５からの電源角位相θ
とから励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓを演算出力す
る。そして、電流制御器１０９が、励磁電流指令値ｉγ
ｓ* と励磁電流ｉγｓおよびトルク電流指令値ｉδｓ*
とトルク電流ｉδｓとから、それぞれ励磁成分電圧指令
値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算
出力する。
【０００５】ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θ、励
磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値
ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を演算してインバータ１１
１へ出力し、インバータ１１１は誘導電動機１００へ３
相交流電流を供給する。これにより、誘導電動機１００
の出力トルクをトルク指令値Ｔ* に合致するよう制御す
るものである。
磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値
ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を演算してインバータ１１
１へ出力し、インバータ１１１は誘導電動機１００へ３
相交流電流を供給する。これにより、誘導電動機１００
の出力トルクをトルク指令値Ｔ* に合致するよう制御す
るものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の交流電動機の電流制御装置にあっては、エン
コーダからの信号によって回転子の回転角速度の検出を
行っていたため、速度検出に遅れが生じやすく、特に加
減速のときにその遅れが大きくなっていた。すなわち、
エンコーダによる速度検出は、ある期間の平均速度しか
得ることができないため、加減速時には、速度検出の誤
差が大きくなる。
うな従来の交流電動機の電流制御装置にあっては、エン
コーダからの信号によって回転子の回転角速度の検出を
行っていたため、速度検出に遅れが生じやすく、特に加
減速のときにその遅れが大きくなっていた。すなわち、
エンコーダによる速度検出は、ある期間の平均速度しか
得ることができないため、加減速時には、速度検出の誤
差が大きくなる。
【０００７】例えば、極対数３の誘導電動機に分解能３
６０°／２０００のエンコーダを用いて、上記ベクトル
制御を行った結果を図１１に示す。これは、エンコーダ
からの出力パルスを周波数計測して、回転子の回転角速
度を検出している場合である。周波数計測により、回転
子の回転角速度を１ｒｐｍ分解能で得るためには、３０
ｍｓ間のパルス数をカウントすればよい。しかし、エン
コーダでは３０ｍｓ間の平均回転角速度しか得られない
ために、加速時には、実際の回転子の回転角速度より小
さい値を検出することになる。このため、実際のすべり
角速度ωｓｅが、すべり角速度指令値ωｓｅ* より小さ
くなり、ベクトル制御が成り立たなくなる。したがっ
て、実際の誘導電動機出力トルクも指令値とずれること
になる。また、回転子の回転角速度の周波数計測の周期
を、例えば、３ｍｓにした場合を図１２に示す。計測周
期を短くすると、計測分解能が１０ｒｐｍとなり、つま
り、すべり角速度ωｓｅの制御分解能も落ちるため、実
際の誘導電動機出力トルクが指令値から大きくずれるこ
とになる。
６０°／２０００のエンコーダを用いて、上記ベクトル
制御を行った結果を図１１に示す。これは、エンコーダ
からの出力パルスを周波数計測して、回転子の回転角速
度を検出している場合である。周波数計測により、回転
子の回転角速度を１ｒｐｍ分解能で得るためには、３０
ｍｓ間のパルス数をカウントすればよい。しかし、エン
コーダでは３０ｍｓ間の平均回転角速度しか得られない
ために、加速時には、実際の回転子の回転角速度より小
さい値を検出することになる。このため、実際のすべり
角速度ωｓｅが、すべり角速度指令値ωｓｅ* より小さ
くなり、ベクトル制御が成り立たなくなる。したがっ
て、実際の誘導電動機出力トルクも指令値とずれること
になる。また、回転子の回転角速度の周波数計測の周期
を、例えば、３ｍｓにした場合を図１２に示す。計測周
期を短くすると、計測分解能が１０ｒｐｍとなり、つま
り、すべり角速度ωｓｅの制御分解能も落ちるため、実
際の誘導電動機出力トルクが指令値から大きくずれるこ
とになる。
【０００８】また、例えば、電気自動車への適用を考え
ると、このトルク制御のずれにより、ガクガク振動と呼
ばれる車両の前後加速度が増大され、運転者に多大な不
快感を与えるもとになる。速度計測を周波数計測でな
く、周期計測にしたとしても、計測周期と分解能は相反
する条件となるので、同様の問題がある。また、回転子
の回転角速度ωｒｅ計測誤差を小さくするためには、エ
ンコーダの分解能を高くしなければならず、コストの増
大を招く。さらに、比較的高回転ではディジタル制御の
制御遅れの影響が大きくなる。図１３はトルク、励磁電
流およびトルク電流の制御結果を示し、過渡時の電流制
御に発振が起き、その結果、トルクの振動が発生する。
この問題は、誘導電動機のみならず、同期電動機でも同
様である。したがって本発明は、上記従来の問題点に鑑
み、エンコーダの分解能を高くすることなく、電動機出
力トルクが精度良く指令値に制御されるようにした交流
電動機の電流制御装置を提供することを目的とする。
ると、このトルク制御のずれにより、ガクガク振動と呼
ばれる車両の前後加速度が増大され、運転者に多大な不
快感を与えるもとになる。速度計測を周波数計測でな
く、周期計測にしたとしても、計測周期と分解能は相反
する条件となるので、同様の問題がある。また、回転子
の回転角速度ωｒｅ計測誤差を小さくするためには、エ
ンコーダの分解能を高くしなければならず、コストの増
大を招く。さらに、比較的高回転ではディジタル制御の
制御遅れの影響が大きくなる。図１３はトルク、励磁電
流およびトルク電流の制御結果を示し、過渡時の電流制
御に発振が起き、その結果、トルクの振動が発生する。
この問題は、誘導電動機のみならず、同期電動機でも同
様である。したがって本発明は、上記従来の問題点に鑑
み、エンコーダの分解能を高くすることなく、電動機出
力トルクが精度良く指令値に制御されるようにした交流
電動機の電流制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このため請求項１に記載
の本発明は、すべり角速度、励磁電流およびトルク電流
のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘導
電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電
動機の制御装置において、回転角位置とすべり角位相と
を加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用い
て３相ＰＷＭ信号を発生させるものとした。
の本発明は、すべり角速度、励磁電流およびトルク電流
のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘導
電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電
動機の制御装置において、回転角位置とすべり角位相と
を加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用い
て３相ＰＷＭ信号を発生させるものとした。
【００１０】より詳細には、回転子の回転角位置を検出
する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じたすべり
角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指令値
を演算するベクトル制御指令値演算手段と、すべり角速
度指令値を積分してすべり角位相を演算する積分手段
と、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相
を演算する電源角位相演算手段と、電動機の３相電流を
検出する電流検出手段と、電源角位相を用いて３相電流
を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手
段と、励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指
令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値お
よびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段
と、電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク
成分電圧指令値を３相電圧指令値にし、この３相電圧指
令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段
とを有するものとした。
する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じたすべり
角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指令値
を演算するベクトル制御指令値演算手段と、すべり角速
度指令値を積分してすべり角位相を演算する積分手段
と、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相
を演算する電源角位相演算手段と、電動機の３相電流を
検出する電流検出手段と、電源角位相を用いて３相電流
を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手
段と、励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指
令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値お
よびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段
と、電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク
成分電圧指令値を３相電圧指令値にし、この３相電圧指
令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段
とを有するものとした。
【００１１】さらに上記構成に加えて、回転角位置と３
相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値
を出力するサンプリング手段と、回転子の回転角速度を
演算する回転角速度検出手段と、回転角速度とすべり角
速度とを加算し、電源角速度を演算する電源角速度演算
手段と、回転角位置のサンプリング値とすべり角位相と
を加算して第１の電源角位相を演算する電源角位相演算
手段とを備えて、３相／２相変換手段では第１の電源角
位相を用いて３相電流のサンプリング値を励磁電流とト
ルク電流とに変換するようにし、また、第１の電源角位
相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角
位相を演算する電源角位相補償手段を備えて、ＰＷＭ発
生手段はこの第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧
指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換
するように構成することもできる。
相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値
を出力するサンプリング手段と、回転子の回転角速度を
演算する回転角速度検出手段と、回転角速度とすべり角
速度とを加算し、電源角速度を演算する電源角速度演算
手段と、回転角位置のサンプリング値とすべり角位相と
を加算して第１の電源角位相を演算する電源角位相演算
手段とを備えて、３相／２相変換手段では第１の電源角
位相を用いて３相電流のサンプリング値を励磁電流とト
ルク電流とに変換するようにし、また、第１の電源角位
相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角
位相を演算する電源角位相補償手段を備えて、ＰＷＭ発
生手段はこの第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧
指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換
するように構成することもできる。
【００１２】上記の電源角位相補償手段は、上記サンプ
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応
して第１の電源角位相を進めることにより、第２の電源
角位相を求めるのが望ましい。また、電源角位相補償手
段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅
れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加
算した時間に対応して第１の電源角位相を進めて、第２
の電源角位相を求めるものとすればさらに好ましい。
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応
して第１の電源角位相を進めることにより、第２の電源
角位相を求めるのが望ましい。また、電源角位相補償手
段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅
れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加
算した時間に対応して第１の電源角位相を進めて、第２
の電源角位相を求めるものとすればさらに好ましい。
【００１３】請求項６に記載の発明は、励磁電流および
トルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生
させ、同期電動機の出力トルクをトルク指令値に追従さ
せる交流電動機の制御装置において、回転子の回転角位
置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３
相ＰＷＭ信号を発生させるものとした。
トルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生
させ、同期電動機の出力トルクをトルク指令値に追従さ
せる交流電動機の制御装置において、回転子の回転角位
置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３
相ＰＷＭ信号を発生させるものとした。
【００１４】より詳細には、回転子の回転角位置を検出
する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じた励磁電
流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制
御指令値演算手段と、電動機の３相電流を検出する電流
検出手段と、回転角位置と３相電流とをサンプリングし
てそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手
段と、回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、回
転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて
補償された回転角位置補償値を演算する回転角位置補償
手段と、回転角位置のサンプリング値を用いて、３相電
流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換す
る３相／２相変換手段と、励磁電流指令値と励磁電流、
およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励
磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算
する電流制御手段と、回転角位置補償値を用いて、励磁
成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令
値に変換し、この３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信
号を出力するＰＷＭ発生手段とを有するものとした。
する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じた励磁電
流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制
御指令値演算手段と、電動機の３相電流を検出する電流
検出手段と、回転角位置と３相電流とをサンプリングし
てそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手
段と、回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、回
転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて
補償された回転角位置補償値を演算する回転角位置補償
手段と、回転角位置のサンプリング値を用いて、３相電
流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換す
る３相／２相変換手段と、励磁電流指令値と励磁電流、
およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励
磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算
する電流制御手段と、回転角位置補償値を用いて、励磁
成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令
値に変換し、この３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信
号を出力するＰＷＭ発生手段とを有するものとした。
【００１５】上記の回転角位置補償手段は、上記サンプ
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応
して回転角位置のサンプリング値を進めることにより、
回転角位置補償値を求めるのが望ましい。また、回転角
位置補償手段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出
力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の
時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリ
ング値を進めることにより、回転角位置補償値を求める
ものとすればさらに好ましい。
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応
して回転角位置のサンプリング値を進めることにより、
回転角位置補償値を求めるのが望ましい。また、回転角
位置補償手段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出
力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の
時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリ
ング値を進めることにより、回転角位置補償値を求める
ものとすればさらに好ましい。
【００１６】
【作用】請求項１のものでは、誘導電動機のベクトル制
御が、たとえばベクトル制御指令値演算手段ですべり角
速度、励磁電流およびトルク電流の各指令値を演算し、
電動機の実際の３相電流を励磁電流とトルク電流との２
相に変換し、上記励磁電流およびトルク電流の指令値と
実際値から、励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧
指令値とを求め、これらをＰＷＭ発生手段で２相３相変
換して３相ＰＷＭ信号を発生させることにより行なわれ
る。 そして、上記ＰＷＭ発生手段での２相３相変換に
あたって用いられる電源角位相は、たとえば回転位置検
出手段で検出した回転子の回転角位置と、ベクトル制御
指令値演算手段で演算されるすべり角速度指令値を積分
して求めたすべり角位相とを加算して求められる。回転
子の回転角位置はたとえばエンコーダなどを用いて常に
最新の値を正確に得ることができるので、計測に所定の
時間を要ししかもその速度変化時に計測誤差が大きくな
る回転角速度から電源角位相を求めるのに対して、電動
機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
御が、たとえばベクトル制御指令値演算手段ですべり角
速度、励磁電流およびトルク電流の各指令値を演算し、
電動機の実際の３相電流を励磁電流とトルク電流との２
相に変換し、上記励磁電流およびトルク電流の指令値と
実際値から、励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧
指令値とを求め、これらをＰＷＭ発生手段で２相３相変
換して３相ＰＷＭ信号を発生させることにより行なわれ
る。 そして、上記ＰＷＭ発生手段での２相３相変換に
あたって用いられる電源角位相は、たとえば回転位置検
出手段で検出した回転子の回転角位置と、ベクトル制御
指令値演算手段で演算されるすべり角速度指令値を積分
して求めたすべり角位相とを加算して求められる。回転
子の回転角位置はたとえばエンコーダなどを用いて常に
最新の値を正確に得ることができるので、計測に所定の
時間を要ししかもその速度変化時に計測誤差が大きくな
る回転角速度から電源角位相を求めるのに対して、電動
機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
【００１７】また、ベクトル制御をディジタル電流制御
で行ない、回転角位置と実際の３相電流をサンプリング
手段でサンプリングする場合には、電源角位相演算手段
で回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算
して第１の電源角位相を演算するとともに、電源角速度
演算手段で回転角速度とすべり角速度とを加算して電源
角速度を演算し、電源角位相補償手段において第１の電
源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の
電源角位相が求められる。 ＰＷＭ発生手段がこの第２
の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成
分電圧指令値を２相３相変換することにより、過度時の
制御の振れが抑制される。とくに、上記の第２の電源角
位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力ま
での遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたも
の、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／
２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相
を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが
効果的に低減される。
で行ない、回転角位置と実際の３相電流をサンプリング
手段でサンプリングする場合には、電源角位相演算手段
で回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算
して第１の電源角位相を演算するとともに、電源角速度
演算手段で回転角速度とすべり角速度とを加算して電源
角速度を演算し、電源角位相補償手段において第１の電
源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の
電源角位相が求められる。 ＰＷＭ発生手段がこの第２
の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成
分電圧指令値を２相３相変換することにより、過度時の
制御の振れが抑制される。とくに、上記の第２の電源角
位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力ま
での遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたも
の、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／
２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相
を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが
効果的に低減される。
【００１８】請求項６のものでは、同期電動機のベクト
ル制御が、たとえばベクトル制御指令値演算手段で励磁
電流およびトルク電流の各指令値を演算し、サンプリン
グ手段で回転角位置と実際の３相電流とをサンプリング
し、３相／２相変換手段で３相電流のサンプリング値を
励磁電流とトルク電流との２相に変換し、上記励磁電流
およびトルク電流の指令値と実際値から、励磁成分電圧
指令値およびトルク成分電圧指令値とを求め、これらを
ＰＷＭ発生手段で２相３相変換して３相ＰＷＭ信号を発
生させることにより行なわれる。 そして、上記ＰＷＭ
発生手段では、たとえば回転角位置補償手段により回転
子の回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を
用いて補償された回転角位置補償値を用いて上記２相３
相変換が行なわれる。これにより、電動機出力トルクが
精度良く指令値に制御されるとともに、過度時の制御の
振れが抑制される。とくに、上記の回転角位置補償値
を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの
遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進め
たもの、あるいは、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の
出力までの遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の
時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリ
ング値を進めたものとすることにより、過度時の制御の
振れが効果的に低減される。
ル制御が、たとえばベクトル制御指令値演算手段で励磁
電流およびトルク電流の各指令値を演算し、サンプリン
グ手段で回転角位置と実際の３相電流とをサンプリング
し、３相／２相変換手段で３相電流のサンプリング値を
励磁電流とトルク電流との２相に変換し、上記励磁電流
およびトルク電流の指令値と実際値から、励磁成分電圧
指令値およびトルク成分電圧指令値とを求め、これらを
ＰＷＭ発生手段で２相３相変換して３相ＰＷＭ信号を発
生させることにより行なわれる。 そして、上記ＰＷＭ
発生手段では、たとえば回転角位置補償手段により回転
子の回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を
用いて補償された回転角位置補償値を用いて上記２相３
相変換が行なわれる。これにより、電動機出力トルクが
精度良く指令値に制御されるとともに、過度時の制御の
振れが抑制される。とくに、上記の回転角位置補償値
を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの
遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進め
たもの、あるいは、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の
出力までの遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の
時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリ
ング値を進めたものとすることにより、過度時の制御の
振れが効果的に低減される。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を実施
例により説明する。図１は、本発明の第１の実施例の構
成を示すブロック図である。誘導電動機１００はインバ
ータ１１１からの３相交流電流により駆動される。ベク
トル制御指令値演算器１０１は、外部から与えられるト
ルク指令値Ｔ* を入力として、励磁電流指令値ｉγ
ｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* およびすべり角速度指
令値ωｓｅ* を演算して出力する。 ベクトル制御指令
値演算器１０１の出力したすべり角速度指令値ωｓｅ*
は、積分器１１５に入力される。また、励磁電流指令値
ｉγｓ* とトルク電流指令値ｉδｓ* とは、電流制御器
１０９に入力される。
例により説明する。図１は、本発明の第１の実施例の構
成を示すブロック図である。誘導電動機１００はインバ
ータ１１１からの３相交流電流により駆動される。ベク
トル制御指令値演算器１０１は、外部から与えられるト
ルク指令値Ｔ* を入力として、励磁電流指令値ｉγ
ｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* およびすべり角速度指
令値ωｓｅ* を演算して出力する。 ベクトル制御指令
値演算器１０１の出力したすべり角速度指令値ωｓｅ*
は、積分器１１５に入力される。また、励磁電流指令値
ｉγｓ* とトルク電流指令値ｉδｓ* とは、電流制御器
１０９に入力される。
【００２０】積分器１１５は、すべり角速度指令値ωｓ
ｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを求め、このすべり
角位相θｓｅを加算器からなる電源角位相演算器１１４
へ出力する。一方、回転位置検出器１１３がエンコーダ
１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角位
置θｒｅを求め、電源角位相演算器１１４へ出力する。
ここでは、エンコーダ１０３と回転位置検出器１１３と
で発明の回転位置検出手段が構成されている。そして、
電源角位相演算器１１４は、回転角位置θｒｅとすべり
角位相θｓｅとを加算して、電源角位相θを算出する。
ｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを求め、このすべり
角位相θｓｅを加算器からなる電源角位相演算器１１４
へ出力する。一方、回転位置検出器１１３がエンコーダ
１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角位
置θｒｅを求め、電源角位相演算器１１４へ出力する。
ここでは、エンコーダ１０３と回転位置検出器１１３と
で発明の回転位置検出手段が構成されている。そして、
電源角位相演算器１１４は、回転角位置θｒｅとすべり
角位相θｓｅとを加算して、電源角位相θを算出する。
【００２１】Ｕ相電流センサ１０６は、誘導電動機１０
０の固定子のＵ相電流ｉｕを検出出力し、Ｖ相電流セン
サ１０７は、固定子Ｖ相電流ｉｖを検出出力する。 ３
相／２相変換器１０８は、これらＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電
流ｉｖ、ならびに電源角位相θから、励磁電流ｉγｓと
トルク電流ｉδｓとを演算して出力する。ここでは、Ｕ
相電流センサ１０６とＶ相電流センサ１０７が発明の電
流検出手段を構成している。電流制御器１０９は、励磁
電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電
流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、それぞれ
励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令
値ｖδｓ* を演算して出力する。
０の固定子のＵ相電流ｉｕを検出出力し、Ｖ相電流セン
サ１０７は、固定子Ｖ相電流ｉｖを検出出力する。 ３
相／２相変換器１０８は、これらＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電
流ｉｖ、ならびに電源角位相θから、励磁電流ｉγｓと
トルク電流ｉδｓとを演算して出力する。ここでは、Ｕ
相電流センサ１０６とＶ相電流センサ１０７が発明の電
流検出手段を構成している。電流制御器１０９は、励磁
電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電
流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、それぞれ
励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令
値ｖδｓ* を演算して出力する。
【００２２】ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θを用
いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ*とトルク成分電圧指
令値ｖδｓ* を３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３
相ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。そして、インバ
ータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１０
０へ３相交流電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給する。
いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ*とトルク成分電圧指
令値ｖδｓ* を３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３
相ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。そして、インバ
ータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１０
０へ３相交流電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給する。
【００２３】上記構成において、直交するγ軸（励磁成
分）およびδ軸（トルク成分）からなるγ−δ座標系で
のベクトル制御された誘導電動機の状態方程式は、式
（１）で表わされる。
分）およびδ軸（トルク成分）からなるγ−δ座標系で
のベクトル制御された誘導電動機の状態方程式は、式
（１）で表わされる。
【数１】 ただし、ｉγｓ：γ軸固定子電流（励磁電流） ｉδｓ：δ軸固定子電流（トルク電流） φγｒ：γ軸回転子磁束 φδｒ：δ軸回転子磁束 Ｒｓ ：固定子巻線抵抗 Ｒｒ ：回転子巻線抵抗 Ｌｓ ：固定子巻線インダクタンス Ｌｒ ：回転子巻線インダクタンス Ｍ ：巻線間の相互インダクタンス δ ：漏れ係数（１−Ｍ2 ／ＬｓＬｒ） ω ：電源角速度 ωｒｅ：回転角速度 Ｐ ：微分演算子 ｖδｓ：δ軸固定子電圧
【００２４】また、出力トルクＴは式（２）で表わされ
る。 Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）（ｉδｓ・φγｒ−ｉγｓ・φδｒ） （２） ただし、ｐは極対数である。ここで、δ軸回転子磁束を
φδｒ＝０に制御すると、式（３）のようになり、出力
トルクＴは、γ軸回転子磁束φγｒとδ軸固定子電流ｉ
δｓとの積に比例する。 Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）・ｉδｓ・φγｒ （３）
る。 Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）（ｉδｓ・φγｒ−ｉγｓ・φδｒ） （２） ただし、ｐは極対数である。ここで、δ軸回転子磁束を
φδｒ＝０に制御すると、式（３）のようになり、出力
トルクＴは、γ軸回転子磁束φγｒとδ軸固定子電流ｉ
δｓとの積に比例する。 Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）・ｉδｓ・φγｒ （３）
【００２５】φδｒ＝０とするためには、すべり角速度
ωｓｅを式（４）のように制御すればよく、また、γ軸
回転子磁束φγｒの微分値Ｐφγｒは式（５）で表わさ
れるものとなる。 ωｓｅ＝ω−ωｒｅ＝（ＭＲｒ／Ｌｒ）（ｉδｓ／φγｒ） （４） Ｐφγｒ＝−（Ｒｒ／Ｌｒ）φγｒ＋（ＭＲｒ／Ｌｒ）ｉγｓ （５）
ωｓｅを式（４）のように制御すればよく、また、γ軸
回転子磁束φγｒの微分値Ｐφγｒは式（５）で表わさ
れるものとなる。 ωｓｅ＝ω−ωｒｅ＝（ＭＲｒ／Ｌｒ）（ｉδｓ／φγｒ） （４） Ｐφγｒ＝−（Ｒｒ／Ｌｒ）φγｒ＋（ＭＲｒ／Ｌｒ）ｉγｓ （５）
【００２６】したがって、励磁電流（γ軸固定子電流）
ｉγｓ、トルク電流（δ軸固定子電流）ｉδｓ、および
すべり角速度ωｓｅを制御することにより、誘導電動機
の出力トルクＴはトルク指令値Ｔ* に制御されることに
なる。なお、励磁電流ｉγｓおよびトルク電流ｉδｓ
は、３相／２相変換器１０８において、式（６）により
演算される。
ｉγｓ、トルク電流（δ軸固定子電流）ｉδｓ、および
すべり角速度ωｓｅを制御することにより、誘導電動機
の出力トルクＴはトルク指令値Ｔ* に制御されることに
なる。なお、励磁電流ｉγｓおよびトルク電流ｉδｓ
は、３相／２相変換器１０８において、式（６）により
演算される。
【数２】
【００２７】そして、本実施例では、電源角位相θが、
積分器１１５および電源角位相演算器１１４を用いて、
式（７）のように、すべり角位相θｓｅと回転角位置θ
ｒｅの加算により求められている。
積分器１１５および電源角位相演算器１１４を用いて、
式（７）のように、すべり角位相θｓｅと回転角位置θ
ｒｅの加算により求められている。
【数３】
【００２８】本実施例は以上のように構成され、図１０
に示した従来例との相違点は、電源角位相θの演算方法
にある。従来例では、式（８）に示すように、回転子の
回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ* とを加
算して電源角速度ωを算出し、この電源角速度ωを積分
して電源角位相θを求めるのに対して、本実施例では、
式（７）に示す演算で電源角位相θが求められる。
に示した従来例との相違点は、電源角位相θの演算方法
にある。従来例では、式（８）に示すように、回転子の
回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ* とを加
算して電源角速度ωを算出し、この電源角速度ωを積分
して電源角位相θを求めるのに対して、本実施例では、
式（７）に示す演算で電源角位相θが求められる。
【数４】 ここで、エンコーダの特性を考慮すると、回転子の回転
角速度ωｒｅは、前述のように、その速度変化時に計測
誤差が大きくなるなどの問題があるが、回転角位置θｒ
ｅの計測の場合には、例えばカウンタによってエンコー
ダからのパルスをカウントするだけで常に最新の値を正
確に得ることができ、計測誤差はエンコーダの分解能だ
けによる。
角速度ωｒｅは、前述のように、その速度変化時に計測
誤差が大きくなるなどの問題があるが、回転角位置θｒ
ｅの計測の場合には、例えばカウンタによってエンコー
ダからのパルスをカウントするだけで常に最新の値を正
確に得ることができ、計測誤差はエンコーダの分解能だ
けによる。
【００２９】図２は従来例との比較のため、３６０°／
２０００の分解能のエンコーダを用いてベクトル制御を
行った結果を示す。電流制御が良好に行われているた
め、従来の図１１、図１２と比較して、電動機の出力ト
ルクがトルク指令値Ｔ* の通りに制御されている。この
ように、本実施例ではエンコーダの分解能が電流制御す
なわちトルク制御に与える影響は小さい。これに対して
従来例で本実施例と同等のトルク制御性能を得るために
は、エンコーダの分解能が１０００倍程度必要となる。
したがって、エンコーダの分解能を高くすることなく、
電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるという
効果を有する。なお、式（７）と式（８）は、その演算
において双方とも加算１回、積分１回で行なうことがで
き、本実施例で式（７）を用いてもハードウェアあるい
はソフトウェアの面でなんら増加するものはない。
２０００の分解能のエンコーダを用いてベクトル制御を
行った結果を示す。電流制御が良好に行われているた
め、従来の図１１、図１２と比較して、電動機の出力ト
ルクがトルク指令値Ｔ* の通りに制御されている。この
ように、本実施例ではエンコーダの分解能が電流制御す
なわちトルク制御に与える影響は小さい。これに対して
従来例で本実施例と同等のトルク制御性能を得るために
は、エンコーダの分解能が１０００倍程度必要となる。
したがって、エンコーダの分解能を高くすることなく、
電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるという
効果を有する。なお、式（７）と式（８）は、その演算
において双方とも加算１回、積分１回で行なうことがで
き、本実施例で式（７）を用いてもハードウェアあるい
はソフトウェアの面でなんら増加するものはない。
【００３０】図３は、本発明の第２の実施例の構成を示
す図である。なお、第１の実施例と同一部分には同じ符
号を付して、その詳しい説明を省略する。本実施例で
は、図１に示される第１の実施例の構成に加えて、サン
プリング器３０１、速度検出器３０２、加算器からなる
電源角速度演算器３０４、電源角位相補償器３０５が設
けられている。
す図である。なお、第１の実施例と同一部分には同じ符
号を付して、その詳しい説明を省略する。本実施例で
は、図１に示される第１の実施例の構成に加えて、サン
プリング器３０１、速度検出器３０２、加算器からなる
電源角速度演算器３０４、電源角位相補償器３０５が設
けられている。
【００３１】ベクトル制御指令値演算器１０１は、トル
ク指令値Ｔ* に、応じて励磁電流指令値ｉγｓ* 、トル
ク電流指令値ｉδｓ* 、およびすべり角速度指令値ωｓ
ｅ*を出力する。積分器１１５は、すべり角速度指令値
ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを出力する。速
度検出器３０２は、エンコーダ１０３からの信号に基づ
いて回転角位置の変化から回転子の回転角速度ωｒｅを
演算し出力する。電源角速度演算器３０４は、すべり角
速度指令値ωｓｅ* と、回転子の回転角速度ωｒｅとを
加算して電源角速度ωを算出する。
ク指令値Ｔ* に、応じて励磁電流指令値ｉγｓ* 、トル
ク電流指令値ｉδｓ* 、およびすべり角速度指令値ωｓ
ｅ*を出力する。積分器１１５は、すべり角速度指令値
ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを出力する。速
度検出器３０２は、エンコーダ１０３からの信号に基づ
いて回転角位置の変化から回転子の回転角速度ωｒｅを
演算し出力する。電源角速度演算器３０４は、すべり角
速度指令値ωｓｅ* と、回転子の回転角速度ωｒｅとを
加算して電源角速度ωを算出する。
【００３２】サンプリング器３０１は、Ｕ相電流センサ
１０６で得たＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流センサ１０７で得
たＶ相電流ｉｖ、および回転位置検出器１１３の出力す
る回転角位置θｒｅの信号を所定の周期ごとにサンプリ
ングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サ
ンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプリング値
θｒｅ’を出力する。
１０６で得たＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流センサ１０７で得
たＶ相電流ｉｖ、および回転位置検出器１１３の出力す
る回転角位置θｒｅの信号を所定の周期ごとにサンプリ
ングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サ
ンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプリング値
θｒｅ’を出力する。
【００３３】電源角位相演算器１１４は、回転角位置サ
ンプリング値θｒｅ’とすべり角位相θｓｅとを加算し
て第１の電源角位相θ１を求め、３相／２相変換器１０
８と電源角位相補償器３０５へ出力する。３相／２相変
換器１０８は、サンプリング器３０１からのＵ相電流サ
ンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、
および電源角位相演算器１１４からの第１の電源角位置
θ１から、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算
して電流制御器１０９へ出力する。電流制御器１０９
は、励磁電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、および
トルク電流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、
それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分
電圧指令値ｖδｓ* を演算してＰＷＭ発生器１１０へ出
力する。
ンプリング値θｒｅ’とすべり角位相θｓｅとを加算し
て第１の電源角位相θ１を求め、３相／２相変換器１０
８と電源角位相補償器３０５へ出力する。３相／２相変
換器１０８は、サンプリング器３０１からのＵ相電流サ
ンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、
および電源角位相演算器１１４からの第１の電源角位置
θ１から、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算
して電流制御器１０９へ出力する。電流制御器１０９
は、励磁電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、および
トルク電流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、
それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分
電圧指令値ｖδｓ* を演算してＰＷＭ発生器１１０へ出
力する。
【００３４】電源角位相補償器３０５は、サンプリング
器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が
３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間Δ
Ｔ、第１の電源角位相θ１および電源角速度ωから、式
（９）にしたがって、第２の電源角位相θ２を演算して
ＰＷＭ発生器１１０へ出力する。 θ２＝θ１＋ωΔＴ （９）
器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が
３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間Δ
Ｔ、第１の電源角位相θ１および電源角速度ωから、式
（９）にしたがって、第２の電源角位相θ２を演算して
ＰＷＭ発生器１１０へ出力する。 θ２＝θ１＋ωΔＴ （９）
【００３５】ＰＷＭ発生器１１０は、入力される第２の
電源角位相θ２を用いて、励磁成分電圧指令値ｖγ
ｓ* 、トルク成分電圧指令値ｖδｓ* を３相電圧指令値
へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータへ出
力する。そして、インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号
に応じて誘導電動機１００へ３相交流電流（ｉｕ、ｉ
ｖ、ｉｗ）を供給する。
電源角位相θ２を用いて、励磁成分電圧指令値ｖγ
ｓ* 、トルク成分電圧指令値ｖδｓ* を３相電圧指令値
へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータへ出
力する。そして、インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号
に応じて誘導電動機１００へ３相交流電流（ｉｕ、ｉ
ｖ、ｉｗ）を供給する。
【００３６】図４には、本実施例におけるトルク、励磁
電流およびトルク電流の制御結果を示す。ＰＷＭ発生器
１１０が、制御むだ時間ΔＴを考慮した第２の電源角位
相θ２、すなわち３相ＰＷＭ信号を出力する時刻に想定
される値、を用いて２相／３相変換を行うので、励磁成
分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ*
の２相信号を精度良く３相ＰＷＭ信号に変換することが
できる。このため、第１の実施例の効果に加えて、ベク
トル制御をディジタル電流制御で行なう際の電流制御性
能が改善され、図４に明らかなように、過渡時の電流制
御およびトルク制御の振動が大幅に減少するという効果
が得られる。
電流およびトルク電流の制御結果を示す。ＰＷＭ発生器
１１０が、制御むだ時間ΔＴを考慮した第２の電源角位
相θ２、すなわち３相ＰＷＭ信号を出力する時刻に想定
される値、を用いて２相／３相変換を行うので、励磁成
分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ*
の２相信号を精度良く３相ＰＷＭ信号に変換することが
できる。このため、第１の実施例の効果に加えて、ベク
トル制御をディジタル電流制御で行なう際の電流制御性
能が改善され、図４に明らかなように、過渡時の電流制
御およびトルク制御の振動が大幅に減少するという効果
が得られる。
【００３７】なお、変形例として、電源角位相補償器
（３０５）における演算のパラメータをさらに増すこと
により、電流制御性能を一層向上させることができる。
すなわち前述と同様に、まず電源角位相演算器１１４
が、回転角位置サンプリング値θｒｅ’とすべり角位相
θｓｅとを加算して第１の電源角位相θ１を電源角位相
補償器へ出力する。
（３０５）における演算のパラメータをさらに増すこと
により、電流制御性能を一層向上させることができる。
すなわち前述と同様に、まず電源角位相演算器１１４
が、回転角位置サンプリング値θｒｅ’とすべり角位相
θｓｅとを加算して第１の電源角位相θ１を電源角位相
補償器へ出力する。
【００３８】次に、電源角位相補償器は、第１の電源角
位相θ１、電源角速度ω、サンプリング器３０１のサン
プリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号
を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、そしてさらに
ＰＷＭ発生器１１０の発生する３相ＰＷＭ信号の周期Ｔ
ｐｗｍを基に、第２の電源角位相θ２’を式（１０）に
より演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。すなわ
ち、電源角位相は上記制御むだ時間と３相ＰＷＭ信号の
周期の１／２の時間とを加算した時間だけ補償される。 θ２’＝θ１＋ω（ΔＴ＋Ｔｐｗｍ／２） （１０） ＰＷＭ発生器１１０は、この第２の電源角位相θ２’を
用いて３相ＰＷＭ信号を演算し、インバータ１１１へ出
力する。
位相θ１、電源角速度ω、サンプリング器３０１のサン
プリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号
を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、そしてさらに
ＰＷＭ発生器１１０の発生する３相ＰＷＭ信号の周期Ｔ
ｐｗｍを基に、第２の電源角位相θ２’を式（１０）に
より演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。すなわ
ち、電源角位相は上記制御むだ時間と３相ＰＷＭ信号の
周期の１／２の時間とを加算した時間だけ補償される。 θ２’＝θ１＋ω（ΔＴ＋Ｔｐｗｍ／２） （１０） ＰＷＭ発生器１１０は、この第２の電源角位相θ２’を
用いて３相ＰＷＭ信号を演算し、インバータ１１１へ出
力する。
【００３９】図５は、この変形例における電流およびト
ルクの制御結果を示す。ΔＴの制御むだ時間だけでな
く、ＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮されて
いるため、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電
圧指令値ｖδｓ*の２層信号が精度良く３相ＰＷＭ信号
に変換され、過渡時の電流制御およびトルク制御の振動
が、一層効果的に抑制されていることが分かる。このＰ
ＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間考慮の有無による相
違は図６のように示される。すなわち、２相の励磁成分
電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* に
対する３相電圧指令値の理想値が例えば図中（ａ）のよ
うに変化しているとすると、ＰＷＭ信号の出力時刻での
第２電源角位相θ２を用いた場合、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ
間の平均出力電圧は（ｂ）となる。一方、変形例による
第２電源角位相θ２’を用いれば、ＰＷＭ周期Ｔｗｍ間
の平均出力電圧は（ｃ）のようになるため、理想値
（ａ）との誤差が（ｂ）の場合よりも明らかに減少す
る。これにより一層精度が向上するものである。
ルクの制御結果を示す。ΔＴの制御むだ時間だけでな
く、ＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮されて
いるため、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電
圧指令値ｖδｓ*の２層信号が精度良く３相ＰＷＭ信号
に変換され、過渡時の電流制御およびトルク制御の振動
が、一層効果的に抑制されていることが分かる。このＰ
ＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間考慮の有無による相
違は図６のように示される。すなわち、２相の励磁成分
電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* に
対する３相電圧指令値の理想値が例えば図中（ａ）のよ
うに変化しているとすると、ＰＷＭ信号の出力時刻での
第２電源角位相θ２を用いた場合、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ
間の平均出力電圧は（ｂ）となる。一方、変形例による
第２電源角位相θ２’を用いれば、ＰＷＭ周期Ｔｗｍ間
の平均出力電圧は（ｃ）のようになるため、理想値
（ａ）との誤差が（ｂ）の場合よりも明らかに減少す
る。これにより一層精度が向上するものである。
【００４０】図７は、本発明の第３の実施例の構成を示
すブロック図である。本実施例は、誘導電動機のかわり
に同期電動機に本発明を適用したものである。ベクトル
制御指令値演算器４０１はトルク指令値Ｔ* から、励磁
電流指令値ｉγｓ* およびトルク電流指令値ｉδｓ* を
算出して電流制御器１０９へ出力する。速度検出器３０
２は、同期電動機４００に付設されたエンコーダ１０３
からの信号に基づいて回転角位置の変化から回転子の回
転角速度ωｒｅを演算し、回転位置補償器４０２へ出力
する。
すブロック図である。本実施例は、誘導電動機のかわり
に同期電動機に本発明を適用したものである。ベクトル
制御指令値演算器４０１はトルク指令値Ｔ* から、励磁
電流指令値ｉγｓ* およびトルク電流指令値ｉδｓ* を
算出して電流制御器１０９へ出力する。速度検出器３０
２は、同期電動機４００に付設されたエンコーダ１０３
からの信号に基づいて回転角位置の変化から回転子の回
転角速度ωｒｅを演算し、回転位置補償器４０２へ出力
する。
【００４１】また、回転位置検出器１１３がエンコーダ
１０３からの信号を基に回転子の回転角位置θｒｅを求
め、サンプリング器３０１へ出力する。サンプリング器
３０１は、Ｕ相電流計１０６の計測したＵ相電流ｉｕ、
Ｖ相電流計の計測したＶ相電流ｉｖ、および回転位置検
出器１１３からの回転角位置θｒｅを所定の周期ごとに
サンプリングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ
相電流サンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプ
リング値θｒｅ’を３相／２相変換器６０２へ出力する
とともに、回転位置補償器４０２へ回転子の回転角位置
サンプリング値θｒｅ’を出力する。
１０３からの信号を基に回転子の回転角位置θｒｅを求
め、サンプリング器３０１へ出力する。サンプリング器
３０１は、Ｕ相電流計１０６の計測したＵ相電流ｉｕ、
Ｖ相電流計の計測したＶ相電流ｉｖ、および回転位置検
出器１１３からの回転角位置θｒｅを所定の周期ごとに
サンプリングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ
相電流サンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプ
リング値θｒｅ’を３相／２相変換器６０２へ出力する
とともに、回転位置補償器４０２へ回転子の回転角位置
サンプリング値θｒｅ’を出力する。
【００４２】回転位置補償器４０２は、サンプリング器
３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３
相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、
回転子の回転角速度ωｒｅおよび回転角位置サンプリン
グ値θｒｅ’から、式（１１）により回転角位置補償値
θｒｅ２を算出して、ＰＷＭ発生器１１０へ向けて出力
する。 θｒｅ２＝θｒｅ’＋ωｒｅΔＴ （１１）
３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３
相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、
回転子の回転角速度ωｒｅおよび回転角位置サンプリン
グ値θｒｅ’から、式（１１）により回転角位置補償値
θｒｅ２を算出して、ＰＷＭ発生器１１０へ向けて出力
する。 θｒｅ２＝θｒｅ’＋ωｒｅΔＴ （１１）
【００４３】電流制御器１０９は、３相／２相変換器１
０８からの励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓ、および
ベクトル制御指令値演算器４０１からの励磁電流指令値
ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* から、励磁成分電
圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ*
を演算して出力する。ＰＷＭ発生器１１０は、回転角位
置補償値θｒｅ２を用いて励磁成分電圧指令値ｖγｓ*
とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を
演算してインバータ１１１へ出力し、インバータ１１１
は同期電動機４００へ３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを
供給する。このようにして同期電動機４００の出力トル
クをトルク指令値Ｔ* に制御する。
０８からの励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓ、および
ベクトル制御指令値演算器４０１からの励磁電流指令値
ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* から、励磁成分電
圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ*
を演算して出力する。ＰＷＭ発生器１１０は、回転角位
置補償値θｒｅ２を用いて励磁成分電圧指令値ｖγｓ*
とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を
演算してインバータ１１１へ出力し、インバータ１１１
は同期電動機４００へ３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを
供給する。このようにして同期電動機４００の出力トル
クをトルク指令値Ｔ* に制御する。
【００４４】図８に本実施例における制御むだ時間ΔＴ
を考慮した回転位置補償を行ったときの電流およびトル
クの制御結果を示し、図９には上記回転位置補償を行わ
ないときの電流およびトルクの制御結果を比較のため示
す。本実施例によれば、同期電動機の場合にも過渡の振
動が抑制されていることが分かる。また、前述第２実施
例の変形例と同様に、ΔＴの制御むだ時間だけでなく、
さらにＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮した
回転位置補償を行なえば一層精度が向上し電流制御およ
びトルク制御の振動抑制される。
を考慮した回転位置補償を行ったときの電流およびトル
クの制御結果を示し、図９には上記回転位置補償を行わ
ないときの電流およびトルクの制御結果を比較のため示
す。本実施例によれば、同期電動機の場合にも過渡の振
動が抑制されていることが分かる。また、前述第２実施
例の変形例と同様に、ΔＴの制御むだ時間だけでなく、
さらにＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮した
回転位置補償を行なえば一層精度が向上し電流制御およ
びトルク制御の振動抑制される。
【００４５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明は、ベクトル制御
による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動される交流電動
機、とくに誘導電動機において、回転角位置とすべり角
位相とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相
を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるものとしたので、
速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電動機
出力トルクが精度良く指令値に制御される。
による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動される交流電動
機、とくに誘導電動機において、回転角位置とすべり角
位相とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相
を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるものとしたので、
速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電動機
出力トルクが精度良く指令値に制御される。
【００４６】また、ベクトル制御をディジタル電流制御
で行ない、回転角位置と実際の３相電流をサンプリング
手段でサンプリングする場合に、回転角位置のサンプリ
ング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を
演算するとともに、回転角速度とすべり角速度とを加算
して電源角速度を演算して、第１の電源角位相に対して
電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を用い
て上記３相ＰＷＭ信号を発生させることにより、過度時
の制御の振れも抑制される。とくに、上記の第２の電源
角位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力
までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたも
の、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／
２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相
を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが
効果的に低減される。
で行ない、回転角位置と実際の３相電流をサンプリング
手段でサンプリングする場合に、回転角位置のサンプリ
ング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を
演算するとともに、回転角速度とすべり角速度とを加算
して電源角速度を演算して、第１の電源角位相に対して
電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を用い
て上記３相ＰＷＭ信号を発生させることにより、過度時
の制御の振れも抑制される。とくに、上記の第２の電源
角位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力
までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたも
の、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／
２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相
を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが
効果的に低減される。
【００４７】また、同様に励磁電流およびトルク電流の
ベクトル制御による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動され
る同期電動機においても、ディジタル制御でサンプリン
グされる回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置
補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させることによ
り、速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電
動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるととも
に、過度時の制御の振れも抑制される。とくに、上記の
回転角位置補償値を、サンプリングから３相ＰＷＭ信号
の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリ
ング値を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ
信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して
回転角位置のサンプリング値を進めたものとすることに
より、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
ベクトル制御による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動され
る同期電動機においても、ディジタル制御でサンプリン
グされる回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置
補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させることによ
り、速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電
動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるととも
に、過度時の制御の振れも抑制される。とくに、上記の
回転角位置補償値を、サンプリングから３相ＰＷＭ信号
の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリ
ング値を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ
信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して
回転角位置のサンプリング値を進めたものとすることに
より、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】第１の実施例の出力トルクの制御結果を説明す
る図である。
る図である。
【図３】第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図４】第２の実施例におけるトルク、励磁電流および
トルク電流の制御結果を示す図である。
トルク電流の制御結果を示す図である。
【図５】第２の実施例の変形例における電流およびトル
クの制御結果を示す図である。
クの制御結果を示す図である。
【図６】電源角位相の補償を説明する図である。
【図７】第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】回転角位置補償を行ったときの電流およびトル
クの制御結果を示す図である。
クの制御結果を示す図である。
【図９】回転角位置補償を行わないときの電流およびト
ルクの制御結果を示す図である。
ルクの制御結果を示す図である。
【図１０】従来例の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来例のトルク制御結果を示す図である。
【図１２】従来例において回転角速度の計測周期を短く
したときのトルク制御結果を示す図である。
したときのトルク制御結果を示す図である。
【図１３】従来例におけるトルク変動を示す図である。
１００ 誘導電動機 １０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指
令値演算手段） １０３ エンコーダ １０６ ｕ相電流センサ １０７ ｖ相電流センサ １０８ ３相／２相変換器（３相／２相変換手段） １０９ 電流制御器（電流制御手段） １１０ ＰＷＭ発生器（ＰＷＭ発生手段） １１１ インバータ １１３ 回転位置検出器 １１４ 電源角位相演算器（電源角位相演算手段） １１５ 積分器（積分手段） ３０１ サンプリング器（サンプリング手段） ３０２ 速度検出器（回転角速度検出手段） ３０４ 電源角速度演算器（電源角速度演算手段） ３０５ 電源角位相補償器（電源角位相補償手段） ４００ 同期電動機 ４０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指
令値演算手段） ４０２ 回転位置補償器（回転角位置補償手段） １００２ 速度検出器 １００４ 電源角速度演算器 １００５ 積分器 ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ ３相交流電流 ｉｕ’ Ｕ相電流サンプリング値 ｉｖ’ Ｖ相電流サンプリング値 ｉγｓ 励磁電流 ｉδｓ トルク電流 ｉγｓ* 励磁電流指令値 ｉδｓ* トルク電流指令値 ｖγｓ* 励磁成分電圧指令値 ｖδｓ* トルク成分電圧指令値 ΔＴ 制御むだ時間 Ｔ* トルク指令値 Ｔｐｗｍ ＰＷＭ周期 θ 電源角位相 θ１ 第１の電源角位相 θ２、θ２’ 第２の電源角位相 θｒｅ 回転角位置 θｒｅ’ 回転角位置サンプリング値 θｓｅ すべり角位相 θγｅ２ 回転角位置補償値 ω 電源角速度 ωｒｅ 回転角速度 ωｓｅ* すべり角速度指令値
令値演算手段） １０３ エンコーダ １０６ ｕ相電流センサ １０７ ｖ相電流センサ １０８ ３相／２相変換器（３相／２相変換手段） １０９ 電流制御器（電流制御手段） １１０ ＰＷＭ発生器（ＰＷＭ発生手段） １１１ インバータ １１３ 回転位置検出器 １１４ 電源角位相演算器（電源角位相演算手段） １１５ 積分器（積分手段） ３０１ サンプリング器（サンプリング手段） ３０２ 速度検出器（回転角速度検出手段） ３０４ 電源角速度演算器（電源角速度演算手段） ３０５ 電源角位相補償器（電源角位相補償手段） ４００ 同期電動機 ４０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指
令値演算手段） ４０２ 回転位置補償器（回転角位置補償手段） １００２ 速度検出器 １００４ 電源角速度演算器 １００５ 積分器 ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ ３相交流電流 ｉｕ’ Ｕ相電流サンプリング値 ｉｖ’ Ｖ相電流サンプリング値 ｉγｓ 励磁電流 ｉδｓ トルク電流 ｉγｓ* 励磁電流指令値 ｉδｓ* トルク電流指令値 ｖγｓ* 励磁成分電圧指令値 ｖδｓ* トルク成分電圧指令値 ΔＴ 制御むだ時間 Ｔ* トルク指令値 Ｔｐｗｍ ＰＷＭ周期 θ 電源角位相 θ１ 第１の電源角位相 θ２、θ２’ 第２の電源角位相 θｒｅ 回転角位置 θｒｅ’ 回転角位置サンプリング値 θｓｅ すべり角位相 θγｅ２ 回転角位置補償値 ω 電源角速度 ωｒｅ 回転角速度 ωｓｅ* すべり角速度指令値
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 5/408 Ｈ
Claims (9)
- 【請求項１】 すべり角速度、励磁電流およびトルク電
流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘
導電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流
電動機の制御装置において、回転角位置とすべり角位相
とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用
いて前記３相ＰＷＭ信号を発生させるよう構成したこと
を特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項２】 すべり角速度、励磁電流およびトルク電
流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘
導電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流
電動機の制御装置において、回転子の回転角位置を検出
する回転位置検出手段と、前記トルク指令値に応じたす
べり角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指
令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、前記す
べり角速度指令値を積分してすべり角位相を演算する積
分手段と、前記回転角位置とすべり角位相とを加算して
電源角位相を演算する電源角位相演算手段と、電動機の
３相電流を検出する電流検出手段と、前記電源角位相を
用いて前記３相電流を励磁電流とトルク電流とに変換す
る３相／２相変換手段と、前記励磁電流指令値と励磁電
流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞ
れ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを
演算する電流制御手段と、前記電源角位相を用いて、前
記励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電
圧指令値にし、該３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信
号を出力するＰＷＭ発生手段とを有することを特徴とす
る交流電動機の制御装置。 - 【請求項３】 すべり角速度、励磁電流およびトルク電
流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘
導電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流
電動機の制御装置において、回転子の回転角位置を検出
する回転位置検出手段と、前記トルク指令値に応じたす
べり角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指
令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、前記す
べり角速度指令値を積分してすべり角位相を演算する積
分手段と、電動機の３相電流を検出する電流検出手段
と、前記回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそ
れぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段
と、回転子の回転角速度を演算する回転角速度検出手段
と、前記回転角速度とすべり角速度とを加算し、電源角
速度を演算する電源角速度演算手段と、前記回転角位置
のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電
源角位相を演算する電源角位相演算手段と、前記第１の
電源角位相を用いて前記３相電流のサンプリング値を励
磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段
と、前記励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流
指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値
およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段
と、前記第１の電源角位相に対して前記電源角速度を用
いて補償された第２の電源角位相を演算する電源角位相
補償手段と、前記第２の電源角位相を用いて、励磁成分
電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に
変換し、該３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出
力するＰＷＭ発生手段とを有することを特徴とする交流
電動機の制御装置。 - 【請求項４】 前記電源角位相補償手段は、前記サンプ
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応
して前記第１の電源角位相を進めて、前記第２の電源角
位相を求めるものであることを特徴とする請求項３記載
の交流電動機の制御装置。 - 【請求項５】 前記電源角位相補償手段は、前記サンプ
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３
相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に
対応して前記第１の電源角位相を進めて、前記第２の電
源角位相を求めるものであることを特徴とする請求項３
記載の交流電動機の制御装置。 - 【請求項６】 励磁電流およびトルク電流のベクトル制
御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、同期電動機の出力
トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装
置において、回転子の回転角位置を角速度で補償した回
転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるよ
う構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項７】 励磁電流およびトルク電流のベクトル制
御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、出力トルクをトル
ク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、
回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、前
記トルク指令値に応じた励磁電流指令値およびトルク電
流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、電
動機の３相電流を検出する電流検出手段と、前記回転角
位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプ
リング値を出力するサンプリング手段と、回転子の回転
角速度を演算する回転角速度検出手段と、前記回転角位
置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて補償さ
れた回転角位置補償値を演算する回転角位置補償手段
と、前記回転角位置のサンプリング値を用いて、前記３
相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変
換する３相／２相変換手段と、前記励磁電流指令値と励
磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、そ
れぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値
とを演算する電流制御手段と、前記回転角位置補償値を
用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を
３相電圧指令値に変換し、該３相電圧指令値に応じて３
相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有すること
を特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項８】 前記回転角位置補償手段は、前記サンプ
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応
して前記回転角位置のサンプリング値を進めて、前記回
転角位置補償値を求めるものであることを特徴とする請
求項７記載の交流電動機の制御装置。 - 【請求項９】 前記回転角位置補償手段は、前記サンプ
リングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３
相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に
対応して前記回転角位置のサンプリング値を進めて、前
記回転角位置補償値を求めるものであることを特徴とす
る請求項７記載の交流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07326296A JP3684661B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 交流電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07326296A JP3684661B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238492A true JPH09238492A (ja) | 1997-09-09 |
| JP3684661B2 JP3684661B2 (ja) | 2005-08-17 |
Family
ID=13513096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07326296A Expired - Fee Related JP3684661B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3684661B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004040906A (ja) * | 2002-07-03 | 2004-02-05 | Meidensha Corp | 同期電動機のベクトル制御装置 |
| JP2005171843A (ja) * | 2003-12-10 | 2005-06-30 | Toshiba Kyaria Kk | ファン制御装置 |
| JP2005199735A (ja) * | 2004-01-13 | 2005-07-28 | Nsk Ltd | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
| EP1646137A2 (en) * | 2004-10-07 | 2006-04-12 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor drive apparatus having oscillation-reducing control function for output torque |
| CN100346572C (zh) * | 2004-10-07 | 2007-10-31 | 丰田自动车株式会社 | 对输出转矩具有振动减小控制功能的电机驱动装置 |
| JP2012135159A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-12 | Ono Sokki Co Ltd | 制御装置 |
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|---|---|
| JP3684661B2 (ja) | 2005-08-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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