JP4395313B2 - モータ駆動制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動パワーステアリング装置に用いられるモータのロータ位置推定回路を備えたモータ駆動制御装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動パワーステアリング装置に使用されるモータの駆動制御方式、例えばブラシレスＤＣモータの駆動制御方式として、ロータの回転位置に基づいて、モータ駆動制御装置からインバータを介して回転磁界を発生させ、ロータの回転を駆動制御させるようにした制御方式が採用される。すなわち、この制御方式は、ステータ内部に所定角度の間隔で配された複数の励磁コイルに、ロータ位置に応じて制御回路によって各励磁コイルの励磁を順次切り換えることにより、ロータの回転駆動を制御するようになっている。
【０００３】
ブラシレスＤＣモータの駆動制御方式として良く使用されるベクトル制御は、例えば特許文献１などに開示されている。図１１は、電動パワーステアリング装置に用いられるモータの駆動制御装置を示す回路構成である。
【０００４】
同図において、モータの制御指令値を決定する指令電流決定部５１から、ＰＩ制御部５２、２相／３相座標変換部５３、ＰＷＭ制御部５４、インバータ５５を介してモータ５６に至る指令信号の主経路が形成されている。また、インバータ５５とモータ５６との間に電流センサ５７が配され、該電流センサ５７で検出された信号を、指令電流決定部５１とＰＩ制御部５２との間に配された減算回路５８にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。このフィードバック経路には、３相／２相座標変換部５９が配されている。
【０００５】
この制御系により、指令電流決定部５１では、トルクセンサで検出されたトルクから算出された指令値Ｔｒｅｆや、位置検出センサ１１で検出されたロータの位置を示す電気角θと電気角速度ωを受け、指令電流Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。この指令電流Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、それぞれ、電流センサ５７で検出された後、フィードバック経路の３相／２相座標変換部５９で２相に変換されたフィードバック電流によって補正される。すなわち、フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆとの誤差が、減算回路５８で演算される。その後、ＰＩ制御部５２で、ＰＷＭ制御のデューティーを示す信号がｄ、ｑ成分の形でＶｄ、Ｖｑとして算出され、２相／３相変換部５３によって、ｄ、ｑ成分から、各相成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換される。そして、インバータ５５は、指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに基づいてＰＷＭ制御され、モータ５６にインバータ電流が供給されてモータ５６の回転を制御するようになっている。
【０００６】
なお、６１は車速センサ回路で、６２は感応領域判定回路で、６３は係数発生回路で、６４は基本アシスト力計算回路で、６５は戻し力計算回路で、６６は電気角変換で、６７は角速度変換で、６８は非干渉制御補正値計算である。
【０００７】
このベクトル制御の場合、トルク指令値Ｔｒｅｆおよびω、θに基づいて電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。また、モータのフィードバック電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＩｄ、Ｉｑに変換され、その後、ＩｄおよびＩｑと、ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆとの誤差が演算され、その誤差がＰＩ制御による電流制御を実行することによってインバータへの指令値Ｖｄ、Ｖｑが求められる。そして、Ｖｄ、Ｖｑの指令値が再び３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換されインバータ５５が制御され、モータ５６の駆動制御を行うようになっている。
【０００８】
このようなベクトル制御を用いた場合、ロータ位置θを正しく検出ができない状態で、モータ制御するとモータのトルクリップルが大きくなり、電動パワーステアリング装置としてはハンドルの操舵に振動などの違和感を感じたり、モータ騒音が大きいなどの好ましくない現象が発生する。そのため、ロータの位置θを正しく検出するために、特許文献２にも記載があるように、ロータ位置検出センサ１１として、高価であるが検出精度の良いレゾルバやエンコーダを用いる必要がある。
【０００９】
そこで、安価なロータ位置検出センサであるホールセンサを用いて、モータ制御を試みる例もある。例えば、特許文献３に開示されているように、モータのＰＷＭ制御に用いる正弦波を発生させる位相の起点や途中点を補正するためにホールセンサの信号を利用している。しかし、この例では、次のホールセンサ信号が得られるまでの間の途中区間のロータの回転角度θまでは算出しておらず、エンコーダなどのロータ位置検出の代りの検出器までは至っていない。
【００１０】
また、エンコーダなどの検出精度の良い検出器でもロータの回転速度が低速になるとエンコーダから得られる検出点数が少なくなり、ロータの位置検出精度がおちる問題がある。そこで、非特許文献１に開示されているように、モータ負荷の慣性モーメントとモータ電流を用いて、この精度悪化の改善を図っているが、慣性モーメントとモータ電流から求められた角加速度から角速度ωを算出するまでに積分があり、そして、角速度ωからロータの電気角θを算出するまでにも積分があり、積分を２回使用するため計算精度が悪く、また、モータが駆動する負荷の慣性モーメントを正しく決定することも困難なので実用的には問題があった。
【００１１】
さらに、モータのトルクリップルを大きくする要素としてモータの温度変化も、その一要素となる。つまり、ロータの電気角θを算出するときにモータの逆起電圧を使用するようなロータ位置推定回路を利用していると、その逆起電圧を算出するために用いるモータの抵抗やインダクタンスの値が温度変化によって変化し、その温度変化による抵抗等の修正をしないと、結果的に、ロータの電気角θを精度良く算出することができなくなり、トルクリップルが大きくなる問題もある。温度変化を考慮したモータの抵抗値算出例として特許文献４に開示例があるが、モータの回転速度が０であるなどの特殊条件が課せられている。
【００１２】
【特許文献１】
特開２００１−１８８２２号公報（第３頁、図１）
【００１３】
【特許文献２】
特開２００１−１８７５７８号公報（第２頁、図２）
【００１４】
【特許文献３】
特開２００２−２７２１６３号公報（第３頁、図１、図３）
【００１５】
【特許文献４】
特許第３１０４８６５号明細書（第２頁、図２）
【００１６】
【非特許文献１】
セオング ホ ソン（Ｓｅｕｎｇ−Ｈｏ−Ｓｏｎｇ），交流電動機の低速制御のための速度オブザーバ（Ａｎ Ｉｎｓｔａｎｔｅｎｅｏｕｓ ＳｐｅｅｄＯｂｓｅｒｖｅｒ ｆｏｒ Ｌｏｗ ｓｐｅｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ａｃ Ｍａｃｈｉｎｅ）、学会誌ＩＥＥＥ応用パワーエレクトロニクス１９９８年大会（ＩＥＥＥ ＡＰＥＣ’９８）、Ｐ−５８１−５８６
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述したように、ベクトル制御を用いてモータを制御するためには、モータのロータ位置を正しく検出する必要があるが、レゾルバやエンコーダは高価な部品であるために電動パワーステアリング装置を安価に製作するときの障害となる。また、レゾルバやエンコーダの高精度ロータ位置検出センサを用いても、モータの低速域では正しくロータ位置を検出できない問題があった。さらに、モータの温度変化によってもロータ位置の検出精度が悪くなる問題もあった。
【００１８】
そこで、本発明の目的は、上記諸点に鑑み、安価なロータ位置検出センサを用いるにも関わらず、正しくロータ位置を算出でき、また、モータの低速域やモータの温度変化があってもロータ位置を精度良く算出できるロータ位置推定回路を備えたモータ駆動制御装置を提供し、さらに、正しく算出されたロータ位置を備えたモータ駆動制御装置を用いて、モータのベクトル制御を正しく実行することにより、緊急避難などのハンドルの高速切替え操舵であっても、ハンドル操舵に違和感のない、安価な電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、３以上の相を有するブラシレスＤＣモータの相電圧又は線間電圧を検出する電圧検出回路と、前記モータのモータ電流を検出する電流検出回路と、前記モータのロータの電気角θ _０ を離散的に検出するロータ位置検出センサと、前記ロータの電気角θを算出するロータ位置推定回路とを備え、少なくとも前記電気角θに基づいて前記モータを駆動制御するモータ駆動制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記ロータ位置推定回路が、前記モータ電流及び前記相電圧を入力し、前記モータの巻線抵抗値及び巻線インダクタンス値から算出した伝達関数値を前記相電圧又は線間電圧より減算することによって前記モータの各相逆起電圧を検出する各相逆起電圧検出回路と、電気角θ _０ に応じて、前記各相逆起電圧の内の最大値となる逆起電圧を検出して前記モータのロータ角速度ωを算出する角速度算出回路と、前記ロータ角速度ω及び電気角θ _０ から前記電気角θを算出する電気角算出回路とで構成されていることにより達成され、前記算出された電気角θと前記電気角θ _０ との誤差Δθから誤差角速度Δωを算出する誤差角速度算出回路と、前記誤差角速度Δωに基づいて誤差逆起電圧Δｅを算出する誤差逆起電圧算出回路と、前記誤差逆起電圧Δｅに基づいて抵抗変化分ΔＲを算出する誤差抵抗算出回路と、前記抵抗変化分ΔＲに基づいて前記伝達関数値の抵抗を補正する抵抗補正回路とを更に備えていることにより、或いは前記角速度算出回路の出力にローパスフィルタを設け、前記ローパスフィルタの出力を前記ロータ角速度ωとしていることにより、より効果的に達成される。
また、本発明は電動パワーステアリング装置に関するものであり、本発明の上記目的は前記いずれかのモータ駆動制御装置を装填することにより達成され、前記抵抗変化分ΔＲから前記モータの巻線の温度変化分ΔＴを算出する変化温度算出回路を備え、前記温度変化分ΔＴを前記モータの過熱保護に利用することにより、より効果的に達成される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明は、大きく４つの発明より成り立っており、その概要について説明する。
【００２１】
第１の発明は、モータの電圧、電流を検出し、その電圧値、電流値とモータの巻線抵抗Ｒおよび巻線インダクタンスＬから各相の逆起電圧を算出し、その逆起電圧値からロータの角速度ωや電気角θを算出するものである。
【００２２】
第２の発明は、第１の発明で算出した電気角θに算出誤差がある場合、その誤差が累積して、算出した電気角θは誤差が大きくなりすぎて実用には適さなくなる。しかし、モータにはロータの電気角を検出できるホールセンサなどのロータ位相検出センサが数個取り付けられているので、第１の発明で算出した電気角θをホールセンサで数点検出した電気角θ_０で修正することが可能で、その修正点毎に誤差はリセットされるので誤差は累積することはない。例えば、ホールセンサ３個で、モータが４極であれば検出される電気角θ_０は、０，６０，１２０，１８０，２４０，３００度の６点が検出できる。電気角θ_０は連続的には検出できないが、離散的に、この例では６０度ごとには検出できる。そこで、仮に算出された電気角θが検出された電気角θ_０＝６０度の時点で仮に６５度であれば、この６０度相当の区間で電気角の算出誤差が５度発生したことになるが、次の６０度から１２０度の区間の電気角θの算出には、θの初期値として６５度ではなく６０度を代入して新たに算出し、誤差の累積は防止できる。
【００２３】
第３の発明は、第２の発明を改良するものである。第２の発明では、ホールセンサで検出する電気角θ_０は連続的には得られず、６０度ごとのように離散的にしか得られないので、６０度毎に電気角の誤差を修正できるが、その間、例えば、０度から６０度の間に発生する誤差は修正できない。そこで、第３の発明では、この区間の電気角の誤差は、電流、電圧の検出誤差或いはインダクタンス値の変化によっても発生するが、最も影響が大きいのは、モータ巻線の温度変化による抵抗値変化によるものである。そこで、その巻線抵抗値の変化分を算出し、その抵抗変化分を第１の発明の巻線抵抗Ｒの値にフィードバック修正して、電気角θを算出することにより、第３の発明で算出する電気角の誤差は、第２の発明で発生する電気角の誤差より小さくすることができる。
【００２４】
第４の発明は、第３の発明で求めた温度変化による巻線抵抗の変化量から、逆に変化した温度の変化量を算出できる。
【００２５】
以上が、本発明の概要である。次に、発明の理論的説明を行い、その後に各実施例について説明する。
【００２６】
第１の発明の理論について図１を用いて説明する。以下の説明で、モータの電圧として相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを検出する例について説明するが、電圧が線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａであっても成立する。後の実施例では相電圧の場合、線間電圧の場合の両方の実施例を示す。電圧の他に検出されるものとしてモータの電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃがあり、検出しないものとして、モータの巻線抵抗Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃおよびインダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃはモータの特性から求めることができる。これらの値とモータの各相逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃの関係は
【数１】
ｅａ＝Ｖａ―（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）・ｉａ
ｅｂ＝Ｖｂ―（Ｒｂ＋ｓ・Ｌｂ）・ｉｂ
ｅｃ＝Ｖｃ―（Ｒｃ＋ｓ・Ｌｃ）・ｉｃ
である。ここで、ｓはラプラス演算子で、ここでは微分演算（ｄ／ｄｔ）を表わしている。
【００２７】
一方、ロータの角速度ωの算出について説明する。
【００２８】
一般的に、モータの逆起電圧ｅと角速度ωの関係は
ｅ＝Ｋｅ・ω
である。ここで、Ｋｅはモータの逆起電圧定数［Ｖ／ｒｐｍ］である。
【００２９】
しかし、上記式はブラシモータの式であり、整流子の無いブラシレスモータでは、各相の逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを整流する必要がある。台形波電流、矩形波電流制御では、整流するとは最大値をとることと同一である。
【００３０】
これを式で表わすと
【数２】
ω＝２×｛ｍａｘ（｜ｅａ｜，｜ｅｂ｜，｜ｅｃ｜）｝／Ｋｅ
である。
【００３１】
ここで、逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃの波形を図２に示す。整流するとは逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃの包絡線を取る、つまり最大値をとることである。なお、数２の分子が２倍されるのは、ｅａ，ｅｂ，ｅｃの絶対値をとることにより、負側の値が正側に重畳されるためである。
【００３２】
次に、電気角θは次の式から求めることができる。
【００３３】
【数３】
θ＝θ_ｉ＋∫ωｄｔ
ここで、θ_ｉは積分区間の初期値である。
【００３４】
数３を具体的デジタル処理を想定すると
θ＝θ_ｉ＋ｎ・ω・Ｔｓ
として算出することもできる。ここで、ｎは、ΔＴｓをサンプリング時間Ｔｓで割ったもので、ΔＴｓは次のホールセンサ信号を待つ時間であり、図３、図４、図５において、例えば、ΔＴｓ＝Ｔ_１２０−Ｔ_６０である。よって、ｎ＝ΔＴｓ／Ｔｓが成立する。
【００３５】
以上の理論により電気角θを求めることができる。
【００３６】
つぎに、第２の発明の理論について、図３、図４を用いて説明する。
【００３７】
図３は、第１の発明によって算出された電気角θを示している。算出誤差が発生して時間が経過するほど誤差が累積していくことが明らかである。その誤差の量を、例えば、時間Ｔ_６０では、真値は６０度であるのに対し、算出値θは６５度である。Ｔ_０からＴ_６０の間に５度誤差が発生したことになる。Ｔ_１２０では誤差が累積されて１０度になり、算出された電気角θは益々真値から離れた値になる。しかし、例えば４極モータにホールセンサが３個取り付けられていれば、６０度ごとに電気角θ_０を検出できるので算出した電気角θを修正する事が出来る。その修正の様子を示すのが図４である。第１の発明によってＴ６０において電気角θは６５度になるが、検出された電気角θ_０によって６０度に修正される。
【００３８】
つまり、θ_ｉにθ_０＝６０度を代入修正して
【数４】

として算出する。
【００３９】
よって、Ｔ_６０からＴ_１２０の区間では電気角θの初期値を６５度ではなく６０度にして算出するので誤差が累積されることはない。例えば、Ｔ_１２０において、第１の発明ではθが１３０度であるが、第２の発明を用いるとθは１２５度となって誤差が累積することはない。
【００４０】
第３の発明について、図４および図５を用いて説明する。第２の発明によって、ホールセンサの検出値を用い６０度ごとに電気角θを修正できるが、その間は電気角θは誤差を累積している。この間の電気角の誤差を改良するのが第３の発明の目的である。その理論は、算出された電気角θの誤差は、巻線の温度が上昇し、主に巻線抵抗Ｒが第１の発明で使用した値から変化することによって引起こされるものと仮定する。電気角の誤差Δθから角速度の誤差Δωを求め、さらに、Δωから逆起電圧Δｅを求め、そして、Δｅから巻線抵抗の抵抗変化分ΔＲｍ（ただし、ｍ＝ａ，ｂ，ｃ）を求める。そして、第１の発明の数１の巻線抵抗のＲｍを（Ｒｍ＋ΔＲｍ）に置き換えて修正したＲｍで電気角θを算出する。
【００４１】
これらの内容を式で表わすと、
【数５】
Δθ＝θ−θ_０
からΔθを求める。
【００４２】
次に、
【数６】
Δθ＝ｎ・Ｔｓ・Δω
ただし、ｎはホールセンサ信号待ち時間ΔＴｓをサンプリング時間Ｔｓで割ったものであり、ｎ＝ΔＴｓ／Ｔｓが成立する。
【００４３】
からΔωを求める。次に、
【数７】
Δｅ＝Δω・Ｋｅ／２
からΔｅが求められる。次に、
【数８】
ΔＲｍ＝Δｅ／ｉ_ｍ
ただし、ｍ＝ａ，ｂ，ｃ
からΔＲｍが求められる。そして、抵抗誤差を補正する前のモータ巻線抵抗Ｒｍ（ｏｌｄ）に対して、求められた抵抗誤差ΔＲｍを考慮した正しいモータの巻線抵抗Ｒｍ（ｎｅｗ）は
【数９】
Ｒｍ（ｎｅｗ）＝Ｒｍ（ｏｌｄ）＋ΔＲｍ
となる。
【００４４】
数９で求めたＲａ，Ｒｂ，Ｒｃを第１の発明の数１に代入し、さらに、第２の発明である電気角θを６０度毎に検出した電気角θ_０で修正すると、その結果は、例えば、図５に示すようになる。つまり、Ｔ_６０において、第２の発明のθは６５度で電気角の誤差は５度あるが、第３の発明の改良を加えるとθは、例えば、６１度と電気角の誤差Δθは１度に減少する。誤差が１度残る理由は、温度変化の原因が、厳密には巻線抵抗だけでなく、検出電圧、電流の誤差等が存在するためである。
【００４５】
第４の発明に関しては、モータの巻線抵抗の温度係数α（Ω／℃）は、材質、形状等から既知なので、巻線抵抗の温度変化分ΔＴは、
【数１０】
ΔＴ＝ΔＲ／α
として求めることができる。
【００４６】
以上が、発明の理論的な説明である。以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例について詳細に説明する。
【００４７】
第１の発明および第２の発明の実施例について図６および図７を用いて説明する。図６は、本発明が適用される電動パワーステアリング装置用モータ駆動制御装置の全体の制御ブロック図を示している。まず、モータ１は、ブラシレスＤＣモータで４極の３相モータである。モータ１には図示しないロータがあり、ロータの電気角を検出するロータ位置検出センサとしてのホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３が１２０度ごとに配されている。その結果、モータ１のロータの電気角θは６０度間隔で検出することができる。モータ１をトルクリップルが少ないようにベクトル制御するためには、正確なロータの電気角θを正しく算出する必要があり、また、トルク指令値Ｔｒｅｆから電流指令値を算出するためには、ロータの電気角θおよび角速度ωを用いて算出する必要がある。ベクトル制御回路１００で算出された電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを基準値として電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３から検出された電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃをフィードバックして減算回路２０−１，２０−２，２０−３で誤差電流を求め、その誤差電流を入力とする比例積分回路２１によって電圧指令値Ｖｐａ，Ｖｐｂ，Ｖｐｃを求め、ＰＷＭ回路３０はインバータ３１を電圧指令値Ｖｐａ，Ｖｐｂ，Ｖｐｃに基づいてＰＷＭ制御する。以上、説明したようにロータの電気角θおよび角速度ωを正しく求めることはモータ制御に非常に重要である。そして、この電気角θおよび角速度ωはロータ位置推定回路２００によって算出される。よって、ロータ位置推定回路２００の性能が非常に重要になり、本発明が適用される意義がある。
【００４８】
第１の発明と第２の発明をの実施例であるロータ位置推定回路２００の詳細な回路図を図７に示す。まず、その構成について説明する。ロータ位置推定回路２００の入力として電圧検出回路３３−１，３３−２，３３−３で検出されたモータの相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃおよび検出されたモータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃ、およびホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３からの検出された電気角θ_０＝０，６０，１２０，１８０，２４０，３００度である。θ_０の取付位置は０度でなくても良く、例えば、ホールセンサ４８−１を３０度の位置に設置したらθ_０＝３０，９０，１５０，２１０，３３０度になる。モータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは伝達関数回路２０１−１，２０２−２，２０２−３に入力される。ここで、伝達関数は、数１１として表わされ、理論的説明で使用した数１に相当する。
【００４９】
【数１１】
Ｚ＝（Ｒｍ＋ｓ・Ｌｍ）／（ｓ・Ｔ_ｆ＋１）
ただし、ｍ＝ａ，ｂ，ｃである。ｓはラプラス演算子である。
【００５０】
数１１の分子は、数１のモータ電流に乗ずるインピーダンス（Ｒｍ＋ｓ・Ｌｍ）である。そして、該インピーダンスに、数１には存在しないローパスフィルタの伝達関数である１／（ｓ・Ｔ_ｆ＋１）を乗じている。ローパスフィルタを用いる理由は、電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃには、ノイズが含まれるので、それを除去するためで、理論的な意味より実用的な意味がある。
【００５１】
減算回路２０２−１，２０２−２，２０２−３にモータ電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと伝達関数回路２０１−１，２０１−２，２０１−３の出力とが入力され、差を取ると各相の逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃが算出される。つまり、数１を実行して各相の逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを算出したことになる。この実施例では、伝達関数回路２０１と減算回路２０２とで各相逆起電圧検出回路を構成していることになる。例えば、ａ相逆起電圧検出回路は伝達関数回路２０１−１と減算回路２０２−１とから構成されている。
【００５２】
次に、角速度算出回路２０３に各相の逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを入力し、数２が実行され、その結果、角速度ωが算出される。ここで、角速度算出回路２０３で必要な逆起電圧の最大値算出の方法としては、数２に示すように絶対値をとって２倍して、逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃの最大値を算出する方法もあるが、図２から判断できるように、電気角θによって、どの相の逆起電圧が最大値になるか決まっているので、ホールセンサ４８の検出する６０度毎の電気角θ_０を利用して、下記の式から導き出せる。
【００５３】
【数１２】
ω＝（ｅａ×Ｃａ＋ｅｂ×Ｃｂ＋ｅｃ×Ｃｃ）／Ｋｅ
ここで、Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃはコミューテーション（転流）を表わすパラメータであり、台形波、矩形波電流では、「１」、「０」又は「−１」の値をとり、電気角θ_０によって、Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃが「１」になる区間と「０」になる区間と「−１」になる区間が決定されるが、その区間はホールセンサ４８の検出信号であるＳｈａｌｌによって決定することができる。数１２を用いて角速度ωを算出する場合は、角速度算出回路２０３には、逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃおよびロータ位相検出回路２０５からの電気角θ_０信号が入力され、それを基にＣａ，Ｃｂ，Ｃｃが決定され、角速度算出回路２０３で数１２が実行されて、角速度ωが算出される。
【００５４】
つぎに、角速度ωから電気角θを求めるのに利用する電気角算出回路２０４は数４で示す積分回路であり、角速度ωを入力して電気角θを算出できる。
【００５５】
これが、第１の発明の実施例であるが、電気角算出回路２０４で算出されたθに、誤差がある場合には、その誤差が積分で蓄積されるために、図３で示すような結果になり、正しい電気角θは算出されず実用には適さない。実際の装置では、部品の誤差、温度変化、経年変化、検出誤差など誤差が発生するのが一般的であり、算出された電気角θに誤差が発生するのが一般的である。
【００５６】
そこで、第２の発明を用いて、第１の発明の実施で発生する可能性の高い誤差の累積を防止する改良を行う。具体的には、図７のロータ位相検出回路２０５を用いる。モータ１に設置されたホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３のホールセンサ信号Ｓｈａｌｌを入力としてロータの電気角θ_０を検出する。出力としてθ_０＝０，６０，１２０，１８０，２４０、３００度が出力される。この検出電気角θ_０を電気角算出回路２０４に入力して、数３および数４において初期値θ_ｉをθ_０でリセットする。この結果、図４に示すように時間Ｔ_６０において、電気角の真値６０度に対し算出値θは６５度と誤差５度が発生するが、ロータ位相検出回路２０５の検出値θ_０＝６０度で算出値θは６０度にリセットされるので、次の積分区間、つまりＴ_６０からＴ_１２０の間は初期値θ_ｉを６０度として誤差をリセットした状態で計算するので誤差は蓄積されることはない。以下、Ｔ_１２０とＴ_１８０の間の区間などの後の区間も６０度ごとに誤差はリセットされ蓄積されることはない。
【００５７】
第３の発明の実施例を図８を用いて説明する。
【００５８】
図８において、減算回路２０６において、検出される電気角θ_０と当該時点の算出された電気角θとの誤差を求める。例えば、Ｔ_６０におけるθとθ_０＝６０度との誤差Δθを算出する。これは、数５を実行することを意味する。次に、誤差角速度検出回路２０７において、数６を実行する。つまり、誤差角速度検出回路２０７ではΔω＝Δθ／（ｎ・Ｔｓ）を実行して、電気角の誤差Δθから角速度の誤差Δωが算出される。次に、数７を実行するための誤差逆起電圧算出回路２０８によって誤差角速度Δωを入力とし、数７に従って誤差逆起電圧Δｅが算出される。次に、誤差抵抗算出回路２０９では、数８に従って、ΔＲｍ＝Δｅ／ｉｍから温度変化による巻線抵抗の抵抗変化分ΔＲｍが算出される。ここで、ｍ＝ａ，ｂ，ｃである。
【００５９】
次に、抵抗補正回路２１０において、巻線抵抗Ｒｍは、誤差抵抗算出回路２０９で算出されたΔＲｍを考慮した（Ｒｍ＋ΔＲｍ）に置きかえられる。最後に、抵抗補正回路２１０で算出された新たな抵抗値Ｒａ＝Ｒａ＋ΔＲａ，Ｒｂ＝Ｒｂ＋ΔＲｂ，Ｒｃ＝Ｒｃ＋ΔＲｃが伝達関数回路２０１−１，２０１−２，２０１−３の抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃに代入され、温度変化を考慮した正しい抵抗値を用いて、第２の発明で説明した手順に従って、新たに角速度ω或いは電気角θを算出する。その結果、図５に示すように第２の発明ではＴ_６０においてＡ点におけるθ＝６５度と誤差５度であったものが、第３の発明を用いることにより、図５に示すようにＴ_６０においてＡ’点におけるθ＝６１度となり、誤差が１度に改善される。つまり、ロータ位置検出センサが検出する離散的な電気角θ_０同士の間の区間の算出電気角θの精度を大幅に改善することができる。
【００６０】
次に、第４の発明の実施例について図８を用いて説明する。
【００６１】
図８の誤差抵抗算出回路２０９で算出された抵抗変化分ΔＲｍを変化温度算出回路２１１に入力する。変化温度算出回路２１１では、数１１に示す温度変化分ΔＴ＝ΔＲｍ／αを実行して温度変化分ΔＴを算出することができる。ここで、抵抗変化分ΔＲｍはΔＲａ，ΔＲｂ，ΔＲｃの３種類があるので、算出された温度変化分ΔＴも３種類発生する可能性があるが、最大値を利用するか、最小値を利用するか、或いは平均値を利用するかは、利用対象或いは装置全体を考慮して選択する。例えば、過熱保護に利用するのであれば、安全のために最大値を利用するなどが考えられる。また、温度変化分ΔＴが判明すれば、初期温度ＴａにΔＴを加算して巻線抵抗の温度Ｔｃ＝Ｔａ＋ΔＴも算出可能となる。
【００６２】
以上説明した実施例では、図２から明らかなように、角速度算出回路２０３の出力波形にはｅａ，ｅｂ，ｅｃの整流波形の小さなリップルが重畳される。それを除去するために、角速度算出回路２０３の後にローパスフィルターを配して、リップルを除去してから電気角速度ωとして構成する方が実用的である。
【００６３】
この考えに基づき構成した変形例を図９を用いて説明する。
【００６４】
この変形例のポイントは、角速度算出回路２０３ａの出力にローパスフィルターであるＬＰＦ回路２１２を配したところにある。このＬＰＦ回路２１２の効果により、電気角速度ωおよび電気角θはリップルの含まない信号として算出される。その後の回路構成は、図８の回路構成と同じなので、図８で説明した作用と同じ作用により、誤差角速度Δω、誤差逆起電圧Δｅ、誤差抵抗値ΔＲｍおよび温度変化値ΔＴｍが算出される。このＬＰＦ回路を付加した構成の場合は、ＬＰＦ回路無しに比べ、各算出値はリップルによる変動のない安定した値を得ることができる効果がある。
【００６５】
以上の説明では、電気角θを求めるために、図１や図７で説明したように電圧としてモータの相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを用いたが、モータの中性点Ｎが利用できない場合、モータの線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａを用いても同じように電気角θなどを算出できる。
【００６６】
つまり、理論的には、数１３を実行すれば良い。
【００６７】
【数１３】
ｅａｂ＝Ｖａｂ―［（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）・ｉａ―（Ｒｂ＋ｓ・Ｌｂ）・ｉｂ］
ｅｂｃ＝Ｖｂｃ―［（Ｒｂ＋ｓ・Ｌｂ）・ｉｂ―（Ｒｃ＋ｓ・Ｌｃ）・ｉｃ］
ｅｃａ＝Ｖｃａ―［（Ｒｃ＋ｓ・Ｌｃ）・ｉｃ―（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）・ｉａ］
その実施例を図１０に示す。図７と比較すると減算回路２０２−４，２０２−５，２０２−６が追加された構成になり、線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａが入力値となっている。
【００６８】
なお、以上の説明では、エンコーダやレゾルバのように分解能の高い位置検出センサの替わりにホールセンサなどの安価だが分解能の低い位置検出センサに適用すると説明したが、分解能の高いエンコーダやレゾルバでもモータの回転速度が低くなると検出サンプル数が少なくなりロータの位置、角速度検出の精度が悪くなるので本発明を適用して精度を良くすることができる。
【００６９】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明のモータ駆動制御装置および電動パワーステアリング装置によれば、安価なロータ位置検出センサを用いても、モータの電圧、電流等から算出されるロータの電気角と安価なロータ位置検出センサを組み合わせることにより、モータの低回転速度域も含め、精度の高いロータの電気角或いは角速度を検出でき、さらに、モータ巻線の抵抗値および温度も検出できるモータ駆動制御装置を提供でき、また、電動パワーステアリング装置においては、安価なロータ位置検出センサを用いても精度の高いロータの電気角を検出できるモータ駆動制御装置を用いて、トルクリップルの少ないモータ制御により、ハンドルの急速操舵に滑らかに追従できる安価な電動パワーステアリング装置を提供できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明におけるロータの電気角θの算出に利用する逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを算出する原理を示す図である。
【図２】本発明における逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃからロータの電気角速度ωを算出する原理を示す図である。
【図３】第１の発明による電気角θの算出結果を示す図である。
【図４】第２の発明による電気角θの算出結果を示す図である。
【図５】第３の発明による電気角θの算出結果を示す図である。
【図６】本発明を適用するモータ駆動制御装置の制御ブロック図である。
【図７】第１の発明および第２の発明の実施例である電気角θを算出するための制御ブロック図である。
【図８】第３の発明および第４の発明の実施例である電気角θを算出するための制御ブロック図である。
【図９】本発明の変形例を示す制御ブロック図である。
【図１０】モータの線間電圧を利用した第１の発明の制御ブロック図を示す図である。
【図１１】従来のレゾルバやエンコーダで検出した電気角θを用いたモータのベクトル制御装置の全体を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
２００ ロータ位置推定回路
２０１ 伝達関数回路
２０２ 減算回路
２０３、２０３ａ 角速度算出回路
２０４ 電気角算出回路
２０５ ロータ位相検出回路
２０６ 減算回路
２０７ 誤差角速度算出回路
２０８ 誤差逆起電圧算出回路
２０９ 誤差抵抗算出回路
２１０ 抵抗補正回路
２１１ 変化温度算出回路
２１２ ローパスフィルター回路
１００ ベクトル制御回路
２０−１，２０−２，２０−３ 減算回路
２１ ＰＩ制御回路
２２ ２相／３相変換回路
２３ ３相／２相変換回路
２４ 微分回路
３０ ＰＷＭ制御回路
３１ インバータ
３２−１，３２−２，３２−３ 電流検出回路
３３−１，３３−２，３３−３ 電圧検出回路
４８−１，４８−２，４８−３ ホールセンサ
１ モータ
１１ ロータ位置検出センサ

Claims (5)

1. ３以上の相を有するブラシレスＤＣモータの相電圧又は線間電圧を検出する電圧検出回路と、前記モータのモータ電流を検出する電流検出回路と、前記モータのロータの電気角θ _０ を離散的に検出するロータ位置検出センサと、前記ロータの電気角θを算出するロータ位置推定回路とを備え、少なくとも前記電気角θに基づいて前記モータを駆動制御するモータ駆動制御装置であって、
   前記ロータ位置推定回路が、
   前記モータ電流及び前記相電圧を入力し、前記モータの巻線抵抗値及び巻線インダクタンス値から算出した伝達関数値を前記相電圧又は線間電圧より減算することによって前記モータの各相逆起電圧を検出する各相逆起電圧検出回路と、電気角θ_０に応じて、前記各相逆起電圧の内の最大値となる逆起電圧を検出して前記モータのロータ角速度ωを算出する角速度算出回路と、前記ロータ角速度ω及び電気角θ _０ から前記電気角θを算出する電気角算出回路とで構成されていることを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記算出された電気角θと前記電気角θ _０ との誤差Δθから誤差角速度Δωを算出する誤差角速度算出回路と、前記誤差角速度Δωに基づいて誤差逆起電圧Δｅを算出する誤差逆起電圧算出回路と、前記誤差逆起電圧Δｅに基づいて抵抗変化分ΔＲを算出する誤差抵抗算出回路と、前記抵抗変化分ΔＲに基づいて前記伝達関数値の抵抗を補正する抵抗補正回路とを更に備えている請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記角速度算出回路の出力にローパスフィルタを設け、前記ローパスフィルタの出力を前記ロータ角速度ωとしている請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ駆動制御装置が装填されたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
5. 前記抵抗変化分ΔＲから前記モータの巻線の温度変化分ΔＴを算出する変化温度算出回路を備え、前記温度変化分ΔＴを前記モータの過熱保護に利用する請求項４に記載の電動パワーステアリング装置。

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