KR20050118228A

KR20050118228A - 모터 구동 제어 장치 및 이것을 사용하는 전동 파워스티어링 장치

Info

Publication number: KR20050118228A
Application number: KR1020057018868A
Authority: KR
Inventors: 카오민 타; 춘하오 지앙; 히데유키 고바야시
Original assignee: 닛본 세이고 가부시끼가이샤; 엔에스케이 스티어링 시스템즈 가부시기가이샤
Priority date: 2003-04-04
Filing date: 2004-04-01
Publication date: 2005-12-15
Also published as: JP4395313B2; JP2004312834A; EP1612927A1; US20060176005A1; WO2004091089A1

Abstract

모터를 양호한 정밀도로 제어하기 위해서는 로터의 위치를 양호한 정밀도로 검출할 필요가 있지만, 홀 센서와 같은 저렴하지만 정밀도가 비교적 열악한 위치 검출 센서를 사용해도, 모터의 검출 전압, 검출 전류 및 모터 권선 저항값과 인덕턴스 값으로부터 역기전 전압을 산출함으로써, 로터의 전기각(로터의 위치)를 산출하고, 산출한 전기각의 산출 오차를 상기 홀 센서로부터의 신호에서 정기적으로 수정하는 것에 의해 양호한 정밀도로 로터의 위치를 검출할 수 있는 모터 구동 제어 장치를 제공할 수 있다. 또한, 이러한 모터 구동 제어 장치를 이용하면 저렴하고 위화감이 없는 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있다.

Description

모터 구동 제어 장치 및 이것을 사용하는 전동 파워 스티어링 장치{MOTOR-DRIVE CONTROL DEVICE AND ELECTRIC POWER STEERING DEVICE USING THE SAME}

본 발명은 전동 파워 스티어링 장치에 사용하는데 최적인 모터 구동 제어 장치의 개량 및 이러한 모터 구동 제어 장치를 사용하는 전동 파워 스티어링 장치에 관한 것이다.

종래, 전동 파워 스티어링 장치에 사용되는 모터의 구동 제어 방식, 예를 들면 브러시리스(brushless) DC 모터의 구동 제어 방식으로서, 로터(회전자)의 회전 위치에 따라, 모터 구동 제어 장치로부터 인버터를 통하여 회전 자계를 발생시켜, 로터의 회전을 구동 제어시키도록 한 제어 방식이 채용된다. 즉, 이 제어 방식은 스테이터(고정자) 내부에 소정 각도의 간격으로 배치된 복수 개의 여자 코일에, 로터 위치에 따라 제어 회로에 의해 각 여자 코일의 여자를 차례로 전환함으로써, 로터의 회전 구동을 제어하도록 되어 있다.

브러시리스 DC 모터의 구동 제어 방식으로서 사용되는 벡터 제어는, 예를 들면 일본 특허 문헌(특허공개 2001-18822호 공보) 등에 개시되어 있다. 도 1은 전동 파워 스티어링 장치에 사용되는 모터(56)의 구동 제어 장치를 나타낸 회로 구성이다.

도 1에서, 모터의 제어 명령값을 결정하는 전류 명령 결정부(51)로부터, PI 제어부(52), 2상/3상 좌표 변환부(53), PWM 제어부(54), 인버터(55)를 통하여 모터(56)에 이르는 명령 신호의 주요 경로가 형성되어 있다. 또, 인버터(55)와 모터(56) 사이에 전류 센서(57)가 배치된다. 상기 전류 센서(57)에서 검출된 신호를, 전류 명령 결정부(51)와 PI 제어부(52) 사이에 배치된 감산 회로(58)에 피드백시키는 피드백 경로가 형성되어 있다. 이 피드백 경로에는 3상/2상 좌표 변환부(59)가 배치되어 있다.

이 제어계에 의하여, 전류 명령 결정부(51)에서는, 토크 센서에 의해 검출된 토크로부터 산출된 명령값 Tref나, 위치 검출 센서(11)에 의해 검출된 로터의 위치를 나타내는 전기각 θ와 전기적 각속도 ω를 받아 전류 명령값 Idref, Iqref가 결정된다. 이 전류 명령값 Idref, Iqref는 각각 전류 센서(57)에 의해 검출된 후, 피드백 경로의 3상/2상 좌표 변환부(59)에서 2상으로 변환된 피드백 전류에 의해 보정된다. 즉, 피드백 전류 Id 및 Iq와 전류 명령값 Idref 및 Iqref의 오차가 감산 회로(58)에서 연산된다. 그 후, PI 제어부(52)에서, PWM 제어의 듀티를 나타내는 신호가 d, q 성분의 형태로 Vd, Vq로서 산출되고, 2상/3상 변환부(53)에 의하여, d, q 성분으로부터 각각의 상 성분 Va, Vb, Vc로 역변환된다. 그리고, 인버터(55)는 명령값 Va, Vb, Vc에 기초하여 PWM 제어되고, 모터(56)에 인버터 전류가 공급되어 모터(56)의 회전을 제어하도록 되어 있다.

그리고, 61은 차량 속도 센서 회로이며, 62는 감지 영역 판정 회로이고, 63은 계수 발생 회로이며, 64는 기본 어시스트 힘(basic assist force) 계산 회로이고, 65는 복원력 계산 회로이며, 66은 전기각 변환부이고, 67은 각속도 변환부이며, 68은 비간섭 제어 보정값 계산부이다.

이 벡터 제어의 경우, 토크 명령값 Tref, 전기각(로터 위치) θ와 전기적 각속도 ω에 기초하여 전류 명령값 Idref 및 qref가 결정된다. 또, 모터(56)의 피드백 전류 Iu, Iv, Iw가 2상 전류 d, Iq로 변환되고, 그 후 2상 전류 d, Id와 전류 명령값 ref 및 Iqref와의 오차가 연산되어, 그 오차가 PI 제어에 의한 전류 제어를 실행함으로써 인버터(55)로의 명령값 Vd, Vq가 구해진다. 그리고, Vd, Vq의 명령값이 다시 3상의 명령값 Va, Vb, Vc로 역변환되고, 인버터(55)가 제어되며, 모터(56)의 구동 제어를 행하도록 되어 있다.

이와 같은 벡터 제어를 사용한 경우, 로터 위치 θ를 정확하게 검출할 수 없는 상태에서 모터(56)가 제어되면, 모터(56)의 토크 리플이 커지고, 전동 파워 스티어링 장치로서의 핸들의 조타(steering operation)에 진동 등의 위화감을 느끼거나 모터 소음이 큰 등의 바람직하지 않은 현상이 발생한다. 그러므로, 로터의 위치 θ를 정확하게 검출하기 위하여, 일본 특허 문헌(특허공개 2001-187578호 공보)에도 기재되어 있듯이, 로터 위치 검출 센서(11)로서 고가이지만 검출 정밀도가 양호한 리졸버(resolver)나 인코더(encoder)를 사용할 필요가 있다.

그래서, 염가의 로터 위치 검출 센서인 홀 센서(Hall sensor)를 사용하여, 모터를 제어한 예도 있다. 예를 들면, 일본 특허 문헌(특허공개 2002-272163호 공보)에 개시되어 있는 바와 같이, 모터의 PWM 제어에 사용하는 정현파를 발생시키는 위상의 기점이나 중간점을 보정하기 위해 홀 센서의 신호를 이용하고 있다. 그러나, 이 예에서는, 다음의 홀 센서 신호가 얻어지기까지의 도중 구간의 로터의 회전 각도 θ를 산출하고 있지 않기 때문에, 인코더나 리졸버와 달리 로터 위치를 검출하는데 사용할 수 있는 검출기로서는 충분하지 않다.

또, 인코더 등의 검출 정밀도가 양호한 검출기에서도, 로터의 회전 속도가 저속으로 되면, 인코더로부터 얻어지는 검출 포인트가 적어지게 되어, 로터의 위치 검출 정밀도가 떨어지는 문제가 있다. 그래서, 논문(송성호의 교류 전동기의 저속 제어를 위한 속도 옵서버(An Instantaneous Speed Observer for Low Speed Control of Machine), 학회잡지 IEEE application power electronics 1998년 대회(IEEE APEC '98), 581-586페이지에 개시되어 있는 바와 같이, 모터 부하의 관성 모멘트와 모터 전류를 사용하여, 정밀도 열화를 개선하고 있다. 그러나, 관성 모멘트와 모터 전류로부터 구해진 각 가속도로부터 각속도 ω를 산출하기까지 적분이 있고, 또 각속도 ω로부터 로터의 전기각 θ를 산출하기까지도 적분이 사용된다. 따라서, 적분을 2회 사용하기 때문에 계산 정밀도가 나쁘고, 또 모터가 구동하는 부하의 관성 모멘트를 정확하게 결정하는 경우도 곤란하므로 실질적인 사용상 문제가 있었다.

또한, 모터의 토크 리플을 크게 하는 요소로서 모터의 온도 변화도, 그 한 요소로 된다. 즉, 로터의 전기각 θ를 산출할 때 모터의 역기전 전압(counter electromotive voltage(back-EMF))을 사용하는 로터 위치 추정 회로를 이용하면, 그 역기전 전압을 산출하기 위해 사용하는 모터의 저항이나 인덕턴스의 값이 온도 변화에 의해 변화한다. 따라서, 그 온도 변화에 의한 저항 등을 보정하지 않으면, 결과적으로 로터의 전기각 θ를 양호한 정밀도로 양호하고 산출할 수 없게 되어, 토크 리플이 커지는 문제도 있다. 온도 변화를 고려한 모터의 저항값 산출 예로서 일본 특허 문헌(특허 제3104865호 명세서)에 개시되어 있지만, 모터의 회전 속도가 0(영)인 등의 특수 조건이 부과되어 있다.

전술한 바와 같이, 벡터 제어를 사용하여 모터를 제어하기 위해서는, 모터의 로터 위치를 정확하게 검출할 필요가 있지만, 검출 정밀도의 양호한 리졸버나 인코더는 고가의 부품이므로 전동 파워 스티어링 장치를 염가로 제작하고자 할 때는 문제가 된다. 또, 리졸버나 인코더와 같이 높은 정밀도의 로터 위치 검출 센서를 사용해도, 모터의 저속 회전 속성에서는 정확하게 로터 위치를 검출할 수 없는 문제가 있었다. 또한, 모터의 온도 변화에 의해서도 로터 위치의 검출 정밀도가 악화되는 문제도 있었다.

그래서, 본 발명은 전술한 바와 같은 문제점을 감안하여 이루어진 것이며, 본 발명의 목적은 염가의 로터 위치 검출 센서를 사용하는 경우라도, 로터 위치를 정확하게 산출할 수 있고, 또 모터의 저속 회전 속성에 대해서, 또는 모터의 온도 변화가 있어도, 로터 위치를 양호한 정밀도로 산출할 수 있는 로터 위치 추정 회로를 구비한 모터 구동 제어 장치를 제공하는 것에 있다.

또한, 본 발명의 목적은 정확하게 산출된 로터 위치를 갖는 모터 구동 제어 장치를 사용하여, 모터의 벡터 제어를 정확하게 실행함으로써, 긴급 피난 등과 같이 핸들을 고속으로 전환해야 하는 경우라도, 핸들 조타에 위화감이 없는 염가의 전동 파워 스티어링 장치를 제공하는 것에 있다.

도 1은 종래의 리졸버나 인코더로 검출한 전기각 θ를 이용한 모터의 벡터 제어 장치의 전체를 나타낸 제어 블록도이다.

도 2는 본 발명에 있어서의 로터의 전기각 θ의 산출에 이용하는 역기전 전압 ea, eb, ec를 산출하는 원리를 나타낸 도면이다.

도 3은 본 발명에 있어서의 역기전 전압 ea, eb, ec로부터 로터의 전기적 각속도 ω를 산출하는 원리를 나타낸 도면이다.

도 4는 제1 발명에 의한 전기각 θ의 산출 결과를 나타낸 도면이다.

도 5는 제2 발명에 의한 전기각 θ의 산출 결과를 나타낸 도면이다.

도 6은 제3 발명에 의한 전기각 θ의 산출 결과를 나타낸 도면이다.

도 7은 본 발명을 적용하는 모터 구동 제어 장치의 제어 블록도이다.

도 8은 제1 발명 및 제2 발명의 실시예인 전기각 θ를 산출하기 위한 제어 블록도이다.

도 9는 제3 발명 및 제4 발명의 실시예인 전기각 θ를 산출하기 위한 제어 블록도이다.

도 10은 본 발명의 변형예를 나타낸 제어 블록도이다.

도 11은 모터의 선간 전압을 이용한 제1 발명의 제어 블록도를 나타낸 도면이다.

본 발명은 브러시리스 DC 모터의 모터 구동 제어 장치 및 전동 파워 스티어링 장치에 관한 것이며, 본 발명의 상기 목적은 3개 이상의 상을 가지는 브러시리스 DC 모터의 상 전압 또는 선간 전압을 검출하는 전압 검출 회로와; 상기 모터의 전류를 검출하는 전류 검출 회로와; 상기 상 전압 또는 선간 전압, 상기 모터의 전류, 상기 모터의 코일 저항값, 및 코일 인덕턴스 값으로부터 상기 모터의 각 상 역기전 전압을 산출하는 역기전 전압 검출 회로와; 상기 역기전 전압 중에서 최대값으로 되는 역기전 전압을 검출하여 상기 모터의 로터의 각속도 ω를 산출하는 각속도 산출 회로와; 상기 각속도 ω로부터 로터의 전기각 θ를 산출하는 로터 위치 추정 회로를 포함함으로써 달성된다.

또, 상기 모터의 로터의 전기각 θ₀를 이산적으로 검출하는 로터 위치 검출 센서를 구비하고, 상기 로터의 산출된 전기각 θ를 상기 로터의 검출된 전기각 θ₀에 의해 수정하는 로터 위치 추정 회로를 구비함으로써, 또한 상기 산출된 전기각 θ와 상기 검출된 전기각 θ₀와의 오차 Δθ로부터 상기 코일 저항의 온도 변화에 의한 저항 변화분 ΔR을 산출하는 로터 위치 추정 회로를 구비함으로써, 또한 상기 저항 변화분 ΔR로부터 상기 코일의 온도 변화분 ΔT를 산출하는 로터 위치 추정 회로를 구비함으로써, 또한 상기 온도 변화분 ΔT 또는 상기 저항 변화분 ΔR을 사용하여, 상기 로터의 산출된 전기각 θ를 수정하는 로터 위치 추정 회로를 구비함으로써, 또한 상기 전류 검출 회로의 입력 또는 출력에 저역통과 필터를 설치한 로터 위치 추정 회로를 구비하는 것에 의하여 보다 효과적으로 달성된다.

본 발명은 크게 4개의 발명으로 성립되어 있으며, 그 개요에 대하여 설명한다.

제1 발명은 모터의 전압 및 전류를 검출하고, 그 전압값 및 전류값과 모터의 코일 저항 R 및 코일 인덕턴스 L로부터 각 상의 역기전 전압(back-EMF)을 산출하고, 그 역기전 전압값으로부터 로터의 각속도 ω 또는 전기각 θ를 산출하는 것이다.

제2 발명은 제1 발명에서 산출한 전기각 θ에 산출 오차가 있는 경우, 그 오차가 누적되어, 산출한 전기각 θ는 오차가 너무 크기 때문에 실질적인 사용에는 적합하지 않게 된다. 그러나, 모터에는 로터의 전기각을 검출할 수 있는 홀 센서 등의 로터 위상 검출 센서가 여러 개 장착되어 있으므로, 제1 발명에서 산출한 전기각 θ를 홀 센서로 몇 개 검출한 전기각 θ₀로 수정하는 것이 가능하며, 그 수정 점마다 오차는 리셋되므로, 오차가 누적되지 않는다. 예를 들면, 홀 센서가 3개이고 모터가 4극이면 검출되는 전기각 θ₀는 0, 60, 120, 180, 240, 300도(°)의 6개 점을 검출할 수 있다. 전기각 θ₀는 연속적으로는 검출할 수 없지만, 이산적으로 이 예에서는 60°마다 검출할 수 있다. 그래서, 만일 산출된 전기각 θ가 검출된 전기각 θ₀= 60°의 시점에서 만일 65°도이면, 이 60°에 상당하는 구간에서 전기각의 산출 오차가 5번 발생한 것에 되지만, 다음의 60°로부터 120°의 구간의 전기각 θ의 산출에는, θ의 초기값으로서 65°는 아니고 60°를 대입하여 새롭게 산출하여, 오차의 누적을 방지할 수 있다.

제3 발명은 제2 발명을 개량한 것이다. 제2 발명에서는 홀 센서로 검출하는 전기각 θ₀는 연속적으로는 얻어지지 않고, 60°마다와 같이 이산적으로만 얻을 수 있으므로, 60°마다 전기각의 오차를 수정할 수 있지만, 그 사이, 예를 들면 0°로부터 60°의 사이에 발생하는 오차는 수정할 수 없다. 그래서, 제3 발명에서는 이 구간의 전기각의 오차는 전류, 전압의 검출 오차 또는 인덕턴스 값의 변화에 의해서도 발생하지만, 가장 영향이 큰 것은 모터 코일의 온도 변화에 의한 저항값 변화에 의한 것이다. 그래서, 그 코일 저항값의 변화 분량을 산출하고, 그 저항 변화 분량을 제1 발명의 코일 저항 R의 값으로 피드백 수정하여, 전기각 θ를 산출함으로써, 제3 발명으로 산출하는 전기각의 오차는 제2 발명에서 발생하는 전기각의 오차보다 작게 할 수 있다.

제4 발명은 제3 발명에서 구한 온도 변화에 의한 코일 저항의 변화량으로부터, 역으로 변화된 온도의 변화량을 산출할 수 있다.

이상이, 본 발명의 개요이다. 다음에, 발명의 이론적 설명을 행하고, 그 후에 각 실시예에 대하여 설명한다.

제1 발명의 이론에 대하여 도 2를 사용하여 설명한다. 이하의 설명에서, 모터의 전압으로서 상 전압 Va, Vb, Vc를 검출하는 예에 대하여 설명하지만, 전압이 선간 전압(line voltage) Vab, Vbc, Vca인 경우라도 성립한다. 이후의 실시예에서는 상전압의 경우와 선간 전압의 경우의 양쪽의 실시예를 나타낸다. 전압 외에 검출되는 것으로서 모터의 전류 ia, ib, ic가 있으며, 검출하지 않는 것으로서 모터의 코일 저항(권선 인덕턴스) Ra, Rb, Rc 및 인덕턴스 La, Lb, Lc는 모터의 특성으로부터 구할 수 있다. 이들 값과 모터의 각각의 상 역기전 전압 ea, eb, ec의 관계는 다음과 같다.

ea = Va - (Ra + s ·La)ia

eb = Vb - (Rb + s ·Lb)ib

ec = Vc - (Rc + s ·Lc)ic

여기서, "s"는 라플라스(Laplace) 연산자이며, 여기서는 미분 연산(d/dt)을 나타내고 있다.

한편, 로터의 각속도 ω의 산출에 대하여 설명한다. 일반적으로, 모터의 역기전 전압 "e"와 각속도 ω의 관계는 다음과 같다.

e = Ke·ω

여기서, Ke는 모터의 역기전 전압 상수[V/(rad/s)]이다.

그러나, 상기 식은 브러시 모터의 식이며, 정류자(commutator)가 없는 브러시리스 모터에서는, 각 상의 역기전 전압 ea, eb, ec를 정류할 필요가 있다. 사다리꼴파 전류, 직사각형파 전류 제어에서는, 정류를 행하는 것이 최대값으로 되는 것과 동일하다.

이것을 식으로 나타내면 다음과 같다.

ω = 2 ×{max(｜ea｜, ｜eb｜, ｜ec｜)} / Ke

여기서, 역기전 전압 ea, eb, ec의 파형을 도 3에 나타낸다. 정류를 함으로써 역기전 전압 ea, eb, ec의 포락선을 취한다, 즉 최대값을 취하는 것이다. 그리고, 식 2의 분자가 2배로 되는 것은, ea, eb, ec의 절대값을 취하는 것으로, 마이너스측의 값이 플러스측에 중첩되기 때문이다.

다음에, 전기각 θ는 식 3으로부터 구할 수 있다.

여기서, θ_i는 적분 구간의 초기값이다.

식 3을 구체적으로 디지털 처리를 하는 것으로 상정하면,

θ = θ_i + n ·ω·Ts

로서 산출하는 것도 가능하다. 여기서, n은 ΔTs를 샘플링 시간 Ts로 나눈 것이며, ΔTs는 다음의 홀 센서 신호를 기다리는 시간이고, 도 4, 도 5, 도 6에 있어서, 예를 들면, ΔTs = T₁₂₀ - T₆₀이다. 따라서, "n = ΔTs/Ts"가 성립한다. 이상의 이론에 의해 전기각 θ를 구할 수 있다.

다음에, 제2 발명의 이론에 대하여, 도 4, 도 5를 사용하여 설명한다.

도 4는 제1 발명에 의해 산출된 전기각 θ를 나타내고 있다. 산출 오차가 발생하여 시간이 경과하는 만큼 오차가 누적되는 것이 분명하다. 그 오차의 양을, 예를 들면, 시간 T₆₀에서는, 참값은 60°인데 대하여, 산출값 θ는 65°이다. T₀으로부터 T₆₀의 사이에 5° 오차가 발생한 것으로 된다. T₁₂₀에서는 오차가 누적되어 10°가 되어, 산출된 전기각 θ은 점점 참값으부터 멀어지는 값이 된다. 그러나, 예를 들면, 4극 모터에 홀 센서가 3개 장착되어 있으면, 60°마다 전기각 θ₀를 검출할 수 있으므로 산출한 전기각 θ를 수정할 수 있다. 그 수정한 것이 도 5에 나타나 있다. 제1 발명에 의해 T₆₀에 있어서 전기각 θ는 65°가 되지만, 검출된 전기각 θ₀에 의해 60°로 수정된다.

즉, θ_i에 θ₀ = 60°를 대입 수정하여, 전기각 θ는 식 4에 나타낸 바와 같이 산출한다.

따라서, T₆₀으로부터 T₁₂₀의 구간에서는 전기각 θ의 초기값을 65°로 하지 않고 60°로 하여 산출하므로 오차가 누적되지 않는다. 예를 들면, T₁₂₀에 있어서, 제1 발명에서는 θ가 130°이지만, 제2 발명을 사용하면 θ가 125°로 되어 오차가 누적되지 않는다.

제3 발명에 대하여, 도 5 및 도 6을 사용하여 설명한다. 제2 발명에 의하여, 홀 센서의 검출값을 이용하고 60°마다 전기각 θ를 수정할 수 있지만, 그 사이에서는 전기각 θ의 오차가 누적되고 있다. 이 사이의 전기각의 오차를 개량하는 것이 제3 발명의 목적이다. 그 이론은, 산출된 전기각 θ의 오차가 코일의 온도가 상승하고 주로 코일 저항 R이 제1 발명에서 사용한 값으로부터 변화함으로써 생긴 것으로 가정한다. 전기각의 오차 Δθ로부터 각속도의 오차 Δω를 구하고, 또한 Δω로부터 역기전 전압 Δe를 구하며, 그리고 Δe로부터 코일 저항의 저항 변화분 ΔRm(단, m=a, b, c)을 구한다. 그리고, 제1 발명의 식 1의 코일 저항의 Rm을 (Rm + ΔRm)으로 치환하여 수정하고, Rm에 의해 전기각 θ를 산출한다.

이들 내용을 식으로 나타내면, 다음의 식 5가 된다.

Δθ = θ - θ₀

식 5로부터 전기각의 오차 Δθ를 구한다.

다음에, 식 6으로부터 각속도의 오차 Δω를 구한다.

Δθ = n · Ts · Δω

단, "n"은 홀 센서 신호 대기 시간 ΔTs를 샘플링 시간 Ts로 나눈 것이며, "n = ΔTs/Ts"가 성립한다.

다음에, 식 7로부터 역기전 전압 Δe가 구해진다.

Δe = Δθ · Ke/2

다음에, 식 8로부터 저항 변화분 ΔRm이 구해진다.

ΔRm = Δe/i_m

단, m = a, b, c이다.

그리고, 저항 오차를 보정하기 전의 모터 코일 저항 Rm(o1d)에 대하여, 구해진 저항 오차 ΔRm을 고려한 정확한 모터의 코일 저항 Rm(new)는 식 9로부터 구해진다.

Rm (new) = Rm (old) + ΔRm

식 9에서 구한 저항 Ra, Rb, Rc를 제1 발명의 식 1에 대입하고, 또한 제2 발명인 전기각 θ를 60°마다 검출한 전기각 θ₀로 수정하면, 그 결과는, 예를 들면 도 6에 나타낸 바와 같이 된다. 즉, T₆₀에 있어서, 제2 발명 전기각 θ는 65°이고 전기각의 오차는 5°이지만, 제3 발명을 개량하면, 전기각 θ는 61°로 되고, 전기각 오차는 1°로 감소한다. 오차가 1°남는 이유는, 온도 변화의 원인이 엄밀하게는 코일 저항만이 아니라, 검출 전압 및 전류의 오차 등이 존재하기 때문이다.

제4 발명에 관해서는, 모터의 코일 저항의 온도 계수 α(Ω/℃)는 재질 및 형상 등으로부터 이미 알려져 있으므로, 코일 저항의 온도 변화분 ΔT는 식 10으로부터 구할 수 있다.

ΔT = VR/a

이상이, 발명의 이론적인 설명이다. 이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명한다.

제1 발명 및 제2 발명의 실시예에 대하여, 도 7 및 도 8을 사용하여 설명한다. 도 7은 본 발명이 적용되는 전동 파워 스티어링 장치용 모터 구동 제어 장치의 전체를 나타내는 제어 블록도이다. 먼저, 모터(1)는 브러시리스 DC 모터로서, 4극의 3상 모터이다. 모터(1)에는 도시하지 않은 로터가 있어, 로터의 전기각을 검출하는 로터 위치 검출 센서로서의 홀 센서(48-1, 48-2, 48-3)가 120°마다 배치되어 있다. 그 결과, 모터(1)의 로터의 전기각 θ가 60°간격으로 검출할 수 있다. 모터(1)를, 토크 리플이 작아지도록 벡터 제어하기 위해서는, 정확한 로터의 전기각 θ를 정확하게 산출할 필요가 있고, 또, 토크 명령값 Tref로부터 전류 명령값을 산출하기 위해서는, 로터의 전기각 θ 및 각속도 ω를 사용하여 산출할 필요가 있다.

벡터 제어 회로(10O)에서 산출된 전류 명령값 Iavref, Ibvref, Icvref를 기준값으로 하여 전류 검출 회로(32-1, 32-2, 32-3)로부터 검출된 전류 ia, ib, ic를 피드백하여 감산 회로(20-1, 20-2, 20-3)에서 오차 전류를 구한다. 그 오차 전류를 입력으로 하는 비례 적분 회로(21)에 의해 전압 명령값 Vpa, Vpb, Vpc를 구하고, PWM 회로(30)는 인버터(31)를 전압 명령값 Vpa, Vpb, Vpc에 따라 PWM 제어한다. 이상, 설명한 바와 같이 로터의 전기각 θ 및 각속도 ω를 정확하게 구하는 것은 모터 제어에 매우 중요하다. 그리고, 이 전기각 θ 및 각속도 ω는 로터 위치 추정 회로(200)에 의해 산출된다. 따라서, 로터 위치 추정 회로(200)의 성능이 매우 중요하게 되어, 본 발명이 적용되는 의의가 있다.

제1 발명과 제2 발명을 실시예인 로터 위치 추정 회로(200)의 상세한 회로도를 도 8에 나타낸다. 먼저, 그 구성에 대하여 설명한다. 로터 위치 추정 회로(200)의 입력으로서 전압 검출 회로(33-l, 33-2, 33-3)에서 검출된 모터의 상전압 Va, Vb, Vc 및 검출된 모터 전류 ia, ib, ic, 및 홀 센서(48-l, 48-2, 48-3)로부터의 검출된 전기각 θ₀= 0, 60, 120, 180, 240, 300°이다. θ₀의 장착 위치는 0°가 아니어도 되고, 예를 들면 홀 센서(48-1)를 30°의 위치에 설치하고 θ₀ = 30, 90, 150, 210, 330°가 된다. 모터 전류 ia, ib, ic는 전달 함수 회로(201-1, 202-2, 202-3)에 입력된다. 여기서, 전달 함수는, 식 11로 표현되어 이론적 설명에서 사용한 식 1에 상당한다.

z = (Rm + s·Lm)/(s·T_f + 1)

단, m=a, b, c이다. s는 라플라스 연산자이다.

식 11의 분자는, 식 1의 모터 전류에 승산되는 임피던스 "Rm+s·Lm"이다. 그리고, 상기 임피던스에, 식 1에는 존재하지 않는 저역통과 필터의 전달 함수인"1/(s·T_f + 1)"을 승산한다. 저역통과 필터를 사용하는 이유는, 전류 ia, ib, ic에는 노이즈가 포함되어 그것을 제거하기 위해서이므로, 이론적인 의미가 아닌 실용적인 의미가 있다.

감산 회로(202-1, 202-2, 202-3)에 모터 전압 Va, Vb, Vc와 전달 함수 회로(201-1, 201-2, 201-3)의 출력이 입력되고, 차를 취하면 각 상의 역기전 전압 ea, eb, ec가 산출된다. 즉, 식 1을 실행하여 각 상의 역기전 전압 ea, eb, ec를 산출한 것이 된다. 이 실시예에서는, 전달 함수 회로(201)와 감산 회로(202)에서 각 상 역기전 전압 검출 회로를 구성하고 있는 것으로 된다. 예를 들면, a 위상 역기전 전압 검출 회로는 전달 함수 회로(201-1)와 감산 회로(202-1)로 구성되어 있다.

다음에, 각속도 산출 회로(203)에 각 상의 역기전 전압 ea, eb, ec를 입력하고, 식 2가 실행되며, 그 결과 각속도 ω가 산출된다. 여기서, 각속도 산출 회로(203)에서 필요한 역기전 전압의 최대값 산출의 방법으로서는, 식 2에 나타낸 바와 같이, 절대값을 취해 2배로 하고, 역기전 전압 ea, eb, ec의 최대값을 산출하는 방법도 있지만, 도 3으로부터 판단할 수 있도록, 전기각 θ에 의하여, 어느 상의 역기전 전압이 최대값이 되는지가 결정되어 있기 때문에, 홀 센서(48)가 검출하는 60°마다의 전기각 θ₀를 이용하여, 아래의 식 12로부터 유도할 수 있다.

ω = (ea ×Ca + eb × Cb + ec Cc) / Ke

여기서, Ca, Cb, Cc는 커뮤테이션(전류)을 나타내는 파라미터이며, 사다리꼴파, 직사각형파 전류에서는, [1], [0] 또는 [-1]의 값을 받는다.

그리고, 전기각 θ₀에 의하여, Ca, Cb, Cc가 [1]로 되는 구간과 [0]으로 되는 구간과 [-1]이 되는 구간이 결정되지만, 그 구간은 홀 센서(48)의 검출 신호인 Shall에 의해 결정할 수 있다. 식 12를 사용하여 각속도 ω를 산출하는 경우는, 각속도 산출 회로(203)에는, 역기전 전압 ea, eb, ec 및 로터 위상 검출 회로(205)로부터의 전기각 θ₀ 신호가 입력되고, 이들을 기초로 Ca, Cb, Cc가 결정되고, 각속도 산출 회로(203)에서 식 12가 실행되어, 각속도 ω가 산출된다.

다음에, 각속도 ω로부터 전기각 θ를 구하는데 이용하는 전기각 산출 회로(204)는 식 4에서 나타낸 적분 회로이며, 각속도 ω를 입력하여 전기각 θ를 산출할 수 있다.

이것이, 제1 발명의 실시예이지만, 전기각 산출 회로(204)에서 산출된 θ에, 오차가 있는 경우에는, 그 오차가 적분으로 축적되기 때문에, 도 4로 나타낸 바와 같은 결과가 되어, 정확한 전기각 θ는 산출되지 않고 실질적으로는 적합하지 않다. 실제의 장치에서는, 부품의 오차, 온도 변화, 경년 변화, 검출 오차 등의 오차가 발생하는 것이 일반적이고, 산출된 전기각 θ에 오차가 발생하는 것이 일반적이다.

그래서, 제2 발명을 사용하여, 제1 발명을 실시할 때 발생할 가능성이 높은 오차의 누적을 방지하는 개량을 행한다. 구체적으로는, 도 8의 로터 위상 검출 회로(205)를 사용한다. 모터(1)에 설치된 홀 센서(48-1, 48-2, 48-3)의 홀 센서 신호 Shall을 입력으로 하여 로터의 전기각 θ₀를 검출한다. 출력으로서 θ₀ = 0, 60, 120, 180, 240, 300°가 출력된다. 이 검출 전기각 θ₀ 를 전기각 산출 회로(204)에 입력하여, 식 3 및 식 4에서 초기값 θ_i를 θ₀로 리셋한다. 이 결과, 도 5에 나타낸 바와 같이 시간 T₆₀에 있어서, 전기각의 참값 60°에 대하여 산출값 θ는 65°와 오차 5°가 발생하지만, 로터 전기각 검출 회로(205)의 검출값 θ₀ = 60°에서 산출값 θ는 6O°로 리셋되므로, 다음의 적분 구간, 즉 T₆₀으로부터 T₁₂₀의 사이는 초기값 θ_i를 60°로 하여 오차를 리셋한 상태에서 계산하므로 오차는 축적되지 않는다. 이하, T₁₂₀과 T₁₈₀의 사이의 구간 등의 구간에서도 60°마다 오차는 리셋되어 축적되지 않는다.

제3 발명의 실시예를 도 9를 사용하여 설명한다.

도 9에서, 감산 회로(206)에 있어서, 검출되는 전기각 θ₀와 해당 시점의 산출된 전기각 θ의 오차를 구한다. 예를 들면, T₆₀에 있어서의 θ와 θ₀ = 60°와의 오차 Δθ를 산출한다. 이것은, 식 5를 실행하는 것을 의미한다. 다음에, 오차 각속도 검출 회로(207)에서, 식 6을 실행한다. 즉, 오차 각속도 검출 회로(207)에서는 Δω = Δθ /(n · Ts)를 실행하여, 전기각의 오차 Δθ로부터 각속도의 오차 Δω가 산출된다. 다음에, 식 7을 실행하기 위한 오차 역기전 전압 산출 회로(208)에 의해 오차 각속도 Δω를 입력으로 하고, 식 7에 따라서 오차 역기전 전압 Δe가 산출된다. 다음에, 오차 저항 산출 회로(209)에서는, 식 8에 따라, ΔRm = Δe /im으로부터 온도 변화에 의한 코일 저항의 저항 변화분 ΔRm이 산출된다. 여기서, m=a, b, c이다.

다음에, 저항 보정 회로(210)에 있어서, 코일 저항 Rm은 오차 저항 산출 회로(209)에서 산출된 저항 변화분 ΔRm을 고려한 (Rm+ΔRm)으로 바꿀 수 있다. 마지막으로, 저항 보정 회로(210)에서 산출된 새로운 저항값 Ra = Ra + ΔRa, Rb = Rb + ΔRb, Rc = Rc + ΔRc가 전달 함수 회로(201-1, 201-2, 201-3)의 저항 Ra, Rb, Rc에 대입되어, 온도 변화를 고려한 정확한 저항값을 사용하여, 제2 발명에서 설명한 스텝에 따라, 새롭게 각속도 ω 또는 전기각 θ를 산출한다. 그 결과, 도 6에 나타낸 바와 같이 제2 발명에의 T₆₀에 있어서 A점에 있어서의 65°와 오차 5°라고 하더라도, 제3 발명을 사용함으로써, 도 6에 나타낸 바와 같이 T₆₀에 있어서 A'점에 있어서의 61°로 되어, 오차가 1°로 개선된다. 즉, 로터 위치 검출 센서가 검출하는 이산적인 전기각 θ₀ 사이의 구간의 산출 전기각 θ의 정밀도를 대폭 개선할 수 있다.

다음에, 제4 발명의 실시예에 대하여 도 9를 사용하여 설명한다.

도 9의 오차 저항 산출 회로(209)에서 산출된 저항 변화분 ΔRm을 변화 온도 산출 회로(211)에 입력한다. 변화 온도 산출 회로(211)에서는, 식 11에 나타낸 온도 변화분 "ΔT = ΔRm/α"를 실행하여 온도 변화분 ΔT를 산출할 수 있다. 여기서, 저항 변화분 ΔRm은 ΔRa, ΔRb, ΔRc의 3종류가 있으므로, 산출된 온도 변화분 ΔT도 3종류 발생할 가능성이 있지만, 최대값을 이용하는지, 최소값을 이용하는지, 또는 평균값을 이용할지는, 이용 목적, 또는 장치 전체를 고려하여 선택한다. 예를 들면, 과열 보호에 이용한다면, 안전을 위해 최대값을 이용하는 것이 바람직하다. 또, 온도 변화분 ΔT가 판명되면, 초기 온도 Ta에 ΔT를 가산하여 코일 저항의 온도 Tc = Ta+ΔT도 산출할 수 있다.

이상 설명한 실시예에서는, 도 3으로부터 명백한 바와 같이, 각속도 산출 회로(203)의 출력 파형에는 역기전 전압 ea, eb, ec의 정류 파형이 작은 리플이 중첩된다. 그것을 제거하기 위하여, 각속도 산출 회로(203)의 뒤에 저역통과 필터를 배치하여, 리플을 제거하으로써, 전기각 속도 ω로서 구성하는 것도 실용적이다.

이 생각에 따라 구성한 변형예를 도 10을 사용하여 설명한다. 이 변형예의 포인트는, 각속도 산출 회로(203a)의 출력에 저역통과 필터인 LPF 회로(212)를 배치한 것에 있다. 이 LPF 회로(212)의 효과에 의하여, 전기각 속도 ω 및 전기각 θ는 리플이 포함하지 않는 신호로서 산출된다. 그 후의 회로 구성은, 도 9의 회로 구성과 같아서, 도 9에서 설명한 작용과 같은 작용에 의하여, 오차 각속도 Δω, 오차 역기전 전압 Δe, 오차 저항값 ΔRm 및 온도 변화치 ΔTm가 산출된다. 이 LPF 회로를 부가한 구성의 경우는, LPF 회로가 없는 경우에 비하여, 각 산출치가 리플에 의한 변동이 없는 안정된 값을 얻을 수 있는 효과가 있다.

이상의 설명에서는, 전기각 θ를 구하기 위하여, 도 2 또는 도 8 에서 설명한 바와 같이 전압으로서 모터의 상전압 Va, Vb, Vc를 사용하였지만, 모터의 중성 점 N을 이용할 수 없는 경우, 모터의 선간 전압 Vab, Vbc, Vca를 사용해도 같이 전기각 θ 등을 산출할 수 있다.

즉, 이론적으로는, 식 13을 실행하면 된다.

eab = Vab -[(Ra + s·La)ia - (Rb + s·Lb)ib]

eac = Vbc -[(Rb + s·Lb)ib - (Rc + s·Lc)ic]

eaa = Vca -[(Rc + s·Lc)ic - (Ra + s·La)ia]

그 실시예를 도 11에 나타낸다. 도 8과 비교하면, 감산 회로(202-4, 202-5, 202-6)가 추가된 구성이 되어, 선간 전압 Vab, Vbc, Vca가 입력값으로 되어 있다.

그리고, 이상의 설명에서는, 인코더나 리졸버와 같이 분해능이 높은 위치 검출 센서를 대신하여 홀 센서 등의 염가이지만 분해능이 낮은 위치 검출 센서에 적용하는 것으로 설명하였다. 그러나, 분해능이 높은 인코더나 리졸버에도 모터의 회전 속도가 낮아지면 검출 샘플수가 적게 되어 로터의 위치나 각속도의 검출 정밀도가 악화되므로, 인코더나 리졸버에도 본 발명을 적용하여 모터의 회전 속도가 늦은 영역에서도 로터의 위치, 각속도의 검출 정밀도를 양호하게 할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 모터 구동 제어 장치 및 전동 파워 스티어링 장치에 의하면, 염가의 로터 위치 검출 센서를 사용해도, 모터의 전압, 전류 등으로부터 산출되는 로터의 전기각과 염가의 로터 위치 검출 센서를 조합함으로써, 모터의 저회전 속도 영역도 포함하고, 정밀도가 높은 로터의 전기각 또는 각속도를 검출할 수 있고, 또한 모터 코일의 저항값 및 온도도 검출할 수 있는 모터 구동 제어 장치를 제공할 수 있다.

또, 전동 파워 스티어링 장치에 있어서는, 염가의 로터 위치 검출 센서를 사용해도 정밀도가 높은 로터의 전기각을 검출할 수 있는 모터 구동 제어 장치를 사용하여, 토크 리플이 적은 모터 제어에 의하여, 핸들의 급격한 조타를 원활하게 추종할 수 있는 염가의 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.

본 발명에 관한 모터 구동 제어 장치는, 비교적 고성능이 아닌 염가의 로터 위치 검출 센서를 사용하여도, 정밀도가 양호하게 로터 위치를 산출할 수 있고, 또, 모터의 저속 영역이나 모터의 온도 변화가 있어도 로터 위치를 정밀도 양호하고 산출 가능하므로, 모터를 정밀도 양호하고 구동 제어할 수 있다.

또, 본 발명에 관한 전동 파워 스티어링 장치는, 전술한 모터 구동 제어 장치를 사용하므로, 전동 파워 스티어링 장치의 모터를 정밀도 양호하고 구동 제어할 수 있고, 긴급 피난 등의 핸들의 고속 전환 조타라도, 위화감이 없는 핸들 조타를 염가의 가격으로 제공할 수 있다.

Claims

3개 이상의 상을 가지는 브러시리스 DC 모터의 상전압 또는 선간 전압을 검출하는 전압 검출 회로;

상기 모터의 전류를 검출하는 전류 검출 회로;

상기 상전압 또는 선간 전압, 상기 모터의 전류, 상기 모터의 코일 저항값, 및 코일 인덕턴스 값으로부터 상기 모터의 각 상의 역기전 전압(back-EMF)을 산출하는 역기전 전압 검출 회로;

상기 각 상의 역기전 전압 중에서 최대값으로 되는 역기전 전압을 검출하여 상기 모터에 있는 로터의 각속도 ω를 산출하는 각속도 산출 회로; 및

상기 각속도 ω로부터 로터의 전기각 θ를 추정하는 로터 위치 추정 회로

를 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 로터 위치 추정 회로가 상기 모터에 있는 로터의 전기각 θ₀를 이산적으로 검출하는 로터 위치 검출 센서를 구비하고, 상기 로터의 산출된 전기각 θ가 상기 로터의 검출된 전기각 θ₀에 의해 수정되는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 로터 위치 추정 회로가 상기 산출된 전기각 θ와 상기 검출된 전기각 θ₀와의 오차 Δθ에 기초하여, 상기 코일 저항의 온도 변화에 의한 저항 변화분 ΔR를 산출하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제3항에 있어서,

상기 로터 위치 추정 회로가 상기 저항 변화분 ΔR로부터 상기 코일의 온도 변화분 ΔT를 산출하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제3항 또는 제4항에 있어서,

상기 로터 위치 추정 회로가 상기 온도 변화분 ΔT 또는 상기 저항 변화분 ΔR를 사용하여, 상기 로터의 산출된 전기각 θ를 수정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 전류 검출 회로의 입력 또는 출력에 배치되는 저역통과 필터를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항 내지 제6항 중 어느 하나에 기재된 모터 구동 제어 장치가 사용되는 전동 파워 스티어링 장치.