JP4400043B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、改良したモータ駆動制御回路を装填した電動パワーステアリング装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動パワーステアリング装置に使用されるモータの駆動制御方式、例えばモータの駆動制御方式として、ロータの回転位置に基づいて、制御器からインバータを介して回転磁界を発生させ、ロータの回転を駆動制御させるようにしたベクトル制御が採用される。すなわち、ベクトル制御は、ロータの外周面に所定角度の間隔で配された複数の励磁コイルに、ロータ位置に応じて制御回路によって各励磁コイルの励磁を順次切り換えることにより、ロータの回転駆動を制御するようになっている。
【０００３】
この種のベクトル制御は、例えば特許文献１などに開示されている。図６は、モータの駆動制御を示す回路構成である。
【０００４】
同図において、モータの制御指令値を決定する指令電流決定部５１から、ＰＩ制御部５２、２相／３相座標変換部５３、ＰＷＭ制御部５４、インバータ５５を介してモータ５６に至る指令信号の主経路が形成されている。また、インバータ５５とモータ５６との間に電流センサ５７が配され、該電流センサ５７で検出された信号を、指令電流決定部５１とＰＩ制御部５２との間に配された減算回路５８にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。このフィードバック経路には、３相／２相座標変換部５９が配されている。
【０００５】
この制御系により、指令電流決定部５１では、トルクセンサで検出されたトルク指令値Ｔｒｅｆや、位置検出センサ１１で検出されたロータの回転角度θと電気角速度ωを受け、指令電流Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。この指令電流Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、それぞれ、電流センサ５７で検出された後、フィードバック経路の３相／２相座標変換部５９で２相に変換されたフィードバック電流によって補正される。すなわち、フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆとの誤差が、減算回路５８で演算される。その後、ＰＩ制御部５２で、ＰＷＭ制御のデューティーを示す信号がｄ、ｑ成分の形でＶｄ、Ｖｑとして算出され、２相／３相変換部５３によって、ｄ、ｑ成分から、各相成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換される。そして、インバータ５５は、指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに基づいてＰＷＭ制御され、モータ５６にインバータ電流が供給されてモータ５６の回転を制御するようになっている。
【０００６】
なお、６１は車速センサ回路で、６２は感応領域判定回路で、６３は係数発生回路で、６４は基本アシスト力計算回路で、６５は戻し力計算回路で、６６は電気角変換で、６７は角速度変換で、６８は非干渉制御補正値計算である。
【０００７】
このベクトル制御の場合、トルク指令値Ｔｒｅｆおよびω、θに基づいて電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。また、モータのフィードバック電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃがＩｄ、Ｉｑに変換され、その後、ＩｄおよびＩｑと、ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆとの誤差が演算され、その誤差がＰＩ制御による電流制御を実行することによってインバータへの指令値Ｖｄ、Ｖｑが求められる。そして、Ｖｄ、Ｖｑの指令値が再び３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換されインバータ５５が制御され、モータ５６の駆動制御を行うようになっている。
【０００８】
このようなベクトル制御を用いたモータ駆動装置には、モータ１が低速回転の時もモータの位置を正しく検出するために、特許文献２にも記載があるように位置検出センサ１１としてレゾルバやエンコーダを用いる必要がある。正しく位置検出ができない状態でベクトル制御するとモータのトルクリップルが大きくなり、電動パワーステアリング装置としてはハンドルの操舵に振動などの違和感を感じたり、モータ騒音が大きいなどの不具合が発生する。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−１８８２２号公報（第３頁、図１）
【００１０】
【特許文献２】
特開２００１−１８７５７８号公報（第２頁、図２）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上述したようにベクトル制御を用いてモータを制御するためには、モータの位置を正しく検出する必要があるが、レゾルバやエンコーダは高価な部品であるために電動パワーステアリング装置を安価に製作するときの障害となる。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、上記諸点に鑑み、安価なモータ位置推定回路を用いるにも関わらず、モータ制御として優れたベクトル制御を利用できるモータ駆動制御装置を提供し、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドル操作が通常のハンドル操作であっても、緊急避難のための高速切替え操舵であっても、ハンドル操舵に違和感のない、またモータ騒音が大きくない電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、モータ駆動制御回路により、３以上の相を有するブラシレスＤＣモータを駆動してステアリング機構に操舵補助力を付与するようになっている電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータ駆動制御回路が、前記ブラシレスＤＣモータに設けられたホールセンサの出力に基づいて、前記ブラシレスＤＣモータの回転速度及びロータ位置を算出するモータ位置推定回路と、前記モータ位置推定回路で算出された前記回転速度及びロータ位置に基づいて前記ブラシレスＤＣモータをベクトル制御するベクトル制御回路と、前記ブラシレスＤＣモータを矩形波制御する矩形波制御回路と、前記ベクトル制御回路又は矩形波制御回路を切替えるための切替えスイッチと、前記切替えスイッチの切替えの判定基準となる設定回転速度Ｎ１及びＮ２（Ｎ１＞Ｎ２）を有するレベル検出回路とで構成され、前記レベル検出回路は、前記回転速度が上昇過程において前記設定回転速度Ｎ１を越えて高速の時は、前記矩形波制御回路から前記ベクトル制御回路で制御するように前記切替えスイッチを切替え、前記モータの回転速度が下降過程において前記設定回転速度Ｎ２を越えて低速の時は、前記ベクトル制御回路から前記矩形波制御回路で制御するように前記切替えスイッチを切替えるようなヒステリシス特性を有していることにより達成される。また、前記ブラシレスＤＣモータの電流が台形波電流であることによって達成される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
【００１５】
本実施形態では、３相ブラシレスＤＣモータに適用した場合を例として説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のモータについても同様に本発明を適用することができる。
【００１６】
図１において、本発明の実施例に係る３相ブラシレスＤＣモータ１は、円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、軸受３ａ、３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され、かつ３相の励磁コイル６ａ、６ｂおよび６ｃが巻き付けられた固定子（以下、ステータという）６とを具備し、回転軸４および永久磁石５によって回転子（以下、ロータという）７を構成している。このロータ７の回転軸４の一端近傍には、位相検出用のホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３が設置されている。
【００１７】
そして、モータ１の駆動制御は、台形波電流を用いて制御する。ここで、台形波電流で制御するのは、正弦波電流と比較すると、電流ピーク値が同じであれば、台形波電流の方が実効値が大きくなるため、大きな出力値（パワー）を得ることができる。その結果、同性能のモータを製作する場合、制御信号として台形波を用いた方が、モータの小型化を図れるという長所がある。その反面、台形波電流による制御は、正弦波電流による制御に比べて、トルクリップルを小さくするのが困難であるという短所もある。
【００１８】
このような条件の下での、上述した課題を解決するための本発明の実施例を図２を用いて説明する。
【００１９】
本発明のポイントを述べると、エンコーダやレゾルバと比較して分解能の極めて低い安価なホールセンサなどを用い、かつホールセンサの数も少なくて構成していることが一つのポイントである。別のポイントはモータの回転数が高速の時はホールセンサにより構成されたモータ位置推定回路であっても比較的正しくロータの位置を推定できるのでベクトル制御を用い、回転数が低速になり、ホールセンサより得られる時間当たりの信号が少なくなり位置推定の誤差が大きくなった時は、モータの位置推定を必要としない、例えば１２０度通電制御などの矩形波制御に切り替えて制御するということである。
【００２０】
以下、図２を用いて、まず本発明の実施例の構成について説明する。
【００２１】
図２において、モータ１には３個のホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３が配されており、該ホールセンサからのホール信号が位置推定回路４１に入力される。このホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３と位置推定回路４１でモータ位置推定回路を構成している。このモータ位置推定回路は従来より色々提案されており、例えば、特開２００２−２７２１６３などに記載されている。このモータ位置推定回路の性能により後述するモータ１の切替え回転速度が決定される。次に位置推定回路４１からの出力信号である、前記モータの回転速度としてのモータ１の電気角速度ωｅ、およびロータ位置としてのロータ７の回転角度θｅがベクトル制御回路１００に入力される。また、モータ１の電気角速度ωｅはローパスフィルタ（以下ＬＰＦと記す）４９を介してレベル検出回路４２に入力される。レベル検出回路４２には検出基準となる設定回転速度Ｎを示す設定器４３の信号も入力される。
【００２２】
一方、矩形波制御回路４５には、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３より直接信号が入力され、位置推定回路４１の出力が使用されていない点に注目すべきである。つまり、モータ１の回転速度が低速になって位置推定回路４１の出力誤差が大きくなっても矩形波制御回路４５は影響を受けないことである。
【００２３】
一方、モータ１を制御する電流基準値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを算出する回路としてはベクトル制御回路１００の他に、矩形波制御回路４５が配され、前記レベル検出回路４２の切替え信号により前記ベクトル制御回路１００の算出した電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆと矩形波制御回路４５の算出した電流基準値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆを選択する切替えスイッチ４４が配され、切替えスイッチ４４の出力は電流制御回路４６に入力されている。電流制御回路４６の出力がＰＷＭ制御回路３０の入力となり、ＰＷＭ制御回路３０の後にインバータ３１が、インバータ３１の後にモータ１が配されている。なお、モータ１とインバータ３１の間に電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３が配され、モータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出し、電流制御回路４６にフィードバック制御されている。
【００２４】
ここで矩形波制御回路４５とベクトル制御回路１００の内部構成であるが、矩形波制御回路４５は従来より良く知られており、例えば特願２００１−１６８１５１にも記載されている。そして、矩形波制御の特徴としてホールセンサ信号を用い、ロータの位置推定を必要としないので、ホールセンサによる位置推定誤差が大きくなっても矩形波制御に問題はない。
【００２５】
一方、ここで用いるベクトル制御回路は上述したブラシレスＤＣモータを台形波で制御した時にトルクリップル制御に優れたベクトル制御なので、以下、図３を用いて詳細に説明する。
【００２６】
ベクトル制御回路１００において、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各相電流指令値に変換するとともに、フィードバック制御部でｄ、ｑ制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成にした。よって、電流指令値を算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているので、本制御方式を擬似ベクトル制御（ＰｓｅｕｄｏＶｅｃｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ。以下、ＰＶＣ制御と記す）と呼ぶ。
【００２７】
このＰＶＣ制御を用いたモータ駆動制御装置は、図３に示すように、ベクトル制御回路からの電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとに基づいて各相電流誤差を求める減算回路２０−１，２０−２，２０−３および比例積分制御を行うＰＩ制御回路２１とを備え、ＰＷＭ制御部３０のＰＷＭ制御によってインバータ３１からモータ１に各相指令電流が供給され、モータ１の回転駆動を制御するようになっている。
【００２８】
なお、電流制御回路４６は、前記モータの各相の相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとから各相電流誤差を求める減算回路２０−１，２０−２，２０−３とその各相電流誤差を入力とするＰＩ制御部２１から構成されている。また、インバータ３１とモータ１との間に、モータ電流検出回路として電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３が配され、該電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３で検出したモータの各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを減算回路２０−１、２０−２、２０−３に供給するフィードバック回路Ｂが形成されている。
【００２９】
そして、ベクトル制御回路１００は、各相逆起電圧算出回路としての換算回路１０１と、ｄ、ｑ電圧算出回路としての３相／２相変換回路１０２と、Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出回路１０３と、各相電流指令算出回路としての２相／３相変換回路１０４と、Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出回路１０５とトルク指令値Ｔｒｅｆから該モータのベース角速度ωｂを換算する換算回路１０６とを備え、位置推定回路４１によって算出されたロータ７の回転角度θｅと電気角速度ωｅとからなるロータ位置検出信号と、図示しないトルクセンサで検出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆとを受け、ベクトル制御による相指令値信号を算出するようになっている。
【００３０】
これにより、モータ１の駆動制御は以下のように行われる。
【００３１】
先ず、ベクトル制御回路１００で、位置推定回路４１より得られたロータの回転角度θｅと電気角速度ωｅとを受け、換算回路１０１の換算表に基づいて、各相の逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃが算出される。次に、逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃは、ｄ−ｑ電圧算出回路としての３相／２相変換回路１０２で、数１および数２の式に基づいて、ｄ、ｑ成分のｅｄ，ｅｑに変換される。
【００３２】
【数１】

【数２】

また、ｄ軸電流Ｉｄｒｅｆは、ωｂ、ωｅ、およびＴｒｅｆを入力として、Ｉｄｒｅｆ算出回路１０５で求められる。ただし、Ｋｔはトルク係数、ωｂはモータのベース角速度で、ωｂはトルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算回路１０６で求めている。すなわち、
【数３】
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））
である。数３の式に表わされるようにＩｄｒｅｆはモータの回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御が可能である。
【００３３】
一方、ｑ軸電流Ｉｑｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出回路１０３によって、ｅｄ、ｅｑ、ωｅおよびＩｄｒｅｆを入力として、数４に基づいて算出される。すなわち、
【数４】
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ
ここでωｍはモータの機械角速度、ωｅは電気角速度、Ｐはロータの極対数でωｅ＝ωｍ×Ｐである。
【００３４】
上記の式に表わされるようにＩｑｒｅｆは、モータの出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導びかれているため、即座に演算ができる。従って、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。
【００３５】
この電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、各相電流指令値算出回路としての２相／３相変換回路１０４で、数５に示すように各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ、Ｉｂｖｒｅｆ、Ｉｃｖｒｅｆに変換される。この添え字は、例えばＩａｖｒｅｆのａｖｒｅｆは、ベクトル制御によって決定されたａ相の電流指令値が表わされる。
【００３６】
なお、行列式Ｃ２は数６に示すようにモータの回転角度θｅによって決定される定数である。
【００３７】
【数５】

【数６】

そして、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３で検出されたモータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと各相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを減算回路２０−１，２０−２，２０−３で引き算を実施し、各々の誤差を算出する。次に、各相電流の誤差をＰＩ制御回路２１で制御してインバータ３１の指令値、即ちＰＷＭ制御回路３０のデュティーを表わす電圧値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが算出され、その値に基づいてＰＷＭ制御回路３０がインバータ３１をＰＷＭ制御し、モータ１は駆動され、所望のトルクが発生する。以上でベクトル制御回路１００に関する説明を終了する。
【００３８】
ここから第１の発明の実施例に関する作用について図２を用いて説明する。
【００３９】
まず、モータ１の回転速度が設定回転速度Ｎ、例えば５００ｒｐｍより高速である場合、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３から得られるホール信号は時間当たりの信号の点数が多いので、位置推定回路４１は正しくモータ１の電気角速度ωｅおよびロータ７の回転角度θｅを検出できる。ここで、レベル検出回路４２の入力にＬＰＦ４９を配している。その理由は、ＬＰＦ４９の作用によって位置推定回路４１の出力信号のノイズを除去してレベル検出回路４２の判定がチャタリングを起こすのを防止するためである。レベル検出回路４２は、モータの回転速度が設定器４３に示す５００ｒｐｍ以上であるので、切替えスイッチ４４をベクトル制御回路１００と電流制御回路４６を連結するようにする。上述したようにモータ１の電気角速度ωｅおよびロータ７の回転角度θｅが正しく検出できれば、ベクトル制御回路１００は正しい電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出する。よって、切替えスイッチ４４を通して電流制御回路４６には電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが入力され、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３より検出されたモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃのフィードバック電流とを比較してフィードバック制御される。電流制御回路４６の出力信号によりＰＷＭ制御回路３０はインバータ３１のデュティー比を決定し、インバータ３１はそのデュティー比に従ってモータ１を制御する。この制御はモータ回転速度が高速の時なのでホールセンサ４２からの時間当たりの信号数が十分多く正しく検出できるので、ベクトル制御も正しく制御できている。
【００４０】
次に、モータ回転速度が低速になり、５００ｒｐｍより低速になると、ホールセンサ４８より得られる時間当たりのホールセンサ信号がベクトル制御２０を正しく制御できるほど数多く得られなくなる。しかし、設定器４３が示す５００ｒｐｍよりホールセンサ４８より得られる回転速度が少ないのでレベル検出回路４３は、電流制御回路４６と矩形波制御回路４５を連結するように切替えスイッチ４４を切替え制御する。ここで、注目すべきは、矩形波制御回路４５は位置推定回路４１の出力信号を使用しておらず、ホールセンサ４８−１，４８−２，４８−３のホールセンサ信号が直接、矩形波制御回路４５に入力されている点である。よって、位置推定回路４１の出力が不正確になっても矩形波制御回路４５が算出する電流指令値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆは影響されることなく正しい電流指令値を算出できる。また、指摘しておくべき点として、矩形波制御はモータが高速回転の時はトルクリップルが小さくなるように制御するのは困難であるが、低速回転のときは、特願２００１−１６８１５１で開示した制御を用いれば、トルクリップルを小さく制御できるので、モータ１の回転が５００ｒｐｍ以下のようなときはモータのトルク制御に何ら問題はない。電流制御回路４６から後の制御は電流指令値Ｉａｓｒｅｆ，Ｉｂｓｒｅｆ，Ｉｃｓｒｅｆに基づいて正しくトルク制御される。
【００４１】
以上説明したように、本実施例を用いれば、モータが高速の時も、低速の時もトルクリップル制御を正しくでき、電動パワーステアリング装置のハンドル操舵はいかなるときも違和感なく操作できる効果が得られる。
【００４２】
なお、設定回転速度Ｎは、ホールセンサの数と位置推定回路４１の性能によって決定される。性能が良ければＮは小さくなり、性能が悪ければＮは大きくなる。ホールセンサの数を多くすれば正しく検出できる範囲は広くなるがコストが高くなる。
【００４３】
図４は第１の発明の変形例である。図２の矩形波制御回路４５とベクトル制御回路１００の出力である電流指令値を各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとしたが、一般的なベクトル制御はｄ、ｑ軸成分を用いた電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを用いるが、この変形例は図５が示すように矩形波制御回路４５−２およびベクトル制御回路１００−２の出力をｄ、ｑ成分で出力している。またモータ検出電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃも３相／２相変換回路４７−１でＩｄ，Ｉｑに変換してフィードバックしている。そして、電流指令値ＩｄｒｅｆとＩｑｒｅｆとフィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑを入力とし、電流制御回路４６−１まではｄ、ｑ軸による制御をして、最後にＰＷＭ制御回路３０の入力で２相／３相変換回路４７−２でｄ、ｑ成分からａ、ｂ、ｃ相成分に逆変換してインバータ３１を制御しても同じ効果が得られる。
【００４４】
第２の発明について、以下説明する。
【００４５】
上述した第１の発明では切替えスイッチ４４の切替えを決めるモータの回転速度をＮと一つに設定したが、切替え回転速度が一つの場合、回転速度Ｎ付近でベクトル制御と矩形波制御が頻繁に切替り、ハンドル操作に違和感を生じさせる可能性がある。そこで、このような好ましくない現象を避けるために切替えにヒステリシスを利用し、モータ回転速度が低速から高速へ変化する場合の切替え回転速度Ｎ１と高速から低速へ変化する切替え回転速度Ｎ２の２種類の設定回転速度を設ければ、上記のようなチャタリング現象は避けることができる。
【００４６】
図５を用いて、第２の発明の実施例を説明する。
【００４７】
本実施例では、Ｎ１を６５０ｒｐｍとし、Ｎ２を５００ｒｐｍとして説明する。
【００４８】
まず、モータ１が高速回転、例えば２０００ｒｐｍから４００ｒｐｍへ回転速度を落としていく場合について説明する。この場合、ホールセンサ４８−１、４８−２，４８−３から検出されたホール信号は位置推定回路４１に入力され、ヒステリシスを持ったレベル検出回路４２−２において判定される際に、まず、回転速度が落ちてくる場合には、６５０ｒｐｍを表わすＮ１では判定されずに、設定回路４３−２が示すＮ２、つまり５００ｒｐｍより低速になるとレベル検出回路４２−２は切り返すスイッチ４４を切替え、電流制御回路４６をベクトル制御回路１００から矩形波制御回路４５へ切り替える。モータ１の低速回転時は、矩形波制御回路で制御しても、上述したようにモータのトルクは正しく制御できる。
【００４９】
次に、低速回転から高速回転に向かう場合、例えば４００ｒｐｍから２０００ｒｐｍへ回転速度が上昇する場合は、レベル検出回路４２−２は先ほど用いた回転速度Ｎ２、つまり５００ｒｐｍではなく、設定回路４３−１が示すＮ１である６５０ｒｐｍ以上になるレベル検出回路４２−２は切替えスイッチ４４を切り替え、電流制御回路４６が矩形波制御回路４５からベクトル制御回路１００へ入力を切り替えるようにする。６５０ｒｐｍ以上であれば、位置推定回路４１は充分正しいロータ７の回転角度θｅとモータ１の電気角速度ωｅを検出できるのでベクトル制御回路１００の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆに基づき制御してもモータのトルク制御を正しく制御でき、電動パワー−ステアリング装置は急激なハンドル操舵にも滑らかに追随できハンドル操作に違和感は感じない。また、このように制御の切替えにヒステリシス特性を有したレベル検出回路を用いれば、モータの回転速度が５００ｒｐｍ付近で切替えスイッチ４４が交互に入り替わって矩形波制御とベクトル制御が頻繁に切り替わり、ハンドル操作に違和感が生じることを防止できる。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように、本発明に係るモータ駆動制御装置および電動パワーステアリング装置を用いれば、安価なモータ位置推定回路を用いて、モータの低速回転時のベクトル制御の短所を回避しながら、その他の広範な回転速度領域ではベクトル制御で正しくモータのトルク制御ができるモータ駆動制御装置を提供でき、さらに、ハンドル操作がスムーズで騒音の小さい電動パワーステアリング装置を提供できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御対象であるブラシレスＤＣモータを示す図である。
【図２】第１の発明の実施例の制御ブロック図である。
【図３】本発明のベクトル制御回路が疑似ベクトル制御である場合の制御ブロック図である。
【図４】第１の本発明の変形例の制御ブロック図である。
【図５】第２の発明の実施例の制御ブロック図である。
【図６】従来のエンコーダまたはレゾルバを用いたベクトル制御の制御ブロック図である。
【符号の説明】
１００ ベクトル制御回路
４１ 位置推定回路
４２、４２−２ レベル検出回路
４３、４３−１，４３−２ 設定器
４４ 切替えスイッチ
４５ 矩形波制御回路
４６ 電流制御回路
４７−２ ２相／３相変換回路
４７−１ ３相／２相変換回路
４８−１，４８−２，４８−３ ホールセンサ
４９ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０１ 換算回路
１０２ ３相／２相変換回路
１０３ ｑ軸指令電流算出回路
１０４ ２相／３相変換回路
１０５ ｑ軸指令電流算出回路
２０−１，２０−２，２０−３ 減算回路
２１ ＰＩ制御回路
３０ ＰＷＭ制御回路
３１ インバータ
３２−１，３２−２，３２−３ 電流検出器
１ モータ
２ ハウジング
３ａ，３ｂ 軸受
４ 回転軸
５ 永久磁石
６ 固定子
７ 回転子

Claims (2)

1. モータ駆動制御回路により、３以上の相を有するブラシレスＤＣモータを駆動してステアリング機構に操舵補助力を付与するようになっている電動パワーステアリング装置において、
   前記モータ駆動制御回路が、
   前記ブラシレスＤＣモータに設けられたホールセンサの出力に基づいて、前記ブラシレスＤＣモータの回転速度及びロータ位置を算出するモータ位置推定回路と、前記モータ位置推定回路で算出された前記回転速度及びロータ位置に基づいて前記ブラシレスＤＣモータをベクトル制御するベクトル制御回路と、前記ブラシレスＤＣモータを矩形波制御する矩形波制御回路と、前記ベクトル制御回路又は矩形波制御回路を切替えるための切替えスイッチと、前記切替えスイッチの切替えの判定基準となる設定回転速度Ｎ１及びＮ２（Ｎ１＞Ｎ２）を有するレベル検出回路とで構成され、
   前記レベル検出回路は、前記回転速度が上昇過程において前記設定回転速度Ｎ１を越えて高速の時は、前記矩形波制御回路から前記ベクトル制御回路で制御するように前記切替えスイッチを切替え、前記モータの回転速度が下降過程において前記設定回転速度Ｎ２を越えて低速の時は、前記ベクトル制御回路から前記矩形波制御回路で制御するように前記切替えスイッチを切替えるようなヒステリシス特性を有していることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記ブラシレスＤＣモータの電流が台形波電流である請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。

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