JP3804686B2 - モータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置に用いるに最適なモータ駆動制御装置の改良並びにそれを用いた電動パワースタリング装置に関する。

従来電動パワーステアリング装置に使用されるモータは一般的には永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）であり、永久磁石同期モータは３相の正弦波電流で駆動されている。また、モータを駆動する制御方式としては、ベクトル制御と称する制御方式が広く使用されている。しかし、電動パワーステアリング装置の小型化の要望が強く、小型化に適したモータとしてブラシレスＤＣモータを用いる傾向にある。

このような状況の下で、従来の電動パワーステアリング装置用モータのベクトル制御方式を用いたモータ駆動制御装置について、図１を参照して説明する。

その構成はモータ１の電流を制御する電流指令値算出部１００の後に、電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとの誤差を検出する減算器２０−１，２０−２，２０−３と、減算器２０−１，２０−２，２０−３からの各誤差信号を入力するＰＩ制御部２１と、ＰＩ制御部２１からの電圧ｖａ，ｖｂ，ｖｃを入力するＰＷＭ制御部３０と、直流を交流に変換するインバータ３１とを介してモータ１に至る主経路が接続されている。インバータ３１とモータ１との間にはモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出する電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３が配され、検出されたモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃがそれぞれ減算器２０−１，２０−２，２０−３にフィードバックされるフィードバック制御系Ｂが構成されている。

次に、電流指令値算出部１００について説明する。先ずその入力に関して、図示しないトルクセンサで検出されたトルクから算出されたトルク指令値Ｔｒｅｆと、モータ１に接続された位置検出センサ１１で検出されたモータ１内のロータの回転角θｅと、微分回路２４で演算された電気角速度ωｅとを入力している。電気角速度ωｅ及びロータの回転角θｅを入力とし、換算部１０１で逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを算出する。次に、３相／２相変換部１０２でｄ軸成分電圧ｅｄ、ｑ軸成分電圧ｅｑに変換し、このｄ軸成分電圧ｅｄ、ｑ軸成分電圧ｅｑを入力としてｑ軸指令電流算出部１０８でｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆが算出される。ただし、この場合、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０として演算される。即ち、モータの出力方程式
（数１）
Ｔｒｅｆ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）

において、Ｉｄ＝Ｉｄｒｅｆ＝０を入力すると、
（数２）
Ｉｑ＝Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ／ｅｑ）

として算出される。電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０８からの電流指令値Ｉｑｒｅｆと後述する進角制御の進角Φに基づいて算出される。即ち、ｑ軸指令電流算出部１０８は進角算出部１０７で算出された進角Φと電流指令値Ｉｑｒｅｆを入力し、２相／３相変換部１０９にて電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出される。

なお、Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）或いはΦ＝Ｋ（１−（ωｂ／ωｍ））などの関数が経験的に用いられる（“ａｃｏｓ”はｃｏｓ^−１を表わす）。また、モータのベース角速度ωｂとは、弱め界磁制御を用いずにモータ１を駆動させた際のモータの限界角速度である。図２にトルクＴとモータの回転数ｎ（角速度ωｅ）の関係を示し、弱め界磁制御がない場合の限界角速度ωｂの一例を示す。

次に、進角制御について説明する。

モータ１が高速回転でない間、つまりモータ１の機械角速度ωｍがモータのベース角速度ωｂより低速の間は、電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆは進角Φに関係なく、電流指令値Ｉｑｒｅｆから２相／３相変換部１０９で算出された値に従って制御すれば、トルク指令値Ｔｒｅｆに従ったトルクを出力することができる。つまり、電動パワーステアリング装置としては、運転手のハンドル操作がスムーズに実行されていることを意味する。

ところが、モータ１が高速回転、即ちモータの機械角速度ωｍがモータのベース角速度ωｂより高速になると、進角Φを加味した制御を実行しないとベース角速度ωｂより高速の角速度を実現することができなくなる。このモータの高速回転を電動パワーステアリング装置に置き換えると、駐車時の切り返しや緊急避難のためのハンドル急操舵の場合に、ハンドル操作にモータ１が追従しないために運転者の操舵フィーリングを悪化させてしまうのである。

モータの高速回転時のトルク制御として弱め界磁制御という制御方式があり、その具体的な一手法として進角制御がある。この進角制御方式の詳細は、特許文献１や非特許文献１に記載されている。進角制御方式の特徴は、電流指令値Ｉｑｒｅｆの位相を角度Φだけ進めて界磁弱めの成分を作成することである。図１０（Ｂ）において、電流指令値Ｉｑｒｅｆを角度Φだけ進めるとｄ軸成分としてＩｑｒｅｆ×ｓｉｎΦが、ｑ軸成分としてＩｑｒｅｆ×ｃｏｓΦが発生する。ここで、Ｉｑｒｅｆ×ｓｉｎΦが界磁弱め成分として作用し、Ｉｑｒｅｆ×ｃｏｓΦがトルク成分として作用する。

また、電動パワーステアリング装置に使用されるモータの駆動制御方式として、ロータの回転位置に基づいて、制御器からインバータを介して回転磁界を発生させ、ロータの回転を駆動制御させるようにしたベクトル制御が採用される。即ち、ベクトル制御は、ロータの外周面に所定角度の間隔で配された複数の励磁コイルに、ロータ位置に応じて制御回路によって各励磁コイルの励磁を順次切り換えることにより、ロータの回転駆動を制御するようになっている。

この種のベクトル制御は、例えば特許文献２などに開示されている。図３は、ベクトル制御によるモータ５６の駆動制御の一例を示すブロック構成である。

図３において、モータ５６の制御指令値を決定する指令電流決定部５１から、ＰＩ制御部５２、２相／３相座標変換部５３、ＰＷＭ電圧発生部５４、インバータ５５を介してモータ５６に至る指令信号の主経路が形成されている。また、インバータ５５とモータ５６との間に電流センサ５７１，５７２が配され、これら電流センサ５７１，５７２で検出されたモータ電流を３相／２相座標変換部５９で２相に変換し、２相電流成分Ｉｑ，Ｉｄを指令電流決定部５１とＰＩ制御部５２との間に配された減算回路５８１，５８２にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。

この制御系により、指令電流決定部５１では、トルクセンサで検出されたトルクから算出されるトルク指令値Ｔｒｅｆや、位置検出センサで検出されたロータの回転角θと電気角ωを受け、電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆが決定される。これら電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆはそれぞれ減算回路５８１，５８２において、フィードバック経路の３相／２相座標変換部５９で２相に変換された２相電流成分Ｉｑ，Ｉｄによってフィードバック補正される。即ち、２相電流成分Ｉｄ，Ｉｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆとの誤差が減算回路５８１，５８２で演算される。その後、ＰＩ制御部５２１，５２２で、ＰＷＭ制御のデューティを示す信号がｄ成分及びｑ成分の形で指令値Ｖｄ及びＶｑとして算出され、２相／３相座標変換部５３によってｄ成分及びｑ成分から３相成分Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに逆変換される。そして、インバータ５５は、３相の指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基づいてＰＷＭ制御され、モータ５６にインバータ電流が供給されてモータ５６の回転を制御するようになっている。

なお、６１は車速センサ、６２は感応領域判定回路、６３は係数発生回路、６４は基本アシスト力計算回路、６５は戻し力計算回路、６６は電気角変換部、６７は角速度変換部、６８は非干渉制御補正値計算部である。

上述のようなベクトル制御の場合、トルク指令値Ｔｒｅｆ及び電気角ω、回転角θに基づいて電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆが決定される。また、モータ５６のフィードバック電流Ｉｕ，Ｉｗが３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに変換された後、２相電流成分Ｉｄ，Ｉｑに変換され、その後、減算回路５８２及び５８１で２相電流成分Ｉｄ及びＩｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆとの誤差が演算され、その誤差がＰＩ制御による電流制御を実行することによってインバータ５５への指令値Ｖｄ、Ｖｑが求められる。そして、指令値Ｖｄ、Ｖｑが２相／３相座標変換部５３で再び３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換され、インバータ５５が制御されてモータ５６の駆動制御を行うようになっている。
米国特許第５６７７６０５号明細書 特開２００１−１８８２２号公報 Ｃ．Ｃ．Ｃｈａｎ ｅｔ ａｌ「Ｎｏｖｅｌ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ ｆｏｒ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅｓ」 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏｌ ４３ Ｎｏ．２ Ａｐｒｉｌ １９９６ ｐａｇｅ ３３５ Ｆｉｇ．５

ところで、進角制御により発生するｄ軸成分及びｑ軸成分は、電流指令値Ｉｑｒｅｆを位相Φだけ進めるだけなので、ｄ軸のＩｑｒｅｆ×ｓｉｎΦとｑ軸のＩｑｒｅｆ×ｃｏｓΦが一定関係に縛られ、必ずしも量的なバランスが最適化されていないのである。その結果、高速回転時にモータ端子電圧が飽和し、電流指令値にモータ電流が追従できず、トルクリップルが大きくなったり、モータ騒音も大きくなる。このため、電動パワーステアリング装置としては、急速なハンドル操舵時に、ハンドルを通して異常な振動を感じたり、モータ騒音を引起こし運転手に不快感を与えるなどの不具合が生じる。

また、上述したようなベクトル制御の場合、モータ５６の検出電流やインバータ５５の出力は３相であり、フィードバック制御系は２相である。このように２相／３相座標変換部５３で再び２相から３相に逆変換することによって、モータ５６を駆動制御する必要があり、２相／３相変換及び３相／２相変換が混在しているために制御系全体が複雑になってしまう問題がある。

そして、モータ５６の制御は、制御系の線形性を維持することができれば制御応答性が良好になり、制御が容易で制御目標も達成しやすい。ところが、モータ５６の駆動制御には様々な非線形性の要因が含まれる。モータ駆動の非線形性を発生させる要因として、例えばインバータ制御のデッドタイムがある。即ち、インバータのスイッチング素子としてＦＥＴが使用されるが、ＦＥＴは理想的なスイッチング素子ではなく、上下アームにおける短絡を防止するために、上下アームのＦＥＴを共にオフ状態にする期間（デッドタイム）が設けられる。このようなデッドタイムを有するＦＥＴのスイッチングにより発生するモータ電流には、スイッチング過渡状態の非線形要素が含まれることになる。また、モータ電流を検出する検出素子や検出回路などにも非線形要素が含まれる。

このことは、例えばａ相電流Ｉａに発生する非線形要素が、フィードバック系の３相／２相座標変換部５９におけるｄ−ｑ変換によって、ｄ軸電流成分Ｉｄ及びｑ軸電流成分Ｉｑに含有されてしまう。そのため、電流成分Ｉｄ，Ｉｑに基づいて電流制御が行われ、ＰＩ制御部５２２及び５２１からインバータ５５への指令値Ｖｄ及びＶｑが算出され、更に２相／３相座標変換部５３でｄ相及びｑ相からａ相、ｂ相及びｃ相に逆変換され、３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが算出される。これにより、当初ａ相電流Ｉａに含まれていた非線形要素が、ｄ−ｑ変換によってインバータ５５の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに拡散され、ａ相だけでなく、ｂ相及びｃ相の指令値にも非線形要素が含まれてしまう。つまり、上記従来の制御方式の場合、モータを３相で駆動しているにも拘わらず、フィードバックの電流制御を２相で演算し、２相で決定された指令値Ｖｄ、Ｖｑを形式的に３相指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに変換して制御しているため、非線型要素が拡散してしまうのである。

従って、上記従来のモータ制御によるとトルクリップルが大きく、モータの騒音も大きいという問題があった。また、このようなモータ制御を電動パワーステアリング装置に適用すると、ハンドル操作に追従して、正確かつ円滑にアシストすることができず、操舵時に振動を感じたり、騒音が大きくなるという問題が生じてしまう。

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータ制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態で制御することにより、トルクリップルが小さく、騒音ノイズの小さいモータ駆動制御装置を提供すると共に、このモータ駆動制御装置を電動パワーステアリング装置に採用し、操舵性能を向上させ、良好な操舵感を備えた電動パワーステアリング装置を提供することにある。

更に本発明の目的は、モータの高速回転時にもモータ端子電圧が飽和せず、トルクリップルが小さく、モータ騒音も小さく、電動パワーステアリング装置にあってはハンドルの急速な操舵時にも、騒音も小さく、ハンドル操作が滑らかに追随できるモータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明は３以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータの電流波形又は誘起電圧がｎ（２以上の自然数）次高調波が含まれた矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記モータの逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ−ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑ、前記モータの回転角度、角速度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値に基づいてｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、ｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆに基づいて前記モータの電流を制御する電流制御部とを設けることによって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記モータが３相の場合、相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを前記電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ及び前記モータの回転角度θｅに依存する定数によって算出することにより、或いは前記電流制御部が積分制御を含んでいることにより、或いは前記モータがブラシレスＤＣモータであることにより、或いは前記モータ駆動制御装置が、車両のステアリング系にアシストを付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いられることにより、或いは前記モータの検出された機械角速度ωｍが前記モータのベース角速度ωｂより高速である場合に、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが、前記モータのトルク指令値Ｔｒｅｆ、前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍにより算出されることにより、或いは前記電流指令値Ｉｑｒｅｆは、前記モータの回転角度、角速度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値で定義されたモータ出力方程式に前記電流指令値を代入して算出されることにより、或いは前記電流指令値Ｉｄｒｅｆは、前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及びｓｉｎΦの関数で求められ、進角Φは前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍから導かれることにより、或いは前記モータが３以上の相を有するブラシレスＤＣモータであることによって、より効果的に達成される。

さらに、上記各モータ駆動制御装置を、車両のステアリング系にアシストを付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いることにより、本発明の上記目的とする電動パワーステアリング装置が得られる。

本発明の上記目的は、前記モータがブラシレスＤＣモータであり、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（２以上の自然数）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として、“ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値”とし、前記電流制御部が少なくとも前記矩形波若しくは擬似矩形波の誘起電圧波形の関数でモータ電流波形を与えることにより、より効果的に達成される。

また、本発明の上記目的は、前記モータ駆動装置は角度推定手段を有し、前記角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えることにより、或いは前記電流制御の応答周波数の上限値が１０００Ｈｚであることにより、より効果的に達成される。

上述のように、本発明によれば、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルが少なく、またモータ騒音が小さい効果があり、さらに、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる優れた効果がある。

また、本発明に係る電動パワーステアリング装置によると、ベクトル制御を基に各相電流指令値を算出し、電流フィードバック制御は各相個別に制御するＰＶＣ制御を用いることにより、ブラシレスＤＣモータを小型で、トルクリップルが小さく、モータ騒音も小さくなるように制御できるモータ駆動制御装置を提供でき、ハンドル操作がスムーズで騒音の小さい電動パワーステアリング装置を提供できる。

以下に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

本例では３相ブラシレスＤＣモータについて説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のモータについても同様に本発明を適用することができる。

図４に示すように本発明に係る３相ブラシレスＤＣモータ１は、円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、上下端部の軸受３ａ、３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され、かつ３相の励磁コイル６ａ、６ｂ及び６ｃが巻き付けられたステータ６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によってロータ７を構成している。このロータ７の回転軸４の一端近傍には、位相検出用のリング状永久磁石８が固定され、この永久磁石８は、周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁されている。

ハウジング２内の軸受３ｂが配設された側の端面には、ステ−９を介してリング状の薄板で成る支持基板１０が配設されている。この支持基板１０には、永久磁石８に対向するように、レゾルバやエンコーダなどのロータ位置検出器１１が固定されている。なお、ロータ位置検出器１１は図５に示すように、実際には励磁コイル６ａ〜６ｃの駆動タイミングに対応して周方向に適宜離間して複数設けられている。ここで、励磁コイル６ａ〜６ｃは、ロータ７の外周面を電気角で１２０度ずつ離隔して取り囲むように配設され、各励磁コイル６ａ〜６ｃのコイル抵抗は全て等しくなるようになっている。

また、ロータ位置検出器１１は、対向する永久磁石８の磁極に応じて位置検出信号を出力するようになっている。ロータ位置検出器１１は、永久磁石８の磁極によって変化することを利用してロータ７の回転位置を検知するようになっている。この回転位置に応じて、後述するベクトル制御相電流指令値算出部２０が、３相励磁コイル６ａ〜６ｃに対して２相同時に通電しながら、励磁コイル６ａ〜６ｃを１相ずつ順次切り換える２相励磁方式によって、ロータ７を回転駆動させるようになっている。

そして、モータ１の駆動制御は、モータ電流として矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧を用いて制御する。

ここで、矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又は誘起電圧の矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧で制御するのは、正弦波電流又は正弦波電圧と比較すると、電流ピーク値又は電圧ピーク値が同じであれば、矩形波電流又は矩形波電圧の方が実効値が大きくなるため、大きな出力値（パワー）を得ることができるからである。その結果、同性能のモータを製作する場合、モータ電流として矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧を用いた方が、モータの小型化を図れるという長所がある。その反面、矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又は誘起電圧の矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧による制御は、正弦波電流又は正弦波電圧による制御に比べて、トルクリップルを小さくするのが困難であるという短所もある。

電流（Ｉｄ）制御によって制御されるモータ電流波形の一例を図６に示す。図６（Ａ）は、比較的モータ１が低速回転で電流（Ｉｄ）制御による弱め界磁制御が無い場合（Ｉｄｒｅｆ＝０）のモータ電流波形を示し、図６（Ｂ）はモータ１が高速回転で電流（Ｉｄ）制御による弱め界磁制御が有る場合のモータ電流波形を示している。図６（Ａ）はモータ電流波形であり、これに対応する誘起電圧の波形は図７（Ａ）に示すような矩形（台形）波となっている。図７（Ａ）の誘起電圧の波形に対して、Ｉｄ＝０のときの実際の電流波形は図７（Ｂ）（図６（Ａ）に対応）になり、Ｉｄ＝１０[Ａ]のときの実際の電流波形は図７（Ｃ）（図６（Ｂ）に対応）になる。本発明で意味する矩形波電流又は矩形波電圧とは、な完全な矩形波（台形波）とは異なり、図６（Ａ）又は図７（Ｂ）のような凹部や図６（Ｂ）又は図７（Ｃ）のようなピークを持った波形、或いは図７（Ａ）のような電流波形（擬似矩形波電流）又は電圧波形（擬似矩形波電圧）を含むものである。

本発明に係るモータはｎ（＝２，３，４，…）次高調波の電流又は電圧で駆動され、ｎ次高調波の周波数が電流制御の応答周波数の上限値（例えば１０００Ｈｚ）以下となっている。即ち、モータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（＝２，３，４，…）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎが、下記数３で表わされる、
（数３）
ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値
Ｐは極数、ωは実回転数である。

この場合、角度センサを設け、少なくとも矩形波又は擬似矩形波の誘起電圧波形の関数で電流波形を与えるようにする。モータ相関の電気的時定数を制御周期以上としても良く、角度推定手段を設け、この角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えるようにしても良い。

振幅成分の５％以上の次数波成分ｎに対して、上記数３で設定する理由は下記による。電流指令値に電流制御部で応答できない次数波成分ｎが乗ると、モータのトルクリップルとして現れる。モータのトルクリップルが１０％以内であれば、トルク制御系でハンドルに感じないようにすることは知られている（例えば特許第３２９８００６号）。従って、電流値（トルク）で１０％以下になるように、逆起電圧の高次数波成分を決めることができる。逆起電圧と電流に含まれる高次数波成分の関係は、ベクトル制御（又は擬似ベクトル制御）の態様によって一意には求められないが、実験的に振幅成分の５％以下であれば電流値（トルク）で１０％以下になることが知見された。

また、電動パワーステアリングでは通常２０ＫＨｚのＰＷＭ制御を行っているが、２０ＫＨｚより低周波になるとモータ騒音が問題になり、２０ＫＨｚより高周波になると電磁放射ノイズや発熱の問題が生じる。これは駆動手段としてのＦＥＴの性能に左右され、２０ＫＨｚのＰＷＭ制御では１／２０の１０００Ｈｚが電流制御の応答周波数の上限値となり、４０ＫＨｚのＰＷＭ制御では１／２０の２０００Ｈｚが電流制御の応答周波数の上限値となる。

このような特性のモータ（極数Ｐ）に対して、本発明では図８に示すようなモータ駆動制御装置を構成する。即ち、本発明のモータ駆動制御装置はベクトル制御相電流指令値算出部２０と、ベクトル制御相電流指令値算出部２０からの電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆと、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３からのモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとに基づいて各相電流誤差を求める減算回路２０−１，２０−２，２０−３と、比例積分制御を行うＰＩ制御部２１とを備え、ＰＷＭ制御部３０のＰＷＭ制御によってインバータ３１からモータ１に各相指令電流が供給され、モータ１の回転駆動を制御するようになっている。破線で示す領域Ａは電流制御部を構成している。

本実施例ではベクトル制御相指令値算出回路２０において、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各相電流指令値に変換すると共に、フィードバック制御部でｄ、ｑ制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成にしている。よって、電流指令値を算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているので、本制御方式を擬似ベクトル制御（Ｐｓｅｕｄｏ Ｖｅｃｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ。以下、「ＰＶＣ制御」とする。）と呼ぶ。

なお、本実施例の電流制御部Ａは、モータ１の各相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとから各相電流誤差を求める減算回路２０−１，２０−２，２０−３と、その各相電流誤差を入力とするＰＩ制御部２１とで構成されている。また、インバータ３１とモータ１との間に、モータ電流検出回路として電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３が配され、電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３で検出したモータの各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを減算回路２０−１、２０−２、２０−３に供給するフィードバック回路Ｂが形成されている。

また、ベクトル制御相電流指令値算出部２０は、各相逆起電圧算出部としての換算部１０１と、ｄ軸及びｑ軸電圧算出部としての３相／２相変換部１０２と、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部１０３と、各相電流指令算出部としての２相／３相変換部１０４と、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部１０５と、トルク指令値Ｔｒｅｆからモータのベース角速度ωｂを換算する換算部１０６とを備え、レゾルバなどのロータ位置検出器１１によって検出されたロータ７の回転角度θｅと、回転角度θｅを微分回路２４で算出した電気角速度ωｅとで成るロータ位置検出信号と、図示しないトルクセンサで検出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆとを受け、ベクトル制御による相指令値信号を算出するようになっている。ロータ位置検出器１１は角度センサとしての機能を有しており、角度推定手段に置き換えることも可能である。

トルク指令値Ｔｒｅｆはｑ軸指令電流算出部１０３、換算部１０６及びｄ軸指令電流算出部１０５に入力され、回転角度θｅは換算部１０１、３相／２相変換部１０２及び２相／３相変換部１０４に入力され、電気角速度ωｅは換算部１０１、ｑ軸指令電流算出部１０３及びｄ軸指令電流算出部１０５に入力される。

このようなＰＶＣ制御を用いたモータ駆動制御装置の構成において、モータ１の駆動制御は以下のように行われる。

先ず、ベクトル制御相電流指令値算出部２０でロータ７の回転角度θｅ及び電気角速度ωｅを換算部１０１に入力し、換算部１０１に格納されている換算表に基づいて各相の逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃが算出される。逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃはｎ次高調波の矩形波若しくは擬似矩形波であり、ｎ次高調波の周波数はモータの電気角速度にｎを乗じたものである。モータの電気角速度は、モータの実速度をωとすると、Ｐ／２×ωで表わされる。次に、逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃはｄ−ｑ電圧算出部としての３相／２相変換部１０２で、下記数４及び数５に基づいて、ｄ軸及びｑ軸成分の電圧ｅｄ及びｅｑに変換される。

次に、本発明の重要なポイントであるｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆの算出方法について説明する。

ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは、換算部１０６からのベース角速度ωｂ、微分回路２４からの電気角速度ωｅ、トルクセンサからのトルク指令値Ｔｒｅｆを入力としてｄ軸指令電流算出部１０５で下記数６に従って算出される。ただし、Ｋｔはトルク係数、ωｂはモータのベース角速度で、ベース角速度ωｂはトルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算部１０６で求めている。
（数６）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））

上記数６のａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）の項に関し、モータの回転速度が高速回転でない場合、つまりモータ１の機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより低速時の場合は、ωｍ＜ωｂとなるのでａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）＝０となり、よってＩｄｒｅｆ＝０となる。しかし、高速回転時、つまり機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になると、電流指令値Ｉｄｒｅｆの値が現れて、弱め界磁制御を始める。数６に表わされるように、電流指令値Ｉｄｒｅｆはモータ１の回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御をつなぎめなく円滑に行うことが可能であるという優れた効果がある。

また、別の効果として、モータ端子電圧の飽和の問題に関しても効果がある。モータの相電圧Ｖは、一般的に
（数７）
Ｖ＝Ｅ＋Ｒ・Ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）

で表わされる。ここで、Ｅは逆起電圧、Ｒは固定抵抗、Ｌはインダクタンスであり、逆起電圧Ｅはモータが高速回転になるほど大きくなり、バッテリ電圧などの電源電圧は固定であるから、モータの制御に利用できる電圧範囲が狭くなる。この電圧飽和に達する角速度がベース角速度ωｂで、電圧飽和が生じるとＰＷＭ制御のデューティ比が１００％に達し、それ以上は電流指令値に追随できなくり、その結果トルクリップルが大きくなる。

しかし、数６で表わされる電流指令値Ｉｄｒｅｆは極性が負であり、上記数６のＬ（ｄｉ／ｄｔ）に関する電流指令値Ｉｄｒｅｆの誘起電圧成分は、逆起電圧Ｅと極性が反対となる。よって、高速回転になるほど値が大きくなる逆起電圧Ｅを、電流指令値Ｉｄｒｅｆによって誘起される電圧で減じる効果を示す。その結果、モータ１が高速回転になっても、電流指令値Ｉｄｒｅｆの効果によってモータを制御できる電圧範囲が広くなる。つまり、電流指令値Ｉｄｒｅｆの制御による弱め界磁制御によってモータの制御電圧は飽和せず、制御できる範囲が広くなり、モータの高速回転時にもトルクリップルが大きくなることを防止できる効果がある。

上述の電流指令値Ｉｄｒｅｆの算出に関する回路系のブロック構成が図９である。図９において、トルク指令値Ｔｒｅｆは換算部１０６及びトルク係数部１０５ｄに入力され、モータの電気角速度ωｅは機械角算出部１０５ａに入力される。機械角算出部１０５ａはモータの電気角速度ωｅからモータの機械角速度ωｍ（＝ωｅ／Ｐ）を算出し、ａｃｏｓ算出部１０５ｂに入力する。また、換算部１０６は、トルク指令値Ｔｒｅｆをベース角速度ωｂに換算してａｃｏｓ算出部１０５ｂに入力し、トルク係数部１０５ｄはトルク指令値Ｔｒｅｆを係数ｌｑｂ（＝Ｔｒｅｆ／Ｋｔ）に換算して絶対値部１０５ｅに入力する。ａｃｏｓ算出部１０５ｂは入力された機械角速度ωｍ及びベース角速度ωｂを基に、進角Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）を算出してｓｉｎ算出部１０５ｃに入力する。ｓｉｎ算出部１０５ｃは、入力された進角ΦからｓｉｎΦを求めて−１倍する乗算器１０５ｆに入力し、乗算器１０５ｆはｓｉｎ算出部１０５ｃからの進角Φと、絶対値部１０５ｅからの絶対値｜Ｉｑｂ｜とを乗算して−１倍して電流指令値Ｉｄｒｅｆを求める。下記数８によって電流指令値Ｉｄｒｅｆが求められ、これがｄ軸指令電流算出部１０５の出力となる。
（数８）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜×ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））

上記数８に従って算出された電流指令値Ｉｄｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０３及び２相／３相変換部１０４に入力される。

一方、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆはｑ軸指令電流算出部１０３において、２相電圧ｅｄ及びｅｑ、電気角速度ωｅ（＝ωｍ×Ｐ）、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを基に下記数９及び数１０で示すモータ出力方程式に基づいて算出される。即ち、モータ出力方程式は
（数９）
Ｔｒｅｆ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）

である。従って、この数９にＩｄ＝Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑ＝Ｉｑｒｅｆを代入すると
（数１０）
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ

となる。また、電流指令値Ｉｄｒｅｆには数８で算出した値を代入すれば良い。

数１０で示されるように、電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータの出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導びかれているため、電流指令値Ｉｑｒｅｆを容易に演算することができる。また、必要な指令トルクＴｒｅｆを得るための電流指令値Ｉｄｒｅｆとバランスのとれた最適な電流指令値Ｉｑｒｅｆを演算することができる。従って、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。

以上説明したような本発明の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆの関係を図示すると、図１０（Ａ）のようになる。図１０（Ｂ）は従来の進角制御方式の場合の関係を示している。

電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆは各相電流指令値算出部としての２相／３相変換部１０４に入力され、各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆに変換される。即ち、数１２及び数１３のように表わされる。ここで、添え字は、例えば電流指令値Ｉａｖｒｅｆの“ａｖｒｅｆ”は、ベクトル制御によって決定されたａ相の電流指令値を表わしている。なお、行列式Ｃ２は数１３に示すように、モータの回転角度θｅによって決定される定数である。

従来は電流指令値Ｉｑｒｅｆと進角Φを用いて、図１の２相／３相変換部１０９で電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出していたが、本発明では上述したように電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを入力として２相／３相変換部１０４で電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出している。そして、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３で検出されたモータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと、電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとを減算回路２０−１，２０−２，２０−３で減算して各々の誤差を算出する。次に、各相電流の誤差をＰＩ制御部２１で制御してインバータ３１の指令値、即ちＰＷＭ制御部３０のデューティを表わす電圧値ｖａ，ｖｂ，ｖｃを算出し、その電圧値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに基づいてＰＷＭ制御部３０がインバータ３１をＰＷＭ制御することによりモータ１は駆動され、所望のトルクが発生する。

以上説明したように、本発明のモータ及びその駆動制御装置は、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。このため、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合、急速ハンドル操舵が滑らかに実行可能となり、運転手にハンドルの振動などの違和感を与えないという優れた効果がある。

本発明は、従来技術のｄ、ｑ制御によるフィードバック制御と異なり、フィードバック制御が各相制御のみで実行されている点で全く異なる。この結果、従来技術では、ａ相で発生した非線形要素が、従来のｄ、ｑ制御によるフィードバック制御を実行する過程で、ｂ，ｃ各相まで分散して正しく補正制御できなくなる問題があったが、本発明ではａ相の非線形要素はａ相のみでフィードバック制御され、ｂ相、ｃ相には分散されないので、正しく補正制御できる。

このようなＰＶＣ制御を使用することにより、制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態でモータを制御でき、その結果トルクリップルの少ない、騒音が小さいモータ制御が可能になる。このため、電動パワーステアリング装置に適用した場合には、駐車時や緊急操舵においても騒音が小さく、スムーズで振動の少ないハンドル操作が可能になる。

なお、上記実施例では相電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを用いたが、線間電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａなどに換算して制御しても同じ効果が得られる。

本発明によれば、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルが少なく、モータ騒音が小さいので、電動パワーステアリング装置に適用すれば、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。

また、本発明に係る電動パワーステアリング装置によると、ベクトル制御を基に各相電流指令値を算出し、電流フィードバック制御は各相個別に制御するＰＶＣ制御を用いることにより、ブラシレスＤＣモータを小型で、トルクリップルが小さく、モータ騒音も小さくなるように制御できるモータ駆動制御装置を提供でき、ハンドル操作がスムーズで騒音の小さい電動パワーステアリング装置を提供できる。

従来の進角制御を基にした制御ブロック図である。 弱め界磁制御を用いない場合の限界角速度であるベース角速度を示す図である。 従来のベクトル制御の制御方式を示す制御ブロック図である。 本発明の制御対象であるブラシレスＤＣモータの一例を示す断面構造図である。 ロータ位置検出の原理を示す図である。 台形波電流（電圧）の定義の説明に関する図である。 誘起電圧波形（矩形波）の一例を示す図である。 本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御系の一例を示すブロック図である。 本発明の弱め界磁制御に係る電流指令値Ｉｄｒｅｆ算出の構成例を示すブロック図である。 本発明の制御方式と従来の進角制御方式による電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆのベクトル関係を示す図である。

符号の説明

１ モータ
２ ハウジング
３ 軸受
４ 回転軸
５ 永久磁石
６ ステータ
７ ロータ
８ リング状永久磁石
９ ステー
１０ 支持基板
１１ ロータ位置検出器
２０ ベクトル相指令値算出部
２０−１，２０−２，２０−３ 減算回路
２１ ＰＩ制御部
２４ 微分回路
３０ ＰＷＭ制御部
３１ インバータ
３２−１，３２−２，３２−３ 電流検出器
１００ 電流指令値算出部
１０１、１０６ 換算部
１０２ ３相／２相変換部
１０３ ｑ軸指令電流算出部
１０４ ２相／３相変換部
１０５ ｄ軸指令電流算出部
１０５ａ 機械角算出部
１０５ｂ ａｃｏｓ算出部
１０５ｃ ｓｉｎ算出部
１０５ｄ トルク係数部
１０５ｅ 絶対値部
１０５ｆ 乗算器

Claims (13)

1. ３以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置において、前記モータの電流波形又は誘起電圧がｎ（２以上の自然数）次高調波が含まれた矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記モータの逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ−ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑ、前記モータの回転角度、角速度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値に基づいてｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、ｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆに基づいて前記モータの電流を制御する電流制御部とを具備したことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記モータが３相の場合、相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを前記電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ及び前記モータの回転角度θｅに依存する定数によって算出するようになっている請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記電流制御部が積分制御を含んでいる請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記モータがブラシレスＤＣモータである請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ駆動制御装置が、車両のステアリング系にアシストを付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いられる電動パワーステアリング装置。
6. 前記モータの検出された機械角速度ωｍが前記モータのベース角速度ωｂより高速である場合に、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが、前記モータのトルク指令値Ｔｒｅｆ、前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍにより算出されるようになっている請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記電流指令値Ｉｑｒｅｆは、前記モータの回転角度、角速度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値で定義されたモータ出力方程式に前記電流指令値を代入して算出される請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
8. 前記電流指令値Ｉｄｒｅｆは、前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及びｓｉｎΦの関数で求められ、進角Φは前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍから導かれるようになっている請求項７に記載のモータ駆動制御装置。
9. 前記モータが３以上の相を有するブラシレスＤＣモータである請求項６乃至８のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。
10. 請求項６乃至９のいずれかに記載のモータ駆動制御装置が、車両のステアリング系にアシスト力を付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いられた電動パワーステアリング装置。
11. 請求項１におけるモータがブラシレスＤＣモータであり、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（２以上の自然数）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として、“ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値”とし、前記電流制御部が少なくとも前記矩形波若しくは擬似矩形波の誘起電圧波形の関数でモータ電流波形を与えるようになっている請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
12. 前記モータ駆動装置は角度推定手段を有し、前記角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えるようになっている請求項１１に記載のモータ駆動制御装置。
13. 前記電流制御の応答周波数の上限値が１０００Ｈｚである請求項１１に記載のモータ駆動制御装置。

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