JP2008030675A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トルクリップルを抑制し且つコギングトルク性能を劣化させずに、モータの出力性能を向上させることができるモータ及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】誘起電圧に基本波成分以外の高調波成分が含まれた３相ブラシレスモータ１２を備え、前記高調波成分を含んだ誘起電圧を用いて相電流指令値を出力し、その相電流指令値に基づいてモータ１２に相電流を供給する。前記高調波成分の含有率はモータ１２のスキュー角度βにより設定され、そのスキュー角度βは誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さく、且つコギングトルクが目標値Ｔｃ１以下となるスキュー角度に設定されている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、誘起電圧に高調波成分が重畳された３相以上の相を持つブラシレスモータ所謂高調波モータを使用した電動パワーステアリング装置に関するものである。

近年、電動パワーステアリング装置（以下、ＥＰＳと称す）の需要の増加、適用車両の大型化による必要推力の増加、緊急回避を想定した高転追性要求などにより、ＥＰＳの性能面でさまざまな高出力化の要求がある。この要求に対しては、使用する電動モータを大型化しトルク及び回転性能を向上させたり、永久磁石を高磁束のものにしたりすることで対応することも可能であるが、前者については、大型化することによる車両レイアウト性の悪化、高コスト化、及びコギングトルクの悪化によるフィーリング悪化と振動・騒音の悪化という事態が生じる。また、後者については、大幅な高コスト化、コギングトルク性能の悪化による振動・騒音の悪化が生じる。

特にコラムタイプＥＰＳについては運転者がＥＰＳに近いため、コギングトルクの悪化による振動・騒音の悪化は極力回避しなければならない。また、トルクリップル性能の悪化についても、振動・騒音の悪化、ステアリングフィーリングの悪化に影響するため、回避する必要がある。
したがって、良好なコギングトルク、トルクリップル性能を持ちながら、大型化せずモータの出力を向上させる方法が必要である。

このような方法として、永久磁石の磁極の境界線にスキューを設けた回転子を備える永久磁石式回転電機において、スキュー角度の上限値を理論角度θｓ（＝１８０×（回転子の磁極数）／（回転子の磁極数と固定子の磁極数との最小公倍数））より小さな値とし、下限値を上記理論角度θｓの半分より大きな値とすることで、モータコギングトルクを低減しつつ磁束密度を大きくして、高出力化を可能とするというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、エネルギーバランス方程式を応用して、電流指令値Ｉｒｅｆとロータ電気角θと誘起電圧モデルｅｑ（θ），ｅｄ（θ）とｄ軸電流Ｉｄとによりモータトルクを決定するｑ軸電流Ｉｑを算出することで、高調波モータのトルクリップルを抑制するモータ駆動制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
また、３相以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置として、モータ制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態で制御することで、トルクリップル及び騒音ノイズを抑制すると共に、モータの高速回転時にもモータ端子電圧を飽和させず、トルクリップル及びモータ騒音を抑制するというものが知られている（例えば、特許文献３参照）。
特開２００５−２０９３０号公報 特開２００４−２０１４８７号公報 特開２００６−１５８１９８号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の永久磁石式回転電機にあっては、誘起電圧波形が正弦波とならず高調波成分が含有されるため、通常の正弦波駆動方式を採用した場合にトルクリップルが発生し、ステアリングフィーリングの悪化、及び振動・騒音の悪化が生じる。
また、上記特許文献２及び３に記載のモータ駆動制御装置にあっては、誘起電圧に高調波成分が含有され、矩形波若しくは擬似矩形波誘起電圧となった場合でもトルクリップルを抑制しつつ、モータの出力を向上させることが可能であるが、具体的な高調波成分の含有方法、及びコギングトルクの考慮はなされていないため、モータを最適に制御することができないおそれがある。

そこで、本発明は、ＥＰＳモータとしてのモータ最適設定方法について明確にすると共に、トルクリップルを抑制し且つコギングトルク性能を劣化させずに、モータの出力性能を向上させることができるモータ及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを課題としている。

上記課題を解決するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、３相以上の相を持つブラシレスモータと、前記ブラシレスモータを駆動するための相電流を供給する電流制御手段と、前記相電流の指令値を決定する電流指令値設定手段とを備え、前記ブラシレスモータは、基本波成分以外に高調波成分を含有した誘起電圧波形を有することを特徴としている。

また、請求項２に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記ブラシレスモータの高調波成分の含有率は、当該ブラシレスモータの構成部品であるロータ及びステータの少なくとも一方のスキュー角度により設定されていることを特徴としている。
また、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２に係る発明において、前記スキュー角度は、前記誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さい角度に設定されていることを特徴としている。

さらに、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２又は３に係る発明において、前記スキュー角度は、コギングトルクが所定値以下となるスキュー角度に設定されていることを特徴としている。
また、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２〜４の何れか１項に係る発明において、前記スキュー角度は、前記誘起電圧に７次以下の次数の高調波成分が含有されるスキュー角度に設定されていることを特徴としている。

さらに、請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜５の何れか１項に係る発明において、前記電流指令値設定手段は、前記ブラシレスモータの誘起電圧を利用し、各相電流指令値を出力することを特徴としている。
さらにまた、請求項７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜６の何れか１項に係る発明において、前記電流指令値設定手段は、相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させるように決定する進角制御を行う進角制御手段を備えることを特徴としている。

本発明に係る電動パワーステアリング装置によれば、誘起電圧に基本波成分以外の高調波成分が含まれた３相以上の相を持つブラシレスモータを適用し、その高調波成分の含有率をスキュー角度により調整するので、例えば、モータのトルク性能を向上させたりコギングトルクを所定値以下に止めたりすることができるなど、モータを最適に設定することができると共に、前記高調波成分を含んだ誘起電圧に基づいて相電流指令値を算出し、これに基づいてモータに相電流を供給するので、高調波誘起電圧に起因したトルクリップルの発生を抑制することができるという効果が得られる。
また、本発明に係る電動パワーステアリング装置によれば、モータのトルク性能の向上に伴って、モータの小型化及び軽量化を実現することができ、車両搭載性を向上することができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図である。
図中、符号１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端はトルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結されて操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータとしての３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介装した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を例えばポテンショメータで検出するように構成されている。

また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端が操舵補助制御装置２０に接続されて、個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路１３を備えている。

操舵補助制御装置２０には、トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速検出値Ｖｓが入力されると共に、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ回転角θが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを検出するモータ電流検出回路２２から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが入力される。

この操舵補助制御装置２０は、操舵トルクＴ、車速検出値Ｖｓ及びロータ回転角θに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する例えばマイクロコンピュータで構成される制御演算装置２３と、３相ブラシレスモータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路２４と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路２５とを備えている。

制御演算装置２３は、図３に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値（目標電流値）を決定した後、この電流指令値を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換して出力する目標電流設定部３０と、このベクトル制御装置指令値算出回路３０から出力される各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*とモータ電流検出回路２２で検出したモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとで電流フィードバック処理を行って駆動電圧を制御する駆動電圧制御部４０とを備えている。
この図３において、目標電流設定部３０が電流指令値設定手段に対応し、駆動電圧制御部４０、モータ駆動回路２４及びＦＥＴゲート駆動回路２５が電流制御手段に対応している。

目標電流設定部３０は、図３に示すように、トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴと車速センサ２１で検出した車速Ｖｓとが入力され、これらに基づいて操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出する操舵補助電流指令値演算部３１と、ロータ位置検出回路１３で検出したロータ回転角θを電気角θｅに変換する電気角変換部３２と、この電気角変換部３２から出力される電気角θｅを微分して電気角速度ωｅを算出する微分回路３３と、操舵補助電流指令値Ｉ_refと電気角速度ωｅとに基づいてｄ軸目標電流Ｉｄ^*を算出するｄ軸目標電流算出部３４と、電気角θｅ及び電気角速度ωｅに基づいてｄ−ｑ軸誘起電圧モデルＥＭＦ（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍｏｔｉｖｅ Ｆｏｒｃｅ）のｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0（＝ｅ_d／ωｅ＝ｅ_dAC0ｓｉｎ（θ））及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0（＝ｅ_q／ωｅ＝Ｅ_qDC0−ｅ_qAC0ｃｏｓ（６θ））を算出する誘起電圧モデル算出部３５と、この誘起電圧モデル算出部３５から出力されるｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0とｄ軸目標電流算出部３４から出力されるｄ軸目標電流ｉｄ^*と操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refとに基づいてｑ軸目標電流ｉｑ^*を算出するｑ軸目標電流算出部３６と、ｄ軸目標電流算出部３４から出力されるｄ軸目標電流ｉｄ^*とｑ軸目標電流算出部３６から出力されるｑ軸目標電流ｉｑ^*とを３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換する２相／３相変換部３７とを備えている。

この目標電流設定部３０は、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、電気角θｅ、電気角速度ωｅおよびモータ定数情報に基づいて、電気角１周期に対して６倍の周波数で且つｑ軸電流と逆位相で駆動するｄ軸目標電流Ｉｄ^*を算出すると共に、モータのエネルギーバランス方程式を応用した後述するトルク一定式をもとに、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、電気角θｅ、ｄｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0（θ），ｅ_q0（θ）及びｄ軸目標電流Ｉｄ^*より、モータトルクを決定するｑ軸目標電流Ｉｑ^*を算出するようになっている。

ここで、トルク一定式とは、ｄｑ軸の誘起電圧ｅｄ及びｅｑを用いた下記（１）式で表される関係式である。
Ｔω_m＝（２／３）Ｋ_tｉ_refω_m
＝ｉ_uｅ_u＋ｉ_vｅ_v＋ｉ_wｅ_w＝Ｉ_qｅ_q＋Ｉ_dｅ_d ………（１）
ここで、Ｔはモータトルク、ω_mはモータ機械角速度、Ｋ_tはモータトルク定数、ｉ_refはモータトルク指令電流、ｉ_uはＵ相電流、ｉ_vはＶ相電流、ｉ_wはＷ相電流、ｅ_uはＵ相誘起電圧（ＥＭＦ）、ｅ_vはＶ相誘起電圧（ＥＭＦ）、ｅ_wはＷ相誘起電圧（ＥＭＦ）、Ｉ_qはｑ軸電流、Ｉ_dはｄ軸電流、ｅ_qはｑ軸誘起電圧（ＥＭＦ）、ｅ_dはｄ軸誘起電圧（ＥＭＦ）である。

上述した操舵補助電流指令値演算部３１は、操舵トルクＴ及び車速Ｖｓをもとに図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出する。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に操舵補助指令値Ｉ_refをとると共に、車速Ｖｓをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成されている。

そして、操舵トルクＴが“０”からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は操舵補助指令値Ｉ_refが“０”を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔｓ１を超えると最初は操舵補助指令値Ｉ_refが操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値Ｉ_refが急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。

また、ｄ軸目標電流算出部３４には、図５に示すように、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refと、電気角変換部３２から出力される電気角θｅと、後述する誘起電圧算出部３５から入力される誘起電圧モデルで表されるｑ軸ＥＭＦの直流成分Ｅ_qDC0（＝ω_eＥ_qDC0＝Ｅ_qDC）、ｑ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_qAC0（ω_eｅ_qAC0＝ｅ_qAC）、ｄ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_dAC0（ω_eｅ_dAC0＝ｅ_dAC）とが入力される。

このｄ軸目標電流算出部３４は、入力される操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図６に示すｄ軸直流成分算出マップを参照して仮のｄ軸電流の直流成分Ｉ_dDCを算出する進角制御手段としてのｄ軸電流直流成分算出部３４ａと、同様に入力される操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図７に示すｄ軸振幅係数算出マップを参照してｄ軸電流の振幅を決定する振幅係数Ｉ_dAmpを算出するｄ軸振幅係数算出部３４ｂと、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、ロータ電気角θ及び誘起電圧モデルＥＭＦに基づいて擬似ｑ軸電流ｉ_q（θ）′を算出する擬似ｑ軸電流算出部３４ｃと、この擬似ｑ軸電流算出部３４ｃで算出した擬似ｑ軸電流ｉ_q（θ）′に基づいてｄ軸電流の振幅成分の逆位相分を算出するｄ軸逆位相電流成分Ｉ_d（θ）′を算出するｄ軸電流振幅成分算出部３４ｄと、ｄ軸直流成分Ｉ_dDC、ｄ軸振幅係数Ｉ_dAmp、ｄ軸逆位相成分Ｉ_d（θ）′に基づいてｄ軸目標電流Ｉ_d（θ）を算出するｄ軸目標電流算出部３４ｅとを備えている。

ここで、ｄ軸直流成分算出部３４ａで参照するｄ軸直流成分算出マップは、図６に示すように、操舵補助電流指令値Ｉ_refが“０”から所定値Ｉ_ref1までの間ではｄ軸直流成分Ｉ_dDCが一定値Ｉｄ１をとり、操舵補助電流指令値Ｉ_refが所定値Ｉ_ref1を超えると、操舵補助電流指令値Ｉ_refの増加に応じてｄ軸直流成分Ｉ_dDCが一定値Ｉｄ１より徐々に減少して操舵補助電流指令値Ｉ_refが最大値Ｉ_ref2に達するとｄ軸直流成分Ｉ_dDCが“０”となるように特性線が設定されている。

また、ｄ軸振幅係数算出部３４ｂで参照するｄ軸振幅係数算出マップは、図７に示すように特性線が設定されている。このｄ軸振幅係数算出マップは、各回転数においてモータ出力が最大となるようにシミュレーションしたときの操舵補助電流指令値Ｉ_refとｄ軸振幅係数Ｉ_dAmpとの関係を特性線図としたものである。
さらに、擬似ｑ軸電流算出部３４ｃは、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refと、電気角変換部３２から出力されるロータ電気角θと、後述する誘起電圧算出部３５から入力される誘起電圧モデルで表されるｑ軸ＥＭＦの直流成分Ｅ_qDC0（＝ω_eＥ_qDC0＝Ｅ_qDC）、ｑ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_qAC0（ω_eｅ_qAC0＝ｅ_qAC）、ｄ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_dAC0（ω_eｅ_dAC0＝ｅ_dAC）と、ｄ軸直流成分算出部３４ａで算出したｄ軸直流成分Ｉ_dDCとに基づいてモータの正逆転駆動を考慮して、次式の演算を行って擬似ｑ軸電流Ｉ_d（θ）′を算出する。

ｉ_q（θ）′＝｜Ｉ_qDC＋ｉ_qcｃｏｓ（６θ）−ｉ_qsｓｉｎ（６θ）｜ ………（２）
これは、ｑ軸電流ｉ_q（θ）の振動成分の中で、６次の高調波成分が支配的であることを利用して、ｄ軸電流ｉ_d（θ）及びｑ軸電流ｉ_q（θ）が下記（３）及び（４）式で近似することができることに基づくものである。
ｉ_d（θ）＝Ｉ_dDC＋ｉ_dcｃｏｓ（６θ）＋ｉ_dsｓｉｎ（６θ） ………（３）
ｉ_q（θ）＝Ｉ_qDC＋ｉ_qcｃｏｓ（６θ）−ｉ_qsｓｉｎ（６θ） ………（４）
但し、
Ｉ_qDC＝２Ｋ_tｉ_ref／３ｐＥ_qDC0，
ｉ_qc＝２Ｋ_tｉ_refｅ_qAC0／３ｐＥ_qDC0 ²，
ｉ_qs＝Ｉ_dDCｅ_qAC0／Ｅ_qDC0
さらに、ｄ軸電流振幅成分算出部３４ｄは、上記（４）式における右辺第１項のｑ軸直流分Ｉ_qDCを除く交流成分の符号を反転させて下記（５）式に基づいて振幅成分の逆位相出力ｉ_d（θ）′を算出する。
ｉ_d（θ）′＝−（ｉ_qcｃｏｓ（６θ）−ｉ_qsｓｉｎ（６θ）） ………（５）

さらにまた、ｄ軸電流算出部３４ｅは、ｄ軸直流成分Ｉ_dDC、ｄ軸振幅係数Ｉ_dAmp及びｄ軸振幅成分の逆位相成分ｉ_d（θ）′に基づいて次式の演算を行ってｄ軸電流指令値ｉ_d（θ）を算出する。
ｉ_d（θ）＝Ｉ_dDC−Ｉ_dAmp（ｉ_qcｃｏｓ（６θ）−ｉ_qsｓｉｎ（６θ））………（６）
つまり、ｄ軸電流指令値ｉ_d（θ）は、ｑ軸電流ｉ_q（θ）と逆位相で駆動するものとして定義する。

また、ｑ軸目標電流算出部３６は、ｄ軸電流指令値ｉ_d（θ）と、電気角速度ω_e、ｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0（θ）、ｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0（θ）に基づいて、前記（１）式に示すトルク一定の条件式を変形したｄ軸電流計算式に基づいてｑ軸電流指令値ｉ_q（θ）を算出する。
図３の電圧制御部４０は、目標電流設定部３０から供給される電流指令値Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*から電流検出回路２２で検出した各相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを減算して各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗと、求めた各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部４２とを備えている。

そして、ＰＩ制御部４２から出力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗがＦＥＴゲート駆動回路２５に供給される。
モータ駆動回路２４は、図２に示すように、各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続したインバータ構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの中性点Ｐｎとは反対側に接続されている。

そして、モータ駆動回路２４を構成する各スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，ＱｗｂのゲートにＦＥＴゲート駆動回路２５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号が供給されている。
図８は、３相ブラシレスモータ１２の内部構造を示す断面図である。この３相ブラシレスモータ１２は、外部にトルク及び回転を伝達する出力軸５１にロータ５２が取付けられ、ロータ５２の外周にはトルクを発生させるためのマグネット５３が取付けられている。出力軸５１はケース５４とフランジ５５に装着されたベアリング５６ａと５６ｂとにより軸方向に支持され、回転方向にフリーに回転することができる。

ケース５４の内部にはステータ５７が配置され、ステータ５７にはコイル５８が巻かれており、通電することでステータ５７に電機子起磁力を発生させ、回転子起磁力によりロータ５２に回転力を発生させる。モータの結線方法はスター結線であり、ロータ５２に装着されたマグネット５３及びステータ５７の少なくとも一方にはスキューが施されている。

ここで、スキューにはロータ（マグネット）スキューとステータスキューとがあるが、本実施形態ではどちらの形式を採用してもよい。ロータ（マグネット）スキューは着磁、またはロータのマグネット位置を軸方向で段階的にずらすことで実現できるため、工程の簡易化が実現できる。一方、ステータスキューはステータコアの積層ごとに積層時に鋼板の位置をずらすことで実現でき、滑らかなスキューが実現できると共に、機械的な位置精度によりスキュー角度を決定するため、スキュー角度精度が良いことが特徴である。

そして、本実施形態では、３相ブラシレスモータ１２の誘起電圧に基本波成分（正弦波成分）以外に高調波成分を含有させるものとし、その高調波成分の含有率を、上記スキュー角度により設定する。
ここで、スキュー角度は、誘起電圧が正弦波となるスキュー角度より小さく、且つコギングトルクが所定の目標値Ｔｃ１以下となるスキュー角度に設定するものとする。さらには、当該スキュー角度は、誘起電圧に７次より大きい次数の高調波成分が極力含有されない範囲（基本波成分に対して０．１％以下）で設定するものとする。

ここで、前記目標値Ｔｃ１は、騒音・振動の関係により、良好なコギングトルクとするために、例えば０．０２０［Ｎｍ］程度とする。
一般的に、スキュー角度、コギングトルク及び誘起電圧は図９のような関係がある。図９において、横軸はスキュー角度β、縦軸はコギングトルク又は誘起電圧の高調波含有率である。図中、実線はコギングトルク、一点鎖線は誘起電圧の５次高調波含有率、破線は誘起電圧の７次高調波含有率を示している。

この図９に示すように、スキュー角度β１より小さい角度で、誘起電圧に７次以上の次数の高調波成分が含有される。そして、このスキュー角度β１でのコギングトルクは０．０２０［Ｎｍ］程度となり、目標値Ｔｃ１に相当する。また、スキュー角度β２ではコギングトルクが最小となり、スキュー角度β３では誘起電圧波形は正弦波となる。
したがって、本実施形態では、スキュー角度βを、β１より大きくβ３より小さい範囲で設定する。このβ１＜β＜β３の範囲では、コギングトルクは目標値Ｔｃ１以下となる。

次に、本実施形態の動作及び効果について説明する。
今、ステアリングホイール１を操舵すると、そのときの操舵トルクＴがトルクセンサ３で検出されると共に、車速Ｖｓが車速センサ２１で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速Ｖｓが制御演算装置２３の目標電流設定部３０における操舵補助電流指令値演算部３１に入力されることにより、この操舵補助電流指令値演算部３１で、図４の操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出する。

そして、算出された操舵補助電流指令値Ｉ_refがｄ軸目標電流算出部３４及びｑ軸目標電流算出部３６に供給される。
また、電気角θ_e及び電気角速度ω_eが誘起電圧モデル算出部３５に供給されてｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0（θ）、ｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0（θ）を算出し、これらをｄ軸電流算出部３４の疑似ｑ軸電流算出部３４ｃ及びｑ軸電流算出部３６に供給する。

このため、ｄ軸電流算出部３４では、ｄ軸直流成分算出部３４ａで操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図６のｄ軸直流成分算出マップを参照してｄ軸直流成分Ｉ_dDCを算出すると共に、ｄ軸振幅係数算出部３４ｂで、操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図７のｑ軸振幅係数算出マップを参照してｄ軸振幅係数Ｉ_dAmpを算出する。
さらに、疑似ｑ軸電流算出部３４ｃで前記（２）式に基づいて疑似ｑ軸電流ｉ_q（θ）′を算出し、次いでｄ軸電流振幅成分算出部３４ｄで、前記（５）式に基づいてｄ軸の逆位相成分ｉ_d（θ）′を算出する。

そして、ｄ軸目標電流算出部３４ｅで、前記（６）式の演算を行ってｄ軸目標電流ｉ_d（θ）を算出し、算出したｄ軸目標電流ｉ_d（θ）をｑ軸電流算出部３６に供給すると共に２相−３相変換部３７に供給する。
ｑ軸電流算出部３６では、前記ｄ軸目標電流算出部３４ｅで算出されたｄ軸目標電流ｉ_d（θ）を用いてトルク変動を生じないｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を算出し、このｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を２相／３相変換部３７に供給する。

このように、ｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸目標電流ｉ_q（θ）は略１８０度位相がずれた逆位相となると共に、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑも同様に略１８０度位相がずれた逆位相となる。
そして、ｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸目標電流ｉ_q（θ）が２相／３相変換部３７で３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換され、電圧制御部４０で、３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*とモータ電流検出回路２２で検出したモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとで電流フィードバック処理を行って、相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを算出する。そして、その相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいて算出したＰＷＭ信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂをＦＥＴゲート駆動回路２５へ出力する。

ＦＥＴゲート駆動回路２５は、上記ＰＷＭ信号に基づいて、モータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御する。その結果、３相ブラシレスモータ１２の発生トルクが減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２の回転トルクに変換されて、運転者の操舵力がアシストされる。
本実施形態の３相ブラシレスモータ１２は、誘起電圧に基本波成分（正弦波成分）以外に高調波成分を含有させるようにスキュー角度βが設定されている。このとき、スキュー角度βは、誘起電圧が正弦波となる角度β３より小さく設定される。

正弦波誘起電圧となる角度よりスキュー角度βを小さくすると、図１０に示すように、正弦波誘起電圧に比べコイル相間誘起電圧の１次成分（基本波成分）が上昇する。誘起電圧定数の大きさは１次成分（基本波成分）が支配的であるため、相間誘起電圧の１次成分（基本波成分）の上昇により誘起電圧定数が上昇する。

ところで、電動モータのトルク関係式は次式で表される。
Ｔ_m＝ＥＭＦ・Ｉ_m／ω_m＝Ｋ_eＩ_m＝Ｋ_tＩ_m ………（７）
ここで、Ｔ_mはモータトルク、ＥＭＦはコイル相間誘起電圧、ω_mはモータ回転数、Ｉ_mはモータ相電流、Ｋ_eは誘起電圧定数、Ｋ_tはモータトルク定数である。
上記（７）式に示すように、誘起電圧定数Ｋ_eとモータトルク定数Ｋ_tは同値であるため、上述したように誘起電圧定数Ｋ_eが上昇するとモータトルク定数Ｋ_tも上昇することになり、モータのトルク性能が向上することになる。

このように、スキュー角度βを誘起電圧が正弦波となる角度β３より小さく設定することで、モータの出力性能を向上させることができる。
図９に示すように、スキュー角度βを誘起電圧が正弦波となる角度β３より小さく設定すると、誘起電圧には高調波成分が含有される。
誘起電圧に高調波成分が含有された場合、一般的に用いられる正弦波駆動方式を用いると、高調波成分に起因したトルクリップルを発生してしまう。トルクリップルは騒音・振動およびステアリングフィーリングの悪化につながり、ＥＰＳ用モータとしては発生を抑制しなければならない。

これに対して本実施形態では、目標電流設定部３０で、高調波成分を含んだモータの誘起電圧を利用して相電流指令値を出力する電流制御手法を採用する。これにより、高調波誘起電圧に起因するトルクリップルの発生を抑制することができる。
ところで、一般的に制御の容易さなどからモータの誘起電圧は正弦波とすることが多いが、図９に示すように、誘起電圧が正弦波となるスキュー角度（β＝β３）は必ずしもコギングトルクが最小とはならない。コギングトルクはモータの騒音・振動に関係するものであり、コラムタイプＥＰＳなど車両の車室内にモータが配置されるＥＰＳの場合、運転者との距離が近いためモータの振動・騒音を可能な限り低減する必要がある。

本実施形態では、スキュー角度βを誘起電圧が正弦波となる角度β３より小さくし、且つコギングトルクを目標値Ｔｃ１以下とするスキュー角度（β＞β１）に設定することで、上述したトルク性能の向上に加えて、ＥＰＳとして騒音・振動・フィーリングが気にならない範囲でモータの騒音・振動を極力抑制する効果を有する。
さらに、上記のコラムタイプＥＰＳにてモータの振動・騒音が許容される範囲、および車両エンジンルームにモータが配置されるタイプのＥＰＳ(例えばピニオンタイプＥＰＳ)では、モータを高出力化するために、スキュー角度をコギング最小とするスキュー角度よりさらに小さく設定することできるが、この場合、スキュー角度を小さくするとより高次の高調波成分が誘起電圧に含有される。

上述したように、本実施形態では、誘起電圧の高調波成分に起因するトルクリップルを抑制する電流制御手法を用いるが、この電流制御手法を用いるとモータに流す相電流にも高調波成分が含有される。このため、相電流波形が複雑になり、含有される高調波成分の周波数が電流制御の応答周波を超えると波形実現が困難になり、トルクリップルを効果的に抑制できない。

即ち、電流制御の応答性、および制御回路内の電流検出におけるフィルターによる遅れ、ＦＥＴ、マイコンの応答性より誘起電圧に７次より大きい次数の高調波成分が含有された場合にトルクリップルを抑制する電流波形の生成が困難となる。
これに対して本実施形態では、スキュー角度βを、誘起電圧が正弦波となるスキュー角度β３より小さく、かつ誘起電圧に７次より大きい次数の高調波成分が含有されない範囲、即ちβ１＜β＜β３で設定するので、トルクリップルを抑制する電流波形の生成を容易にし、効果的にトルクリップルを抑制することができる。

図１１に、スキュー角度βを誘起電圧が正弦波となる角度より小さくし、誘起電圧に高調波成分を含有させた場合の、コイル相間誘起電圧、端子間誘起電圧、トルクリップルを抑制する制御電流波形を示す。
この図１１において、（ａ）は誘起電圧が正弦波である場合、（ｂ）は誘起電圧に高調波成分を含有させた場合（コイル相間誘起電圧が擬似矩形波）、（ｃ）は誘起電圧に高調波成分を含有させた場合（端子間誘起電圧が擬似矩形波）である。

モータの極／スロットの関係、ステータ形状、巻線方式、マグネットの種類により、スキュー角度を小さくした場合の誘起電圧に含有される高調波の位相は異なり、図１１（ｂ）及び（ｃ）に示すように２種の誘起電圧波形が存在する。
図１１（ｂ）に示すように、コイル相間誘起電圧が擬似矩形波となる場合、端子間誘起電圧は擬似三角波となり、制御電流波形は擬似三角波となる。逆に、図１１（ｃ）に示すように、端子間誘起電圧が擬似矩形波となる場合、コイル相間誘起電圧は擬似三角波となり制御電流波形は擬似矩形波となる。どちらの場合もコイル相間誘起電圧の１次成分（基本波成分）の向上により、モータのトルク性能が向上することがわかる。

図１２に同体格、同巻線構造とし、誘起電圧を正弦波、擬似矩形波とした場合のモータ特性線図を示す。この図１２において、破線は正弦波誘起電圧モータ、実線は端子間誘起電圧が擬似矩形波であるモータ、一点鎖線はコイル相間誘起電圧が擬似矩形波であるモータの特性線図である。
この図１２からも明らかなように、実線及び一点鎖線で示す擬似矩形波誘起電圧のモータは、破線で示す正弦波誘起電圧のモータに対しトルク性能が向上しており、同体格で高トルクのＥＰＳシステムを提供することができることがわかる。

図１３に擬似矩形波誘起電圧のモータに進角制御を用いた場合の特性線図を示す。図１３において、（ａ）は端子間誘起電圧が擬似矩形波であるモータ、（ｂ）はコイル相間誘起電圧が擬似矩形波であるモータの特性線図である。
この図からも明らかなように、何れのモータにおいても進角制御にて回転性能を向上することができることがわかる。

このように、上記実施形態では、誘起電圧に基本波成分以外の高調波成分が含まれた３相ブラシレスモータを適用し、このモータの相電流を制御する。そして、ブラシレスモータの高調波成分の含有率を、当該ブラシレスモータの構成部品であるロータ及びステータの少なくとも一方のスキュー角度により調整するので、例えば、モータのトルク性能を向上させたりコギングトルクを所定値以下に止めたりすることができるなど、モータを最適に設定することができる。また、前記高調波成分を含んだ誘起電圧を用いて相電流指令値を算出し、これに基づいてモータに相電流を供給するので、高調波誘起電圧に起因したトルクリップルの発生を抑制することができる。

また、スキュー角度を、誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さい角度に設定するので、正弦波誘起電圧に比べコイル相間誘起電圧の１次成分を上昇させて誘起電圧定数（モータトルク定数）を上昇させることができ、モータのトルク性能を確実に向上させることができる。
さらに、スキュー角度を、コギングトルクが目標値以下となるスキュー角度に設定するので、ＥＰＳとして騒音・振動・フィーリングが気にならない範囲で、モータの騒音・振動を極力抑えることができる。

また、スキュー角度を、誘起電圧に７次より大きい次数の高調波成分が含有されないスキュー角度に設定するので、高調波誘起電圧に起因するトルクリップルを抑制するための電流波形の生成を容易にし、効果的にトルクリップルを抑制することができる。
さらにまた、相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させるように決定する進角制御を行うので、高転追性を実現することができ、ＥＰＳ性能を向上することができる。

また、モータ出力が上昇した分、コイルの巻数を多くしトルク定数を上昇させ、トルク上昇分、モータ体格を小さくすることができ、モータの小型化、軽量化を実現することができ、ＥＰＳの車両搭載性を向上することができるという効果が得られる。
なお、上記実施形態においては、スキュー角度βを、誘起電圧に７次より大きい高調波成分が極力含有されない角度に設定する場合について説明したが、電流制御の応答性、ＦＥＴ、マイコンの応答性にて、トルクリップルを抑制する電流波形を実現できる場合はこの限りではない。

また、上記実施形態においては、ｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を２相／３相変換部３７で３相目標電流Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換してから電圧制御部４０に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２相／３相変換部３７を省略し、これに代えて電流検出回路２２で検出したモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗを３相／２相変換部に供給してｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流に変換し、変換したｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流と、目標電流設定部３０で算出したｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸目標電流ｉ_q（θ）との偏差を算出した後、偏差を２相／３相変換して相制御電圧を算出するようにしてもよい。

さらに、上記実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の３相ブラシレスモータを適用した機器に本発明を適用することができる。
また、上記実施形態においては、３相ブラシレスモータを適用する場合について説明したが、３相以上の相を持つブラシレスモータを適用することもできる。

本発明の実施形態における車両の概略構成図である。 操舵補助制御装置の一例を示すブロック図である。 図２の制御演算装置の具体的構成を示すブロック図である。 操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。 ｄｑ軸指令電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。 ｄ軸電流直流成分算出マップを示す特性線図である。 ｄ軸電流の振幅係数算出マップを示す特性線図である。 ３相ブラシレスモータ１２の内部構造を示す図である。 モータのスキュー角度とコギングトルク、誘起電圧の高調波含有率との関係を示す図である。 高調波成分を含有した場合の誘起電圧と１次成分との関係図である。 高調波成分を含有した場合の各誘起電圧波形と制御電流波形の比較図である。 モータ特性線図である。 進角制御時のモータ特性線図である。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…トルクセンサ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…３相ブラシレスモータ、２０…操舵補助制御装置、２１…車速センサ、２４…モータ駆動回路、２５…ＦＥＴゲート駆動回路、３０…目標電流設定部、３１…操舵補助電流指令値演算部、３２…電気角変換部、３３…微分回路、３４…ｄ軸目標電流算出部、３４ａ…ｄ軸電流直流成分算出部、３４ｂ…ｄ軸振幅係数算出部、３４ｃ…擬似ｑ軸電流算出部、３４ｄ…ｄ軸電流振幅成分算出部、３４ｅ…ｄ軸目標電流算出部、３５…誘起電圧モデル算出部、３６…ｑ軸目標電流算出部、３７…２相／３相変換部、４０…駆動電圧制御部

Claims (7)

1. ３相以上の相を持つブラシレスモータと、前記ブラシレスモータを駆動するための相電流を供給する電流制御手段と、前記相電流の指令値を決定する電流指令値設定手段とを備え、前記ブラシレスモータは、基本波成分以外に高調波成分を含有した誘起電圧波形を有することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記ブラシレスモータの高調波成分の含有率は、当該ブラシレスモータの構成部品であるロータ及びステータの少なくとも一方のスキュー角度により設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記スキュー角度は、前記誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さい角度に設定されていることを特徴とする請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記スキュー角度は、コギングトルクが所定値以下となるスキュー角度に設定されていることを特徴とする請求項２又は３に記載の電動パワーステアリング装置。
5. 前記スキュー角度は、前記誘起電圧に７次以下の次数の高調波成分が含有されるスキュー角度に設定されていることを特徴とする請求項２〜４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
6. 前記電流指令値設定手段は、前記ブラシレスモータの誘起電圧を利用し、各相電流指令値を出力することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
7. 前記電流指令値設定手段は、相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させるように決定する進角制御を行う進角制御手段を備えることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。

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