WO2008015856A1

WO2008015856A1 - Système de direction assistée électrique

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Publication number: WO2008015856A1
Application number: PCT/JP2007/062812
Authority: WO
Inventors: Yousuke Imamura; Koji Onishi
Original assignee: Nsk Ltd.
Priority date: 2006-07-31
Filing date: 2007-06-26
Publication date: 2008-02-07
Also published as: JP2008030675A; CN101495359A; EP2048061A1; US20090322268A1

Description

明細書

電動パワーステアリング装置

技術分野

[0001] 本発明は、誘起電圧に高調波成分が重畳された 3相以上の相を持つブラシレスモータ所謂高調波モータを使用した電動パワーステアリング装置に関するものである。背景技術

[0002] 近年、電動パワーステアリング装置（以下、 EPSと称す）の需要の増加、適用車両の大型化による必要推力の増力 0、緊急回避を想定した高転追性要求などにより、 EP Sの性能面でさまざまな高出力化の要求がある。この要求に対しては、使用する電動モータを大型化しトルク及び回転性能を向上させたり、永久磁石を高磁束のものにしたりすることで対応することも可能である力前者については、大型化することによる車両レイアウト性の悪化、高コスト化、及びコギングトルクの悪化によるフィーリング悪ィ匕と振動 ·騒音の悪化という事態が生じる。また、後者については、大幅な高コストィ匕、コギングトルク性能の悪化による振動 '騒音の悪化が生じる。

[0003] 特にコラムタイプ EPSについては運転者が EPSに近いため、コギングトルクの悪化による振動 *騷音の悪化は極力回避しなければならなレ、。また、トルクリップノレ性能の悪化についても、振動 '騒音の悪化、ステアリングフィーリングの悪化に影響するため、回避する必要がある。

[0004] したがって、良好なコギングトルク、トルクリップノレ性能を持ちながら、大型化せずモータの出力を向上させる方法が必要である。

[0005] このような方法として、永久磁石の磁極の境界線にスキューを設けた回転子を備える永久磁石式回転電機において、スキュー角度の上限値を理論角度 Θ s ( = 180 X ( 回転子の磁極数) / (回転子の磁極数と固定子の磁極数との最小公倍数) )より小さな値とし、下限値を上記理論角度 Θ sの半分より大きな値とすることで、モータコギングトルクを低減しつつ磁束密度を大きくして、高出力化を可能とするというものが知られている（例えば、特許文献 1参照）。

[0006] また、エネルギーバランス方程式を応用して、電流指令値 Irefとロータ電気角 Θ eと誘起電圧モデル eq ( Θ e) , ed ( Θ e)と d軸電流 Idとによりモータトルクを決定する q軸電流 Iqを算出することで、高調波モータのトノレクリップノレを抑制するモータ駆動制御装置が知られている (例えば、特許文献 2参照）。

[0007] また、 3相以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置として、モータ制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態で制御することで、トルクリップル及び騒音ノイズを抑制すると共に、モータの高速回転時にもモータ端子電圧を飽和させず、トルクリップル及びモータ騒音を抑制するというものが知られている（例えば、特許文献 3参照)。

[0008] 特許文献 1 :特開 2005— 20930号公報

特許文献 2：特開 2004— 201487号公報

特許文献 3：特開 2006 - 158198号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0009] しかしながら、上記特許文献 1に記載の永久磁石式回転電機にあっては、誘起電圧波形が正弦波とならず高調波成分が含有されるため、通常の正弦波駆動方式を採用した場合にトルクリップルが発生し、ステアリングフィーリングの悪化、及び振動 · 騒音の悪化が生じる。

[0010] また、上記特許文献 2及び 3に記載のモータ駆動制御装置にあっては、誘起電圧に高調波成分が含有され、矩形波若しくは擬似矩形波誘起電圧となった場合でもトルクリップルを抑制しつつ、モータの出力を向上させることが可能である力 S、具体的な高調波成分の含有方法、及びコギングトルクの考慮はなされていないため、モータを最適に制御することができないおそれがある。

[0011] そこで、本発明は、 EPSモータとしてのモータ最適設定方法について明確にすると共に、トルクリップルを抑制し且つコギングトルク性能を劣化させずに、モータの出力性能を向上させることができるモータ及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを課題としている。

課題を解決するための手段

[0012] 前述した本発明の課題は、下記の構成により解決される。 (1) 3相以上の相を持つブラシレスモータと、

前記ブラシレスモータを駆動するための相電流を供給する電流制御手段と、前記相電流の指令値を決定する電流指令値設定手段と、

を備え、

前記ブラシレスモータは、

基本波成分以外に高調波成分を含有した誘起電圧波形を有する

ことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

(2) 前記ブラシレスモータの高調波成分の含有率は、

当該ブラシレスモータの構成部品であるロータ及びステータの少なくとも一方のスキユー角度により設定されている

ことを特徴とする上記（1)に記載の電動パワーステアリング装置。

(3) 前記スキュー角度は、

前記誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さい角度に設定されていることを特徴とする上記（2)に記載の電動パワーステアリング装置。

(4) 前記スキュー角度は、

コギングトルクが所定値以下となるスキュー角度に設定されている

ことを特徴とする上記（2)に記載の電動パワーステアリング装置。

(5) 前記スキュー角度は、

前記誘起電圧に 7次以下の次数の高調波成分が含有されるスキュー角度に設定されている

(6) 前記電流指令値設定手段は、

前記ブラシレスモータの誘起電圧を利用し、各相電流指令値を出力することを特徴とする上記（1)に記載の電動パワーステアリング装置。

(7) 前記電流指令値設定手段は、

相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させるように決定する進角制御を行う進角制御手段を備える

ことを特徴とする上記（1)に記載の電動パワーステアリング装置。発明の効果

[0014] 本発明に係る電動パワーステアリング装置によれば、誘起電圧に基本波成分以外の高調波成分が含まれた 3相以上の相を持つブラシレスモータを適用し、その高調波成分の含有率をスキュー角度により調整するので、例えば、モータのトノレク性能を向上させたりコギングトルクを所定値以下に止めたりすることができるなど、モータを最適に設定することができると共に、前記高調波成分を含んだ誘起電圧に基づいて相電流指令値を算出し、これに基づいてモータに相電流を供給するので、高調波誘起電圧に起因したトルクリップルの発生を抑制することができるという効果が得られる

[0015] また、本発明に係る電動パワーステアリング装置によれば、モータのトルク性能の向上に伴って、モータの小型化及び軽量化を実現することができ、車両搭載性を向上すること力 Sできるとレ、う効果が得られる。

図面の簡単な説明

[0016] [図 1]本発明の実施形態における車両の概略構成図である。

[図 2]操舵補助制御装置の一例を示すブロック図である。

[図 3]図 2の制御演算装置の具体的構成を示すブロック図である。

[図 4]操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。

[図 5]dq軸指令電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。

[図 6]d軸電流直流成分算出マップを示す特性線図である。

[図 7]d軸電流の振幅係数算出マップを示す特性線図である。

[図 8]3相ブラシレスモータ 12の内部構造を示す図である。

[図 9]モータのスキュー角度とコギングトルク、誘起電圧の高調波含有率との関係を示す図である。

[図 10]高調波成分を含有した場合の誘起電圧と 1次成分との関係図である。

[図 11]高調波成分を含有した場合の各誘起電圧波形と制御電流波形の比較図である。

[図 12]モータ特性線図である。

[図 13]進角制御時のモータ特性線図である。符号の説明

1 ステアリングホイ一ノレ

2 ステアリングシャフト

3 トルクセンサ

10 操舵補助機構

11 減速ギヤ

12 3相ブラシレスモータ

20 操舵補助制御装置

21 車速センサ

24 モータ駆動回路

25 FETゲート駆動回路

30 目標電流設定部

31 操舵補助電流指令値演算部

32 電気角変換部

33 微分回路

34 d軸目標電流算出部

34a d軸電流直流成分算出部

34b d軸振幅係数算出部

34c 擬似 q軸電流算出部

34d d軸電流振幅成分算出部

34e d軸目標電流算出部

35 誘起電圧モデル算出部

36 q軸目標電流算出部

37 2相 Z3相変換部

40 駆動電圧制御部

発明を実施するための最良の形態

[0018] 以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

[0019] 図 1は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図である。

[0020] 図中、符号 1は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール 1に運転者力作用される操舵力が入力軸 2aと出力軸 2bとを有するステアリングシャフト 2に伝達される。このステアリングシャフト 2は、入力軸 2aの一端がステアリングホイール 1に連結され、他端はトルクセンサ 3を介して出力軸 2bの一端に連結されてレ、る。

[0021] そして、出力軸 2bに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント 4を介してロアシャフト 5に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント 6を介してピニオンシャフト 7に伝達される。このピニオンシャフト 7に伝達された操舵力はステアリングギヤ 8を介してタィロッド 9に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ 8は、ピニオンシャフト 7に連結されたピニオン 8aとこのピニオン 8aに嚙合するラック 8bとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン 8aに伝達された回転運動をラック 8bで直進運動に変換している。

[0022] ステアリングシャフト 2の出力軸 2bには、操舵補助力を出力軸 2bに伝達する操舵補助機構 10が連結されている。この操舵補助機構 10は、出力軸 2bに連結した減速ギャ 11と、この減速ギヤ 11に連結されて操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータとしての 3相ブラシレスモータ 12とを備えている。

[0023] トルクセンサ 3は、ステアリングホイール 1に付与されて入力軸 2aに伝達された操舵トルクを検出するもので、操舵トルクを入力軸 2a及び出力軸 2b間に介装した図示しないトーシヨンバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を例えばポテンショメ一タで検出するように構成されている。

[0024] また、 3相ブラシレスモータ 12は、図 2に示すように、 U相コイル Lu、 V相コイル Lv 及び W相コイル Lwの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイル Lu、 Lv及び Lwの他端が操舵補助制御装置 20に接続されて、個別にモータ駆動電流 Iu、 lv 及び Iwが供給される。また、 3相ブラシレスモータ 12は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路 13を備えている

[0025] 操舵補助制御装置 20には、トルクセンサ 3で検出された操舵トルク T及び車速センサ 21で検出された車速検出値 Vsが入力されると共に、ロータ位置検出回路 13で検出されたロータ回転角 Θが入力され、さらに 3相ブラシレスモータ 12の各相コイル Lu 、 Lv及び Lwに供給されるモータ駆動電流 Iu、 Iv及び Iwを検出するモータ電流検出回路 22から出力されるモータ駆動電流検出値 Iud、 Ivd及び Iwdが入力される。

[0026] この操舵補助制御装置 20は、操舵トルク T、車速検出値 Vs及びロータ回転角 Θに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwを出力する例えばマイクロコンピュータで構成される制御演算装置 23と、 3相ブラシレスモータ 12を駆動する電界効果トランジスタ（FET)で構成されるモータ駆動回路 24と、制御演算装置 23から出力される相電圧指令値 Vu、Vv及び Vwに基づいてモータ駆動回路 24の電界効果トランジスタのゲート電流を制御する FETゲート駆動回路 25とを備えている。

[0027] 制御演算装置 23は、図 3に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用してベタトル制御 d、 q成分の電流指令値（目標電流値)を決定した後、この電流指令値を各励磁コイル Lu〜Lwに対応した各相電流指令値 Iu、 Iv*及び Iw*に変換して出力する目標電流設定部 30と、このべ外ル制御装置指令値算出回路 30から出力される各相電流指令値 Iu、 Iv*及び Iw*とモータ電流検出回路 22で検出したモータ電流検出値 Iud、 Ivd及び Iwdとで電流フィードバック処理を行って駆動電圧を制御する駆動電圧制御部 40とを備えている。

[0028] この図 3において、目標電流設定部 30が電流指令値設定手段に対応し、駆動電圧制御部 40、モータ駆動回路 24及び FETゲート駆動回路 25が電流制御手段に対応している。

[0029] 目標電流設定部 30は、図 3に示すように、トルクセンサ 3で検出した操舵トルク丁と車速センサ 21で検出した車速 Vsとが入力され、これらに基づいて操舵補助電流指令値 I を算出する操舵補助電流指令値演算部 31と、ロータ位置検出回路 13で検 rer

出したロータ回転角 Θを電気角 Θ eに変換する電気角変換部 32と、この電気角変換部 32から出力される電気角 6 eを微分して電気角速度 ω を算出する微分回路 33と

e

、操舵補助電流指令値 I と電気角速度 ω とに基づいて d軸目標電流 Id*を算出する

ref e

d軸目標電流算出部 34と、電気角 Θ e及び電気角速度 ω に基づいて d— q軸誘起

e

電圧モデル EMF (Electro— Motive Force)の d軸 EMF成分 e ( = e / ω =e sin ( Θ e) )及び q軸 EMF成分 e ( = e / ω = Eq e cos (6 Θ e) )を算出する qO q e DCO qACO

誘起電圧モデル算出部 35と、この誘起電圧モデル算出部 35から出力される d軸 EM F成分 e 及び q軸 EMF成分 e と d軸目標電流算出部 34から出力される d軸目標電 dO qO

流 id*と操舵補助電流指令値演算部 31から出力される操舵補助電流指令値 I とに rer 基づいて q軸目標電流 iq*を算出する q軸目標電流算出部 36と、 d軸目標電流算出部 34から出力される d軸目標電流 id*と q軸目標電流算出部 36から出力される q軸目標電流 iq*とを 3相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*に変換する 2相 Z3相変換部 37とを備えている。

[0030] この目標電流設定部 30は、操舵補助電流指令値 I 、電気角 Θ e、電気角速度 ω rer e およびモータ定数情報に基づいて、電気角 1周期に対して 6倍の周波数で且つ q軸電流と逆位相で駆動する d軸目標電流 Id*を算出すると共に、モータのエネルギーバランス方程式を応用した後述するトノレクー定式をもとに、操舵補助電流指令値 I 、電 ref 気角 Θ e、 dq軸 EMF成分 e ( Θ e) , e ( Θ e)及び d軸目標電流 Id*より、モータトルク d0 qO

を決定する q軸目標電流 Iq*を算出するようになってレ、る。

[0031] ここで、トルク一定式とは、 dq軸の誘起電圧 ed及び eqを用いた下記（1 )式で表される関係、式である。

[0032] Τ = (2/3) Κ ΐ ω

co m t ref m

= i e + i e + i e = 1 e + 1 e ( 1 )

u u v v w w q q d d

ここで、 Tはモータトルク、 ω はモータ機械角速度、 Κはモータトノレク定数、 i はモ m t ref 一タトルク指令電流、 iは U相電流、 iは V相電流、 iは W相電流、 eは U相誘起電圧

U V W U

(EMF)、 eは V相誘起電圧（EMF)、 eは W相誘起電圧（EMF)、 Iは q軸電流、 I

V w q d は d軸電流、 eは q軸誘起電圧 (EMF)、 eは d軸誘起電圧 (EMF)である。

q d

[0033] 上述した操舵補助電流指令値演算部 31は、操舵トルク T及び車速 Vsをもとに図 4 に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値 I を算出す ref る。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図 4に示すように、横軸に操舵トルク Tをとり、縦軸に操舵補助指令値 I をとると共に、車速 Vsをパラメータとした放物線状 ref

の曲線で表される特性線図で構成されてレ、る。

[0034] そして、操舵トルク Tが" 0"からその近傍の設定値 Ts lまでの間は操舵補助指令値 I 力 S"0"を維持し、操舵トルク Tが設定値 Tslを超えると最初は操舵補助指令値 I が rer ref 操舵トルク Tの増加に対して比較的緩やかに増加する力さらに操舵トルク Τが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値 I が急峻に増加するように設定され、この

ref

特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。

[0035] また、 d軸目標電流算出部 34には、図 5に示すように、操舵補助電流指令値演算部 31から出力される操舵補助電流指令値 I と、電気角変換部 32から出力される電

ref

気角 Θ eと、後述する誘起電圧算出部 35から入力される誘起電圧モデルで表される q軸 EMFの直流成分 E (= ω E =Ε )、 q軸 EMFの振幅成分 e ( ω e

qDCO e qDCO qDC qACO e qACO

=e )、 d軸 EMFの振幅成分 e ( ω e =e )とが入力される。

qAC dACO e dACO dAC

[0036] この d軸目標電流算出部 34は、入力される操舵補助電流指令値 I をもとに図 6に

ref

示す d軸直流成分算出マップを参照して仮の d軸電流の直流成分 I を算出する進

dDC

角制御手段としての d軸電流直流成分算出部 34aと、同様に入力される操舵補助電流指令値 I をもとに図 7に示す d軸振幅係数算出マップを参照して d軸電流の振幅を

ref

決定する振幅係数 I を算出する d軸振幅係数算出部 34bと、操舵補助電流指令値

dAmp

I 、ロータ電気角 Θ e及び誘起電圧モデル EMFに基づいて擬似 q軸電流 i ( θ β) ' rer q

を算出する擬似 q軸電流算出部 34cと、この擬似 q軸電流算出部 34cで算出した擬似 q軸電流 i ( θ β) ' に基づいて d軸電流の振幅成分の逆位相分を算出する d軸逆位相電流成分 I ( 6 e) ' を算出する d軸電流振幅成分算出部 34dと、 d軸直流成分 I

d d

、 d軸振幅係数 I 、 d軸逆位相成分 I ( Θ e) ' に基づレ、て d軸目標電流 I ( Θ e)を

DC dAmp d d 算出する d軸目標電流算出部 34eとを備えている。

[0037] ここで、 d軸直流成分算出部 34aで参照する d軸直流成分算出マップは、図 6に示すように、操舵補助電流指令値 I が" 0"から所定値 I までの間では d軸直流成分 I

ref refl dD が一定値 Idlをとり、操舵補助電流指令値 I が所定値 I を超えると、操舵補助電流し ref rell

指令値 I の増加に応じて d軸直流成分 I が一定値 Idlより徐々に減少して操舵補 ref dDC

助電流指令値 I が最大値 I に達すると d軸直流成分 I 力 S"0"となるように特性線

ref ref2 dDC

が設定されている。

[0038] また、 d軸振幅係数算出部 34bで参照する d軸振幅係数算出マップは、図 7に示すように特性線が設定されている。この d軸振幅係数算出マップは、各回転数においてモータ出力が最大となるようにシミュレーションしたときの操舵補助電流指令値 I と d

ref 軸振幅係数 I との関係を特性線図としたものである。

dAmp

[0039] さらに、擬似 q軸電流算出部 34cは、操舵補助電流指令値演算部 31から出力される操舵補助電流指令値 I と、電気角変換部 32から出力されるロータ電気角 Θ eと、後述する誘起電圧算出部 35から入力される誘起電圧モデルで表される q軸 EMFの直流成分 E (=ω E =Ε )、 q軸 EMFの振幅成分 e (ω e =e )、 d軸 qDCO e qDCO qDC qACO e qACO qAC

EMFの振幅成分 e (ω e =e )と、 d軸直流成分算出部 34aで算出した d軸 dACO e dACO dAC

直流成分 I とに基づいてモータの正逆転駆動を考慮して、次式の演算を行って擬 dDC

似 q軸電流 I (0e)' を算出する。

d

[0040] i ( θ e) =

q I I +i cos (6 Θ e) -i sin(6 Θ e) | (2)

qDC qc qs

これは、 q軸電流 i ( Θ e)の振動成分の中で、 6次の高調波成分が支配的であることを利用して、 d軸電流 i ( Θ e)及び q軸電流 i ( Θ e)が下記（3)及び (4)式で近似する d q

ことができることに基づくものである。

[0041] i ( θ e) =1 +i cos (6 Θ e) +i sin(6 Θ e) (3)

d dDC dc ds

i (0e)=I +i cos (6 Θ e)-i sin (6 Θ e) (4)

q qDC qc qs

但し、

I =2Ki /3pE ,

qDC t ref qDCO

i =2Ki e /3pE

qc t ref qACO qDCO

i =1 e /E

qs dDC qACO qDCO

さらに、 d軸電流振幅成分算出部 34dは、上記 (4)式における右辺第 1項の q軸直流分 I を除く交流成分の符号を反転させて下記（5)式に基づいて振幅成分の逆位 qDC

相出力 i (6e)' を算出する。

d

[0042] i (Θ Θ)" =— (i cos (6 Θ e)-i sin (6 Θ e)) (5)

d qc qs

さらにまた、 d軸電流算出部 34eは、 d軸直流成分 I 、 d軸振幅係数 I 及び d軸 dDC dAmp 振幅成分の逆位相成分 i

d (ee に基づいて次式の演算を行って d軸電流指令値 i

d

(6e)を算出する。

[0043] i ( θ e) =1 —I (i cos (6 Θ e) -i sin (6 Θ e)) (6)

d dDC dAmp qc qs

つまり、 d軸電流指令値 i ( Θ e)は、 q軸電流 i ( Θ e)と逆位相で駆動するものとして定義する。

[0044] また、 q軸目標電流算出部 36は、 d軸電流指令値 i ( Θ e)と、電気角速度 ω 、 d軸 Ε d e

MF成分 e ( Θ e)、 q軸 EMF成分 e ( Θ e)に基づいて、前記（1)式に示すトルク一

dO q0

定の条件式を変形した d軸電流計算式に基づいて q軸電流指令値 i ( Θ e)を算出す q

る。

[0045] 図 3の電圧制御部 40は、目標電流設定部 30から供給される電流指令値 Iu*， Iv*， I w*から電流検出回路 22で検出した各相コイル Lu、 Lv、 Lwに流れるモータ相電流検出値 Iud、 Ivd、 Iwdを減算して各相電流誤差 Δ Ι ι、 Δ Ιν、 Δ Iwを求める減算器 41u 、41v及び 41wと、求めた各相電流誤差 Δ Ι ι、 Δ Ιν、 Δ Iwに対して比例積分制御を行って指令電圧 Vu、 Vv、 Vwを算出する PI制御部 42とを備えている。

[0046] そして、 PI制御部 42から出力される指令電圧 Vu、 Vv、 Vw力 SFETゲート駆動回路 25に供給される。

[0047] モータ駆動回路 24は、図 2に示すように、各相コイル Lu、 Lv及び Lwに対応して直列に接続された Nチャンネル MOSFETで構成されるスイッチング素子 Qua, Qub、 Qva, Qvb及び Qwa, Qwbを並列に接続したインバータ構成を有し、スイッチング素子 Qua, Qubの接続点、 Qva, Qvbの接続点及び Qwa, Qwbの接続点が各相コィル Lu、 Lv及び Lwの中性点 Pnとは反対側に接続されている。

[0048] そして、モータ駆動回路 24を構成する各スイッチング素子 Qua, Qub、 Qva, Qvb 及び Qwa, Qwbのゲートに FETゲート駆動回路 25から出力される PWM (パルス幅変調)信号が供給されている。

[0049] 図 8は、 3相ブラシレスモータ 12の内部構造を示す断面図である。この 3相ブラシレスモータ 12は、外部にトルク及び回転を伝達する出力軸 51にロータ 52が取付けられ、ロータ 52の外周にはトルクを発生させるためのマグネット 53が取付けられている。出力軸 51はケース 54とフランジ 55に装着されたベアリング 56aと 56bとにより軸方向に支持され、回転方向にフリーに回転することができる。

[0050] ケース 54の内部にはステータ 57が配置され、ステータ 57にはコイル 58が卷かれており、通電することでステータ 57に電機子起磁力を発生させ、回転子起磁力により口ータ 52に回転力を発生させる。モータの結線方法はスター結線であり、ロータ 52に装着されたマグネット 53及びステータ 57の少なくとも一方にはスキューが施されている。

[0051] ここで、スキューにはロータ（マグネット）スキューとステータスキューとがある力本実施形態ではどちらの形式を採用してもよい。ロータ（マグネット)スキューは着磁、またはロータのマグネット位置を軸方向で段階的にずらすことで実現できるため、工程の簡易化が実現できる。一方、ステータスキューはステータコアの積層ごとに積層時に鋼板の位置をずらすことで実現でき、滑らかなスキューが実現できると共に、機械的な位置精度によりスキュー角度を決定するため、スキュー角度精度が良いことが特徴である。

[0052] そして、本実施形態では、 3相ブラシレスモータ 12の誘起電圧に基本波成分（正弦波成分)以外に高調波成分を含有させるものとし、その高調波成分の含有率を、上記スキュー角度により設定する。

[0053] ここで、スキュー角度は、誘起電圧が正弦波となるスキュー角度より小さぐ且つコギングトルクが所定の目標値 Tel以下となるスキュー角度に設定するものとする。さらには、当該スキュー角度は、誘起電圧に 7次より大きい次数の高調波成分が極力含有されない範囲（基本波成分に対して 0. 1 %以下）で設定するものとする。

[0054] ここで、前記目標値 Telは、騒音 ·振動の関係により、良好なコギングトルクとするために、例えば 0. 020 [Nm]程度とする。

[0055] 一般的に、スキュー角度、コギングトルク及び誘起電圧は図 9のような関係がある。

図 9において、横軸はスキュー角度、縦軸はコギングトルク又は誘起電圧の高調波含有率である。図中、実線はコギングトルク、一点鎖線は誘起電圧の 5次高調波含有率、破線は誘起電圧の 7次高調波含有率を示している。

[0056] この図 9に示すように、スキュー角度 j3 1より小さい角度で、誘起電圧に 7次以上の次数の高調波成分が含有される。そして、このスキュー角度 j3 1でのコギングトルクは 0. 020 [Nm]程度となり、目標値 Telに相当する。また、スキュー角度 j3 2ではコギングトルクが最小となり、スキュー角度 j3 3では誘起電圧波形は正弦波となる。

[0057] したがって、本実施形態では、スキュー角度 /3を、 /3 1より大きく β 3より小さい範囲で設定する。この β ΐぐ βぐ β 3の範囲では、コギングトルクは目標値 Tel以下となる [0058] 次に、本実施形態の動作及び効果について説明する。

[0059] 今、ステアリングホイール 1を操舵すると、そのときの操舵トルク Tがトルクセンサ 3で検出されると共に、車速 Vsが車速センサ 21で検出される。そして、検出された操舵トルク T及び車速 Vsが制御演算装置 23の目標電流設定部 30における操舵補助電流指令値演算部 31に入力されることにより、この操舵補助電流指令値演算部 31で、図 4の操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値 I を算出する ref

[0060] そして、算出された操舵補助電流指令値 I 力 ¾軸目標電流算出部 34及び q軸目標 ref

電流算出部 36に供給される。

[0061] また、電気角 Θ e及び電気角速度 ω が誘起電圧モデル算出部 35に供給されて d

e

軸 EMF成分 e ( Θ e)、 q軸 EMF成分 e ( Θ e)を算出し、これらを d軸電流算出部 34

d0 q0

の疑似 q軸電流算出部 34c及び q軸電流算出部 36に供給する。

[0062] このため、 d軸電流算出部 34では、 d軸直流成分算出部 34aで操舵補助電流指令値 I をもとに図 6の d軸直流成分算出マップを参照して d軸直流成分 I を算出すると ref dDC 共に、 d軸振幅係数算出部 34bで、操舵補助電流指令値 I をもとに図 7の q軸振幅 ref

係数算出マップを参照して d軸振幅係数 I を算出する。

dAmp

[0063] さらに、疑似 q軸電流算出部 34cで前記（2)式に基づいて疑似 q軸電流 i ( Θ e) '

q を算出し、次いで d軸電流振幅成分算出部 34dで、前記（5)式に基づいて d軸の逆位相成分 i ( θ β) ' を算出する。

d

[0064] そして、 d軸目標電流算出部 34eで、前記（6)式の演算を行って d軸目標電流 i ( Θ

d e)を算出し、算出した d軸目標電流 i ( 6 e)を q軸電流算出部 36に供給すると共に 2

d

相— 3相変換部 37に供給する。

[0065] q軸電流算出部 36では、前記 d軸目標電流算出部 34eで算出された d軸目標電流 i

( Θ e)を用いてトルク変動を生じなレ、 q軸目標電流 i ( Θ e)を算出し、この q軸目標電 d q

流 i ( 6 e)を 2相 /3相変換部 37に供給する。

q

[0066] このように、 d軸目標電流 i ( Θ e)及び q軸目標電流 i ( Θ e)は略 180度位相がずれ d q

た逆位相となると共に、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqも同様に略 180度位相がずれた逆位相となる。

[0067] そして、 d軸目標電流 i ( Θ e)及び q軸目標電流 i ( Θ e)が 2相 /3相変換部 37で 3 d q

相電流指令値 Iu、 Iv*及び Iw*に変換され、電圧制御部 40で、 3相電流指令値 Iu*、 I V*及び Iw*とモータ電流検出回路 22で検出したモータ電流検出値 Iud、 Ivd及び Iwd とで電流フィードバック処理を行って、相電圧指令 Vu、 Vv及び Vwを算出する。そして、その相電圧指令 Vu、 Vv及び Vwに基づいて算出した PWM信号 PWMua〜PW Mwbを FETゲート駆動回路 25へ出力する。

[0068] FETゲート駆動回路 25は、上記 PWM信号に基づいて、モータ駆動回路 24の電界効果トランジスタのゲート電流を制御する。その結果、 3相ブラシレスモータ 12の発生トルクが減速ギヤ 11を介してステアリングシャフト 2の回転トルクに変換されて、運転者の操舵力がアシストされる。

[0069] 本実施形態の 3相ブラシレスモータ 12は、誘起電圧に基本波成分 (正弦波成分）以外に高調波成分を含有させるようにスキュー角度 j3が設定されている。このとき、スキュー角度 βは、誘起電圧が正弦波となる角度 3より小さく設定される。

[0070] 正弦波誘起電圧となる角度よりスキュー角度 βを小さくすると、図 10に示すように、正弦波誘起電圧に比べコイル相間誘起電圧の 1次成分 (基本波成分)が上昇する。誘起電圧定数の大きさは 1次成分 (基本波成分)が支配的であるため、相間誘起電圧の 1次成分 (基本波成分）の上昇により誘起電圧定数が上昇する。

[0071] ところで、電動モータのトルク関係式は次式で表される。

[0072] T =EMF - I / ω =K I =K I (7)

ここで、 T_mはモータトノレク、 EMFはコイル相間誘起電圧、 ω はモータ回転数、 Iはモータ相電流、 Κは誘起電圧定数、 Κはモータトルク定数である。

e t

[0073] 上記（7)式に示すように、誘起電圧定数 Kとモータトルク定数 Kは同値であるため

e t

、上述したように誘起電圧定数 Kが上昇するとモータトルク定数 Κも上昇することに

e t

なり、モータのトルク性能が向上することになる。

[0074] このように、スキュー角度 βを誘起電圧が正弦波となる角度 [3 3より小さく設定することで、モータの出力性能を向上させることができる。

[0075] 図 9に示すように、スキュー角度 βを誘起電圧が正弦波となる角度 β 3より小さく設定すると、誘起電圧には高調波成分が含有される。

[0076] 誘起電圧に高調波成分が含有された場合、一般的に用いられる正弦波駆動方式を用いると、高調波成分に起因したトルクリップノレを発生してしまう。トルクリップルは騒音 '振動およびステアリングフィーリングの悪化につながり、 EPS用モータとしては発生を抑制しなければならなレ、。

[0077] これに対して本実施形態では、目標電流設定部 30で、高調波成分を含んだモータの誘起電圧を利用して相電流指令値を出力する電流制御手法を採用する。これにより、高調波誘起電圧に起因するトルクリップノレの発生を抑制することができる。

[0078] ところで、一般的に制御の容易さなどからモータの誘起電圧は正弦波とすることが多いが、図 9に示すように、誘起電圧が正弦波となるスキュー角度（ = 3)は必ずしもコギングトルクが最小とはならなレ、。コギングトルクはモータの騒音 '振動に関係するものであり、コラムタイプ EPSなど車両の車室内にモータが配置される EPSの場合、運転者との距離が近いためモータの振動 ·騒音を可能な限り低減する必要がある。

[0079] 本実施形態では、スキュー角度 βを誘起電圧が正弦波となる角度 3より小さくし、且つコギングトルクを目標値 Tel以下とするスキュー角度（ > β 1)に設定することで、上述したトルク性能の向上に加えて、 EPSとして騒音 ·振動 'フィーリングが気にならない範囲でモータの騒音 ·振動を極力抑制する効果を有する。

[0080] さらに、上記のコラムタイプ EPSにてモータの振動.騒音が許容される範囲、および車両エンジンルームにモータが配置されるタイプの EPS (例えばピニオンタイプ EPS) では、モータを高出力化するために、スキュー角度をコギング最小とするスキュー角度よりさらに小さく設定することできるが、この場合、スキュー角度を小さくするとより高次の高調波成分が誘起電圧に含有される。

[0081] 上述したように、本実施形態では、誘起電圧の高調波成分に起因するトルクリップルを抑制する電流制御手法を用いるが、この電流制御手法を用いるとモータに流す相電流にも高調波成分が含有される。このため、相電流波形が複雑になり、含有される高調波成分の周波数が電流制御の応答周波を超えると波形実現が困難になり、トルクリップルを効果的に抑制できなレ、。

[0082] 即ち、電流制御の応答性、および制御回路内の電流検出におけるフィルタ一による遅れ、 FET、マイコンの応答性より誘起電圧に 7次より大きい次数の高調波成分が含有された場合にトルクリップルを抑制する電流波形の生成が困難となる。

[0083] これに対して本実施形態では、スキュー角度 βを、誘起電圧が正弦波となるスキュ一角度 /3 3より小さぐかつ誘起電圧に 7次より大きい次数の高調波成分が含有されない範囲、即ち /3 1 < /3 < /3 3で設定するので、トルクリップルを抑制する電流波形の生成を容易にし、効果的にトルクリップノレを抑制することができる。

[0084] 図 11に、スキュー角度を誘起電圧が正弦波となる角度より小さくし、誘起電圧に高調波成分を含有させた場合の、コイル相間誘起電圧、端子間誘起電圧、トルクリツプルを抑制する制御電流波形を示す。

[0085] この図 11において、（a)は誘起電圧が正弦波である場合、（b)は誘起電圧に高調波成分を含有させた場合 (コイル相間誘起電圧が擬似矩形波）、 (c)は誘起電圧に高調波成分を含有させた場合 (端子間誘起電圧が擬似矩形波)である。

[0086] モータの極/スロットの関係、ステータ形状、卷線方式、マグネットの種類により、スキュー角度を小さくした場合の誘起電圧に含有される高調波の位相は異なり、図 11 ( b)及び（c)に示すように 2種の誘起電圧波形が存在する。

[0087] 図 11 (b)に示すように、コイル相間誘起電圧が擬似矩形波となる場合、端子間誘起電圧は擬似三角波となり、制御電流波形は擬似三角波となる。逆に、図 11 (c)に示すように、端子間誘起電圧が擬似矩形波となる場合、コイル相間誘起電圧は擬似三角波となり制御電流波形は擬似矩形波となる。どちらの場合もコイル相間誘起電圧の 1次成分 (基本波成分）の向上により、モータのトノレク性能が向上することがわかる。

[0088] 図 12に同体格、同卷線構造とし、誘起電圧を正弦波、擬似矩形波とした場合のモータ特性線図を示す。この図 12において、破線は正弦波誘起電圧モータ、実線は端子間誘起電圧が擬似矩形波であるモータ、一点鎖線はコイル相間誘起電圧が擬似矩形波であるモータの特性線図である。

[0089] この図 12からも明らかなように、実線及び一点鎖線で示す擬似矩形波誘起電圧のモータは、破線で示す正弦波誘起電圧のモータに対しトルク性能が向上しており、同体格で高トルクの EPSシステムを提供することができることがわかる。 [0090] 図 13に擬似矩形波誘起電圧のモータに進角制御を用いた場合の特性線図を示す。図 13において、（a)は端子間誘起電圧が擬似矩形波であるモータ、（b)はコイル相間誘起電圧が擬似矩形波であるモータの特性線図である。

[0091] この図力もも明ら力、なように、何れのモータにおいても進角制御にて回転性能を向上すること力 Sできること力 Sゎカゝる。

[0092] このように、上記実施形態では、誘起電圧に基本波成分以外の高調波成分が含まれた 3相ブラシレスモータを適用し、このモータの相電流を制御する。そして、ブラシレスモータの高調波成分の含有率を、当該ブラシレスモータの構成部品であるロータ及びステータの少なくとも一方のスキュー角度により調整するので、例えば、モータのトルク性能を向上させたりコギングトルクを所定値以下に止めたりすることができるなど、モータを最適に設定することができる。また、前記高調波成分を含んだ誘起電圧を用いて相電流指令値を算出し、これに基づいてモータに相電流を供給するので、高調波誘起電圧に起因したトルクリップルの発生を抑制することができる。

[0093] また、スキュー角度を、誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さい角度に設定するので、正弦波誘起電圧に比べコイル相間誘起電圧の 1次成分を上昇させて誘起電圧定数 (モータトルク定数）を上昇させることができ、モータのトノレク性能を確実に向上させることができる。

[0094] さらに、スキュー角度を、コギングトルクが目標値以下となるスキュー角度に設定するので、 EPSとして騒音 ·振動 'フィーリングが気にならない範囲で、モータの騒音'振動を極力抑えることができる。

[0095] また、スキュー角度を、誘起電圧に 7次より大きい次数の高調波成分が含有されなレ、スキュー角度に設定するので、高調波誘起電圧に起因するトルクリップルを抑制するための電流波形の生成を容易にし、効果的にトルクリップノレを抑制することができる

[0096] さらにまた、相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させるように決定する進角制御を行うので、高転追性を実現することができ、 EPS性能を向上することができる。

[0097] また、モータ出力が上昇した分、コイルの卷数を多くしトルク定数を上昇させ、トルク上昇分、モータ体格を小さくすることができ、モータの小型化、軽量化を実現することができ、 EPSの車両搭載性を向上することができるという効果が得られる。

[0098] なお、上記実施形態においては、スキュー角度 βを、誘起電圧に 7次より大きい高調波成分が極力含有されない角度に設定する場合について説明したが、電流制御の応答性、 FET、マイコンの応答性にて、トルクリップノレを抑制する電流波形を実現できる場合はこの限りではない。

[0099] また、上記実施形態においては、 d軸目標電流 i ( Θ e)及び q軸目標電流 i ( Θ e)を

d q

2相 /3相変換部 37で 3相目標電流 Iu*、 Iv*及び Iw*に変換してから電圧制御部 40に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ 2相 /3相変換部 37を省略し、これに代えて電流検出回路 22で検出したモータ電流 Idu、 Idv 及び Idwを 3相 Z2相変換部に供給して d軸検出電流及び q軸検出電流に変換し、変換した d軸検出電流及び q軸検出電流と、目標電流設定部 30で算出した d軸目標電流 i ( Θ e)及び q軸目標電流 i ( Θ e)との偏差を算出した後、偏差を 2相 /3相変換 d q

して相制御電圧を算出するようにしてもよい。

[0100] さらに、上記実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の 3相ブラシレスモータを適用した機器に本発明を適用すること力 Sできる。

[0101] また、上記実施形態においては、 3相ブラシレスモータを適用する場合について説明したが、 3相以上の相を持つブラシレスモータを適用することもできる。

[0102] なお、本出願は、 2006年 7月 31日出願の日本特許出願（特願 2006— 208141) に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

Claims

請求の範囲

[1] 3相以上の相を持つブラシレスモータと、

を備え、

前記ブラシレスモータは、

ことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[2] 前記ブラシレスモータの高調波成分の含有率は、

ことを特徴とする請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。

[3] 前記スキュー角度は、

前記誘起電圧が基本波となるスキュー角度より小さい角度に設定されていることを特徴とする請求項 2に記載の電動パワーステアリング装置。

[4] 前記スキュー角度は、

ことを特徴とする請求項 2に記載の電動パワーステアリング装置。

[5] 前記スキュー角度は、

[6] 前記電流指令値設定手段は、

前記ブラシレスモータの誘起電圧を利用し、各相電流指令値を出力することを特徴とする請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。

[7] 前記電流指令値設定手段は、

相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させるように決定する進角制御を行う進角制御手段を備えることを特徴とする請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。