CN101495359A - 电动转向设备 - Google Patents

Abstract

提供一种三相无刷电机(12)，其在所感应的电动势中具有除了基波分量以外的谐波分量，并且通过使用包含谐波分量的感应电动势输出相电流指令值，并且基于该相电流指令值将相电流供给到电动机(12)。基于电动机(12)的倾斜角β设定谐波分量的内容，并且将该倾斜角β设定为小于在感应电动势具有基波处的倾斜角，以及将该倾斜角β设定为在定位转矩等于或小于目标值Tc1处的倾斜角。结果，能够抑制转矩脉动，并且增强电动机的输出性能，而没有使定位转矩性能变差。

Description

电动转向设备

技术领域

本发明涉及一种电动转向设备，其使用其中谐波分量叠加在所感应的电动势上的具有至少三相位的无刷电机，也就是，所谓的谐波电机。

背景技术

在近年来，通过EPS的需求的增加而对于电动转向设备(下文中称作EPS)的性能、对于由应用车辆的尺寸增加所导致的所需推理的增加、以及对于假定突发回避性的旋转跟随性的增加的要求，对动力的增加有各种要求。也可以通过增加电机的尺寸来处理该要求，该电机被用于增强转矩和旋转特性或者使得永磁体具有高磁通量。考虑到前面的情形，引起了其中由于尺寸的增加而破坏了汽车布置特性、成本增加、以及感觉变差，并且由于定位转矩(cogging torque)的破坏而使振动和噪声变坏的情况。此外，考虑到下面的情形，大大增加了成本并且由于定位转矩性能的破坏而使得振动和噪声变坏。

考虑到机柱型EPS，尤其是司机靠近该EPS。出于这个原因，需要尽量避免由于定位转矩的变坏而使得振动和噪声变坏。此外，需要避免转矩脉动性能的变坏，因为会影响振动和噪声的变坏以及转向感的变坏。

因此，需要一种增强电机的输出而无需增加尺寸，并且具有极佳的定位转矩和转矩脉动性能的方法。

对于用于解决问题的该方法，已知一种方法，在包括转子的永磁型电机中，其能够增加磁通密度以产生高功率，同时通过将倾斜角的上限值设定为小于理论角度θ_S(＝180X(转子的磁极数目)/(至少在转子的磁极与定子的磁极之间的数目的公倍数))，并且将下限值设定为大于理论角度θ_S的一半，而减小电机定位转矩，其中所述转子在永磁体的磁极之间的边界线上设有斜面(skew)(例如，见专利文献1)。

此外，已知一种电机驱动控制装置，其用于通过应用能量平衡方程，基于电流指令值Iref、转子电角度θ_e、感应电动势模型eq(θ_e)和ed(θ_e)、以及d轴电流Id来，计算用于确定电机转矩的q-轴电流Iq，以抑制谐波电机的转矩脉动(例如，参加专利文献2)。

此外，作为用于控制具有至少三个相位的电机的一种电机驱动控制装置，已知一种装置，其用来在将包含在电机控制中的非线性元素分割到各个相位中的状态下实施控制，从而抑制转矩脉动和噪声，并且控制该转矩脉动和电机噪声，而无需使电机端子电压饱和，也无需电机的高速旋转(例如，参加专利文献3)。

专利文献1：JP-A-2005-20930公开

专利文献2：JP-A-2004-201487公开

专利文献3：JP-A-2006-158198公开

发明内容

要解决的问题

然而，在专利文献1所描述的永磁型电机中，感应电动势波形不是正弦波而是包含有谐波分量。因此，在采用普通正弦波驱动方法的情形中，产生了转矩脉动，使得转向感变差并且使得振动和噪声变坏。

在专利文献2和3所描述的电机驱动控制装置中，在感应电动势中包含谐波分量并且产生了具有余弦波或者伪余弦波的感应电动势的情形中，仍能够提高电机的输出，同时抑制转矩脉动。然而，并没有考虑包含谐波分量以及定位转矩的具体方法。出于这个原因，有不能够最佳地控制电机的可能性。

因此，本发明的目的是明确地提供可以最优地设定用于EPS电动机的电动机的方法，以及提供一种能够加强电动机的输出性能、同时在不破坏定位转矩性能的情况下抑制转矩脉动的电动机，以及一种使用该电动机的电动转向设备。

解决问题的手段

通过下面的结构可以解决本发明的问题。

(1)一种电动转向设备，其包括：

具有至少三个相位的无刷电机；

电流控制单元，其提供相电流以驱动所述无刷电机；以及

电流指令值设定单元，其确定所述相电流的指令值，

其中所述无刷电机具有包括除了基波分量以外的谐波分量的感应电动势波形。

(2)根据(1)所述的电动转向设备，其中基于至少一个转子和定子的倾斜角(skew angle)，设定所述无刷电机的谐波分量，该转子和定子为所述无刷电机的部件。

(3)根据(2)所述的电动转向设备，其中将所述倾斜角设定为小于在感应电动势具有基波时的倾斜角。

(4)根据(2)所述的电动转向设备，其中将所述倾斜角设定为在定位转矩具有预定值或小于该预定值时的倾斜角。

(5)根据(2)所述的电动转向设备，其中将所述倾斜角设定为当在感应电动势中包含具有等于或低于七阶的阶(order)的谐波分量时的倾斜角。

(6)根据(1)所述的电动转向设备，其中电流指令值设定装置利用无刷电机的感应电动势来输出每个相位电流指令值。

(7)根据(1)所述的电动转向设备，其中为了相对于感应电动势波形而增强电动机旋转性能，所述电流指令值设定装置包括角度提前控制单元，其执行角度提前控制以确定相位电流指令值波形。

本发明的优点

根据本发明的电动转向设备，应用具有至少三相位的无刷电机，其中在感应电动势中包括除了基波分量外的谐波分量，并且通过倾斜角来调节该谐波分量的内容。因此，能够最优地设定该电动机，例如，用以增强该电动机的转矩特性或者保持定位转矩等于或小于预定值。此外，基于包含谐波分量的感应电动势来计算相电流指令值，并且基于其将相电流供给到电动机上。结果，能够获得可以防止由谐波感应电动势引起的转矩脉动的优点。

此外，根据本发明的电动转向设备，其能够获得可以实现减小电动机的尺寸和重量，同时提高电动机的转矩特性以及改善车辆的负载性能的优点。

附图说明

图1是示出了根据本发明实施例的车辆结构的示意图；

图2是示出转向辅助控制设备的方框图；

图3是示出图2所示的控制计算设备的示意性结构的方框图；

图4是示出转向辅助电流指令值计算图的特性图；

图5是示出dq轴指令电流计算部分的具体结构的方框图；

图6是示出d轴电流DC分量计算图的特性图；

图7是示出d轴电流幅值系数计算图的特性图；

图8是示出三相无刷电机12的内部结构的示意图；

图9是示出在电机中的倾斜角度和定位转矩与感应电动势的谐波内容之间的关系的图表；

图10是示出当包含谐波分量时，感应电动势与主要成分之间的关系的图表；

图11是示出当包含谐波分量时，每个感应电动势波形与控制电流波形之间的对比的图表；

图12是电动机的特性图；

图13A是在角度提前控制中电动机的特性图；以及

图13B是在角度提前控制中电动机的特性图。

附图标记描述

1   方向盘

2   转向轴

3   转矩传感器

10  转向辅助机构

11  减速齿轮

12  三相无刷电机

20  转向辅助控制设备

21  速度传感器

24  电动机驱动电路

25  FET栅驱动电路

30  目标电流设定部分

31  转向辅助电流指令值计算部分

32  电角度转换部分

33  微分电路

34  d-轴目标电流计算部分

34a d-轴电流DC分量计算部分

34b d-轴幅值系数计算部分

34c 伪q轴电流计算部分

34d d-轴电流幅值分量计算电路

34e d-轴目标电流计算部分

35  感应电动势模型计算部分

36  q-轴目标电流计算部分

37  两相/三相转换部分

40  驱动电压控制部分

具体实施例

下面将参考附图描述根据本发明的实施例。

图1是示出了将本发明应用于电动转向设备的情况下，根据实施例的全部结构的框图。

在附图中，参考数字1代表方向盘。将驾驶员输入的作用在转向盘1上的转向力传递到具有输入轴2a和输出轴2b的转向轴上。在转向轴2中，输入轴2a具有连接到方向盘1的一端，以及通过转矩传感器3连接到输出轴2b的一端的另一端。

然后，将传递到输出轴2b的转向力通过万向节4传递到下轴5，并且进一步通过万向节6传递到齿轮轴7。将传递到齿轮轴7的转向力通过转向齿轮传递到拉杆6，以操纵未示出的旋转和转向轮。转向齿轮8以齿轮齿条的形式构成，其具有连接到齿轮轴7的小齿轮8a以及与该小齿轮8a接合的齿条8b，并且通过该齿条8b将传递到小齿轮8a的旋转运动转换成直线运动。

用于将转向辅助力传递到输出轴2b的转向辅助机构10连接到转向轴2的输出轴2b上。该转向辅助机构10包括连接到输出轴2b上的减速齿轮11、以及三相无刷电机12，该三相无刷电机12作为连接到该减速齿轮1上并且用于为转向系统产生转向辅助力的电动机。

转矩传感器3用于检测施加到方向盘1并且传递到输入轴2a的转向转矩，并且其具有这样的结构以便将转向转矩转化成扭杆(未示出)的扭转角位移，并且通过例如电位器来检测该扭转角位移，该扭杆设置在输入轴2a与输出轴2b之间。

如图2所示，在三相无刷电机12中，U-相线圈Lu、V-相线圈Lv、以及W-相线圈Lw的端部彼此连接以形成星型连接，并且线圈Lu、Lv、以及Lw的另一端连接到转向辅助控制设备20上，以便分别输送电动机驱动电流Iu、Iv、以及Iw。此外，该三相无刷电机包括由旋转变压器构成的用来检测转子的旋转位置的转子位置检测电路13，以及旋转编码器。

该转向辅助控制设备20输入由转矩传感器3检测的转向转矩T、由速度传感器21检测的速度检测值Vs、以及由转子位置检测电路13检测的转子旋转角θ、以及此外，从电动机电流检测电路22输出的电动机驱动电流检测值Iud、Ivd和Iwd，其用于检测供给到三相无刷电机12的三相线圈Lu、Lv和Lw的电动机驱动电流Iu、Iv和Iw。

该转向辅助控制设备20包括：

由微机和电动机驱动电路24构成的控制计算设备23，该微机例如基于转向转矩T、速度检测值Vs、转子旋转角θ来计算转向辅助目标电流值，并且输出电动机电压指令值Vu、Vv和Vw，该电动机驱动电路24由场效应晶体管(FET)构成，用来驱动三相无刷电机12；以及

FET栅驱动电路25，用于基于从控制计算设备23输出的相电压指令值Vu、Vv和Vw来控制电动机驱动电路24的场效应晶体管。

如图3所示，该控制计算设备23包括：

目标电流设定部分30，其通过利用矢量控制的优良特性而用于确定具有矢量控制d和q分量的电流指令值(目标电流值)，并且然后将该电流指令值转换成对应于激励线圈的相电流指令值Iu^*、Iv^*和Iw^*，并且将它们输出；以及

驱动电压控制部分40，其利用从矢量控制设备指令值计算电路30输出的相电流指令值Iu^*、Iv^*和Iw^*以及由电动机电流检测电路22检测的电动机电流检测值Iud、Ivd和Iwd而用于实施电流反馈处理，从而控制驱动电压。

在图3中，目标电流设定部分30对应于电流指令值设定单元，并且驱动电压控制部分40、电动机驱动电路24以及FET栅驱动电路25对应于电流控制单元。

如图3所示，目标电流设定部分30包括：

转向辅助电流指令值计算部分31，由转矩传感器3检测的转向转矩T和由速度传感器21检测到的速度Vs输入到其中，并且基于此来计算转向辅助电流；

电角度转换部分32，其用于将转子位置检测电路13检测到的转子旋转角θ转换成电角度θe；

微分电路33，其用于将从电角度转换部分32输出的电角度θ_e微分，以计算电角速度ω_e；

d-轴目标电流计算部分34，其用于基于转向辅助电流指令值I_ref以及电角速度ω_e来计算d-轴目标电流Id^*；

感应电动势模型计算部分35，其用于基于电角度θ_e以及电角速度ω_e来计算d-q-轴感应电动势模型EMF(电动势)的d-轴EMF分量e_d0(＝e_d/ω_e＝e_dAC0sin(θ_e))和q-轴EMF分量e_q0(＝e_q/ω_e＝Eq_DC0-e_qAC0cos(6θ_e))；

q-轴目标电流计算部分36，其用于基于从感应电动势模型计算部分35输出的d-轴EMF分量e_d0和q-轴EMF分量e_q0、从d-轴目标电流计算部分34输出的d-轴目标电流id^*、以及从转向辅助电流指令值计算部分31输出的转向辅助电流指令值I_ref，来计算q-轴目标电流iq^*；以及

两相/三相转换部分37，其用于将从d-轴目标电流计算部分34输出的d-轴目标电流id^*，以及从q-轴目标电流计算部分36输出的q-轴目标电流iq^*转换成三相电流指令值Iu^*、Iv^*和Iw^*。

目标电流设定部分30基于转向辅助电流指令值I_ref、电角度θ_e、电角速度ω_e以及电动机常数信息来计算d-轴目标电流id^*，该d-轴目标电流id^*以等于在q轴电流的相反相位中电角度的一个循环的六倍的频率来驱动。该目标电流设定部分30也基于应用电动机的能量守恒等式的将在下面描述的恒定转矩公式来计算q-轴目标电流iq^*，用于从辅助电流指令值I_ref、电角度θ_e、d-q-轴EMF分量e_d0和e_q0、d-轴目标电流id^*确定电动机转矩。

恒定转矩公式是在下面的等式(1)中应用d-q-轴的感应电动势ed和eq所表达的关系式。

T_ωm＝(2/3)K_ti_refω_m＝i_ue_u+i_ve_v+i_we_w＝I_qe_q+I_de_d    (1)

其中T代表电动机转矩，ω_m代表电动机机械角速度，K_t代表电动机转矩常数，I_ref代表电动机转矩指令值，I_u代表U-相电流，I_v代表V-相电流，I_w代表W-相电流，e_u代表U-相感应电动势(EMF)，e_v代表V-相感应电动势(EMF)，e_w代表W-相感应电动势(EMF)，I_q代表q-轴电流，I_d代表d-轴电流，e_q代表q-轴感应电动势(EMF)，e_d代表d-轴感应电动势(EMF)。

转向辅助电流指令值计算部分31参考图4中所示的转向辅助电流指令值计算图基于转向转矩T和速度V_s计算转向辅助电流指令值I_ref。转向辅助电流指令值计算图由抛物线所示的特性图构成，其中横坐标表示转向转矩T，纵坐标代表转向辅助电流指令值I_ref，并且将速度V_s设定为参数。

当转向转矩T时“0”的时候，转向辅助电流指令值I_ref维持为“0”，以在其附近设定值Ts1。将转向辅助电流指令值I_ref设定为首先在转向转矩T超出设定值Ts1时关于转向转矩T的增加而比较轻微地增加，然后关于向转矩T的进一步增加而急速增加。将特性曲线设定为具有根据速度的增加而减小的梯度。

此外，如图5所示，d-轴目标电流计算部分34输入从转向辅助电流指令值计算部分31输出的转向辅助电流指令值I_ref，从电角度转换部分32输出的电角度θ_e、以及将在下面描述的通过从感应电动势模型计算部分35输入的感应电动势模型所表示的q-轴EMF的DC分量E_qDC0(＝ω_eE_qDC0＝E_qDC)、q-轴EMF的幅值分量e_qAC0(＝ω_ee_qAC0＝e_qAC)、以及d-轴EMF的幅值分量e_dAC0(＝ω_ee_dAC0＝e_dAC)。

d-轴目标电流计算部分34包括：

作为角度提前控制单元的d-轴电流DC分量计算部分34a，其通过参考图6所示的d-轴DC分量计算图，基于作为输入的转向辅助电流指令值I_ref来计算临时d-轴电流的DC分量I_dDC；

d-轴幅值系数计算部分34b，用于通过参考图7所示的d-轴幅值系数计算图，基于以同种方式输入的转向辅助电流指令值I_ref来计算用于确定d-轴电流的幅值的幅值系数I_dAmp；

伪q轴电流计算部分34c，其用于基于转向辅助电流指令值Iref、转子电角度θ_e以及感应电动势模型EMF来计算伪q轴电流Iq(θe)′；

d-轴电流幅值分量计算电路34d，其用于基于由伪q轴电流计算部分34c计算的伪q轴电流Iq(θe)′来计算用于计算d-轴电流的幅值分量的相反相位部分的d-轴反相位电流分量Id(θe)′；

d-轴目标电流计算部分34e，其用于基于d-轴DC分量I_dDC、d-轴幅值系数I_dAmp以及d-轴反相位分量ID(θe)′来计算d-轴目标电流ID(θe)；

在其通过d-轴DC分量计算部分34a做出参考的d-轴DC分量计算图中，以这种方式来设定特征线：

d-轴DC分量I_dDC在转向辅助电流指令值I_ref为“0”到预定值I_ref1期间，其为恒定值Id1；

当转向辅助电流指令值I_ref超出预定值I_ref1时，其对应转向辅助电流指令值I_ref的增加而从恒定值Id1逐渐减小，并且

当转向辅助电流指令值I_ref达到图6所示的最大值I_ref2时，d-轴DC分量I_dDC为“0”。

此外，在其通过d-轴幅值系数计算部分34b做出参考的d-轴幅值系数计算图中具有如图7所示来设定的特征线。该d-轴幅值系数计算图示出，转向辅助电流指令值I_ref与d-轴幅值系数I_dAmp之间的关系作为特性图，该d-轴幅值系数I_dAmp是在以各个旋转速度执行仿真以最大化电动机输出时所获得的。

此外，考虑到电动机的正常和反向旋转，基于从转向辅助电流指令值计算部分31输出的转向辅助电流指令值I_ref，从电角度转换部分32输出的电角度θ_e、以及将在下面描述的通过从感应电动势模型计算部分35输入的感应电动势模型所表示的q-轴EMF的DC分量E_qDC0(＝ω_eE_qDC0＝E_qDC)、q-轴EMF的幅值分量e_qAC0(＝ω_ee_qAC0＝e_qAC)、以及d-轴EMF的幅值分量e_dAC0(＝ω_ee_dAC0＝e_dAC)，以及由d-轴DC分量计算部分34a计算的d-轴DC分量I_dDC，伪q轴电流计算部分34c执行下面的计算以计算伪q轴电流Iq(θe)′。

i_q(θe)′＝|I_qDC+i_qccos(6θe)-i_qssin(6θe)|    (2)

这是基于在下面的等式(3)和(4)中通过利用在q-轴电流Iq(θe)的振动分量中起主导作用的6阶谐波分量，d-轴电流Id(θe)和q-轴电流Iq(θe)可以彼此接近的事实。

i_d(θe)＝|I_dDC+i_dccos(6θe)+i_dssin(6θe)|    (3)

i_q(θe)＝|I_qDC+i_qccos(6θe)-i_qssin(6θe)|    (4)

注意：

I_qDC＝2K_ti_ref/3pE_qDC0′

i_qc＝2K_ti_refe_qAC0/3pE_qDC0′ ²

i_qs＝I_dDCe_qAC0/E_qDC0

此外，d-轴电流幅值分量计算电路34d将除了在等式(4)的右侧的首项的q-轴DC部分I_dDC之外的AC分量的符号逆变，并且基于下面的等式(5)计算幅值分量的反相位输出Id(θe)′。

i_d(θe)′-(i_qccos(6θe)-i_qssin(6θe))    (5)

此外，d-轴电流幅值分量计算电路34d基于d-轴DC分量I_dDC、d-轴幅值系数I_dAmp以及d-轴幅值部分的反相位分量Id(θe)′来实施下面等式中的计算，由此计算d-轴电流指令值Id(θe)。

i_d(θ_e)＝I_dDC-I_dAmp(i_qccos(6θe)-i_qssin(6θe)    (6)

换句话说，d-轴电流指令值Id(θe)限制于这样一种假设，即驱动操作是在与q轴电流Iq(θe)相反的相位中实施的。

此外，q-轴目标电流计算部分36基于d-轴电流等式来计算q-轴电流指令值i_q(θe)，该q-轴电流指令值i_q(θe)是基于d-轴电流指令值Id(θe)、电角速度ω_e、d-轴EMF分量e_d0(θe)、以及q-轴EMF分量e_q0(θe)通过改变等式1所表示的恒定转矩条件表达式而获得的。

图3所示的电压控制部分40包括：

减法器41u、41v和41w，其用于将从目标电流设定部分30供给的电流指令值Iu^*、Iv^*和Iw^*减去由电流检测电路22所检测的流过相位线圈Lu、Lv、Lw的电动机相电流检测值Iud、Ivd和Iwd，以计算相电流误差ΔIu、ΔIv和ΔIw，以及

PI控制部分42，其用于对这样获得的相电流误差ΔIu、ΔIv和ΔIw执行比例加积分控制，由此计算指令电压Vu、Vv和Vw。

然后，从PI控制部分42输出的该指令电压Vu、Vv和Vw供给到FET栅驱动电路25。

如图2所示，电动机驱动电路24具有逆变器结构，其中串联连接到对应的相位线圈Lu、Lv、Lw上，并且由N通道MOSFET所构成的开关元件Qua、Qub、Qva、Qvb、Qwa、Qwb并联连接。

开关元件Qua和Qub的节点、开关元件Qva和Qvb的节点以及开关元件Qwa和Qwb的节点在相反的侧上连接到相位线圈Lu、Lv、Lw的中间点Pn。

将从FET栅驱动电路25输出的PMW(脉冲宽度调节)信号供给到构成电动机驱动电路24的开关元件Qua、Qub、Qva、Qvb、Qwa、Qwb的栅。

图8是示出了三相无刷电机12的内部构造的剖视图。在该三相无刷电机12中，转子52连接到用于将转矩和旋转传递到外侧的输出轴51上，用于产生转矩的磁体53连接到转子52的外周上。输出轴51在轴向上通过连接到壳体54和凸缘55的轴承56a和56b来支撑，并且可以在旋转方向上自由地旋转。

定子57设置在壳体54中，并且线圈58环绕该定子57缠绕，并且供给电能，以使得定子57产生电枢磁动势，而且使得转子52通过转子磁动势产生旋转力。电动机连接方法采用星型连接，并且对至少一个连接到转子52和定子57的磁体53施加倾斜。

尽管该倾斜包括转子(磁体)倾斜以及定子倾斜，但在本实施例中可以采用任何的形式。转子(磁体)倾斜可以通过在轴向上极化或者移动磁体的位置来实施。因此，过程可以简化。另一方面，定子倾斜特征可以通过在定子的每个层叠的层叠中移动钢板的位置来实现，并且可以这样实现平稳的倾斜，而且因为是通过在位置上的机械精度来确定倾斜角的，所以可以提高倾斜角的精度。

在本实施例中，假设除了基波分量(正弦波分量)之外，谐波分量包含在三相无刷电机12的感应电动势中，并且基于倾斜角来设定该谐波分量的内容。

假设将该倾斜角设定为小于在感应电动势形成正弦波处的倾斜角，并且将作为在定位转矩等于或者小于预定目标值Tc1处的倾斜角。此外，假设将该倾斜角设定为在其中具有比7阶更高的阶的谐波分量最大可能地(相对于基波分量0.1％或者更少)没有包含在感应电动势中的范围内。

例如，为了获得在噪声与振动的关系中的最佳的定位转矩，将目标值Tc1设定为近似为0.020[Nm]。

总的来说，倾斜角、定位转矩以及感应电动势具有图9所示的关系。在图9中，横坐标轴表示倾斜角β，而纵坐标轴表示定位转矩的谐波内容或者感应电动势。在该图表中，实线代表定位转矩，单点链线代表感应电动势的五阶谐波内容，而虚线代表感应电动势的七阶谐波内容。

如图9所示，具有七阶或更高阶的谐波分量以小于倾斜角β1的角度包含在感应电动势中。在倾斜角β1处的定位转矩大约为0.020[Nm]，并且对应于目标值Tc1。此外在倾斜角β2处的定位转矩最小，并且在倾斜角β3处的感应电动势波形是正弦波。

因此，在本实施例中，将倾斜角β设定在大于β1而小于β3的范围内。在β1＜β＜β3的范围内，定位转矩等于或小于目标值Tc1。

接下来，将给出根据本实施例的操作以及优势的描述。

当操纵方向盘1的时候，此时的转向转矩T由转矩传感器3来确定，而速度Vs由速度传感器21来确定。然后，在控制计算设备23的目标电流设定部分30中将检测到的转向转矩T和速度Vs输入到转向辅助电流指令值计算部分31，因此该辅助电流指令值计算部分31通过参考图4中的转向辅助电流指令值计算图来计算转向辅助电流指令值I_ref。

此后，将由此计算的转向辅助电流指令值I_ref供给到d-轴目标电流计算部分34和q-轴目标电流计算部分36。

此外，将电角度θe、电角速度ω_e供给到感应电动势模型计算部分35，以计算d-轴EMF分量e_d0(θe)和q-轴EMF分量e_q0(θe)，并且将它们供给到d-轴电流计算部分34的伪q-轴电流计算部分34c以及q-轴电流计算部分36。

因此，在d-轴电流计算部分34中，d-轴DC分量计算部分34a基于转向辅助电流指令值I_ref，通过参考图6的d-轴DC分量计算图来计算d-轴DC分量I_dDC，并且d-轴幅值系数计算部分34b基于转向辅助电流指令值I_ref，通过参考图7的q-轴幅值系数计算图来计算d-轴幅值系数I_dAmp。

此外，伪q-轴电流计算部分34c基于等式(2)来计算伪q-轴电流I_q(θe)′，并且d-轴电流幅值分量计算电路34d随后机与等式(5)来计算d-轴反相位分量I_d(θe)′。

然后，d-轴目标电流计算部分34e执行等式(6)中的计算，以计算d-轴目标电流i_d(θe)，并且将这样计算的d-轴目标电流i_d(θe)供给到q-轴电流计算部分36和两相/三相转换部分37。

q-轴电流计算部分36通过使用由d-轴目标电流计算部分34e计算的d-轴目标电流i_d(θe)来计算q-轴目标电流i_q(θe)，该q-轴目标电流i_q(θe)不会引起转矩波动，并且将该q-轴目标电流i_q(θe)供给到两相/三相转换部分37。

因此，d-轴目标电流i_d(θe)和q-轴目标电流i_q(θe)具有彼此转移了大约180度的相反的相位，并且d-轴电压Vd和q-轴电压Vq也具有彼此转移了大约180度的相反的相位。

然后，通过两相/三相转换部分37将d-轴目标电流i_d(θe)和q-轴目标电流i_q(θe)转化成三相电流指令值Iu^*、Iv^*和Iw^*，并且电压控制部分40利用三相电流指令值Iu^*、Iv^*和Iw^*以及由电动机电流检测电路22检测的电动机电流检测值Iud、Ivd和Iwd来执行电流反馈处理，由此计算相电压指令值Vu、Vv和Vw。此后，将基于相电压指令值Vu、Vv和Vw计算的PMWua到PMWwb的PMW信号输出到FET栅驱动电路25。

该FET栅驱动电路25基于PMW信号控制电动机驱动电路24的场效应管的栅电流。因此，由三相无刷电机12所产生的转矩通过减速齿轮11而被转换成转向轴2的旋转转矩，以便协助驾驶员的转向力。

根据本发明的三相无刷电机12设定倾斜角β，以使得感应电动势包含除了基波分量(正弦波)之外的谐波分量。此时，将倾斜角β设定为小于在感应电动势形成正弦波处的角度β3。

当将倾斜角β设定为小于在感应电动势获得正弦波处的角度时，与图10所示的正弦波感应电动势相比，线圈中间相感应电动势的初始分量(基波分量)上升。对于感应电动势常数，该初始分量(基波分量)是处于支配地位的。因此，感应电动势常数随着中间相感应电动势的初始分量(基波分量)的上升而增加。

电动机的转矩关系表达式如下

T_m＝EMF·I_m/ω_m＝K_eI_m＝K_tI_m    (7)

T_m代表电动机转矩，EMF代表中间相感应电动势，ω_m代表电动机的旋转速度，I_m代表电动机相电流，K_e代表感应电动势常数，K_t代表电动机转矩常数。

如等式(7)所示，感应电动势常数K_e与电动机转矩常数K_t具有相等的值。因此，当感应电动势常数K_e如上所述增加时，电动机转矩常数K_t也增加，以便增强电动机的转矩性能。

因此，通过将倾斜角β设定为小于在感应电动势形成正弦波处的角度β3，能够增强电动机的输出特性。

如图9所示，当将倾斜角β设定为小于在感应电动势形成正弦波处的角度β3时，谐波分量包含在感应电动势中。

当谐波分量包含在感应电动势中的时候，利用通常使用的正弦波驱动方法，该谐波分量引起转矩脉动。该转矩脉动使得噪声、振动以及转向路感变差。作为用于EPS的电动机，需要防止产生该转矩脉动。

另一方面，在本实施例中，目标电流设定部分30采用了一种电流控制技术，其通过利用包括谐波分量的电动机感应电动势而用于输出相电流指令值。结果，能够防止由谐波感应电动势引起的转矩脉动。

在很多情况下，通常将电动机的感应电动势设定为具有的正弦波，以易于控制。然而，如图9所示，在感应电动势具有正弦波处的倾斜角(β＝β3)处，不是一直将定位转矩最小化的。该定位转矩是与电动机的噪声和振动有关的。在其中将电动机设置在车辆的舱内的EPS的情况下，例如，管柱型EPS，到驾驶员的距离是很小的。因此，需要尽可能地减小发动机的振动和噪声。

在本实施例中，通过将倾斜角β设定为小于在感应电动势具有正弦波处的角度β3，并且将该倾斜角β设定为在定位转矩等于或者小于目标值Tc1处的倾斜角(β＞β1)，这能够产生可以在该范围内尽可能地抑制电动机的噪声和振动，以便除了增强转矩性能之外忽略该EPS的噪声、振动以及路感的优点。

此外，在管柱型EPS以及将电动机设置在车辆引擎舱中的这类EPS(例如，小齿轮型EPS)中，在电动机的噪声和振动所允许的范围内，能够将倾斜角设定的进一步小于将定位转矩最小化处的倾斜角，以增加电动机的功率。然而，在这种情况下，当倾斜角减小时，高阶谐波分量包含在感应电动势中。

如上所示，在本实施例中，使用该电流控制技术来防止由感应电动势的谐波分量而产生的转矩脉动。通过使用该电流控制技术，流向电动机的相电流也包含谐波分量。由于这个原因，相电流波形是复杂的，而且很难实现当包含谐波分量的频率超过电流控制的响应频率时的波形，因此能够有效地抑制转矩脉动。

更确切地说，由于电流控制的响应性、由在控制电路中电流检测中的滤波器引起的延时、或者FET或微机的响应性，在具有比七阶更高阶的谐波分量包含在感应电动势中的情况下，很难产生用于抑制转矩脉动的电流波形。

另一方面，在本实施例中，在具有比七阶更高阶的谐波分量没有包含在感应电动势中的范围内，将倾斜角β设定为小于在感应电动势具有正弦波处的倾斜角β3，即，β1＜β＜β3。因此，能够容易地产生用于抑制转矩脉动的电流波形，由此有效地抑制转矩脉动。

图11示出了在将倾斜角β设定为小于在感应电动势具有正弦波并且使得该感应电动势具有谐波分量时的角度的情况下，用于抑制线圈中间相感应电动势、中间相感应电动势以及转矩脉动的控制电流波形。

在图11中，(a)示出了感应电动势具有正弦波的情况，(b)示出了使得该感应电动势包含谐波分量(线圈中间相感应电动势具有伪矩形波)的情况，(c)示出了使得该感应电动势包含谐波分量(中间相感应电动势具有伪矩形波)的情况。

这是在根据电动机极/槽、定子的形状、缠绕方法或者磁体类型来减小倾斜角的情况下，包含在感应电动势中的谐波的不同的相位，并且图11(b)和(c)所示列出了感应电动势波形的两种类型。

如图11(b)所示，在线圈中间相感应电动势具有伪矩形波的情况下，中间相感应电动势具有伪矩形波，并且控制电流波形具有伪矩形波。相反，当如图11(c)所示，中间相感应电动势具有伪矩形波的时候，线圈中间相感应电动势具有伪矩形波，并且控制电流波形是伪矩形波。在这两种情况下，很明显通过线圈中间相感应电动势的初始分量(基波分量)的改善而提高了电动机的转矩特性。

图12是电动机特性图，其示出了采用相同的构造和相同的缠绕结构，并且将感应电动势设定为具有正弦波和伪矩形波的情况。图12是用于电动机的特性图，其中虚线表示正弦波感应电动势电机，实线表示中间相感应电动势具有伪矩形波的电动机，单点链线表示圈中间相感应电动势具有伪矩形波的电动机。

类似地，在图12中是很明显地，与由虚线所表示的正弦波感应电动势的电动机相比，由实线和单点链线所表示的伪矩形波感应电动势的电动机具有很大程度提高了的转矩特性，并且以相同的构造设置了具有高转矩的EPS系统。

图13是特性图，其示出了将角度提前控制用于具有伪矩形波感应电动势的电动机的情况。图13A是用于中间相感应电动势具有伪矩形波的电动机的特性图，而图13B是线圈中间相感应电动势具有伪矩形波的电动机的特性图。

在附图中是很明显的，通过两个电动机，可以在角度提前控制中提高旋转特性。

因此，在本实施例中，应用除了基波分量以外的谐波分量包含在感应电动势中的三相无刷电机，并且控制该电动机的相电流。该无刷电机的谐波分量的内容通过至少一个转子和定子的倾斜角来调节，该定子和转子是该无刷电机啊的部件。因此，能够最优化地设定该电动机，例如，提高该电动机的转矩性能，或者保持定位转矩等于或小于预定值。此外，利用该包含谐波分量的感应电动势来计算相电流指令值，并且基于此将相电流供给到电动机上。结果，能够防止由谐波感应电动势引起的转矩脉动。

此外，将倾斜角设定为小于在感应电动势具有基波处的角度。因此，与正弦波感应电动势相比，能够提升线圈中间相感应电动势的初始分量，由此感应电动势常数(电动机转矩常数)增加。因此，能够可靠地提高电动机的转矩性能。

此外，将倾斜角设定为在定位转矩等于或小于目标值处的倾斜角。因此，能够在该范围内最大可能地减少电动机的噪声和振动，以忽略EPS的噪声、振动以及路感。

此外，将倾斜角设定为在具有比七阶更高阶的谐波分量没有包含在感应电动势中时的倾斜角。因此，能够容易地产生用于防止由谐波感应电动势引起的转矩脉动的电流波形，由此有效地抑制转矩脉动。

此外，为了增强用于感应电动势波形的电动机的旋转性能，执行用于确定相电流指令值波形的角度提前控制。因此，能够实现高旋转跟随性，由此增强EPS性能。

此外，能够获得可以增加该线圈的缠绕数目、对应于电动机输出的增加而增加转矩常数、对应于转矩的增加可以减少电动机构造、可以实现减少电动机的尺寸和重量、以及可以增强EPS的车辆负载性能的优点。

尽管描述了在本实施例中尽可能的将倾斜角β设定为在具有比七阶更高阶的谐波分量没有包含在感应电动势中时的倾斜角的情况，但是不能够限制于其中通过电流控制的响应性、或者FET或微机的响应性来实施用于抑制转矩脉动的电流波形的情况。

同时在本实施例中已经对这种情况给予了描述，即在将d-轴目标电流i_d(θe)和q-轴目标电流i_q(θe)通过两相/三相转换部分37而转换成三相目标电流Iu^*、Iv^*和Iw^*之后，将该d-轴目标电流i_d(θe)和q-轴目标电流i_q(θe)反馈到电压控制部分40，然而，这不限制于而是也可以采用这样一种的结构，其中省略了两相/三相转换部分37，将由电流检测电路22所检测的电动机电流Idu、Idv和Idw供给到在其位置中的两相/三相转换部分，并且将其转换为d-轴检测电流和q-轴检测电流，并且计算这样转换的d-轴检测电流和q-轴检测电流与由目标电流设定部分30所计算的d-轴目标电流i_d(θe)和q-轴目标电流i_q(θe)之间的偏差，并且然后两相/三相转换部分使得该偏差来计算相位控制电压。

尽管已经在本实施例中，对将本发明应用到电动转向设备的情况给予了描述，然而这不是限制于，而是可以将本发明应用到其中应用了诸如车载电力设备的三相无刷电机的设备，该车载电力设备例如为电动制动设备或者其他电力设备。

尽管已经在本实施例中，已经对其中应用了三相无刷电机的情况给予了描述，然而，也可以应用具有至少三相的无刷电机。

本申请是基于2006年7月31日的日本专利申请(P.2006-208141)，其内容结合于此以供参考。

Claims (7)

1.一种电动转向设备，其包括：

具有至少三个相位的无刷电机；

电流控制单元，其提供相电流以驱动所述无刷电机；以及

电流指令值设定单元，其确定所述相电流的指令值，

其中所述无刷电机具有包括除了基波分量以外的谐波分量的感应电动势波形。

2.根据权利要求1所述的电动转向设备，其中基于至少一个转子和定子的倾斜角，设定所述无刷电机的谐波分量，该转子和定子是所述无刷电机的部件。

3.根据权利要求2所述的电动转向设备，其中将所述倾斜角设定为小于在感应电动势为基波时的倾斜角。

4.根据权利要求2所述的电动转向设备，其中将所述倾斜角设定为在定位转矩具有预定值或小于该预定值时的倾斜角。

5.根据权利要求2所述的电动转向设备，其中将所述倾斜角设定为当在感应电动势中包含具有等于或低于七阶的阶层的谐波分量时的倾斜角。

6.根据权利要求1所述的电动转向设备，其中所述电流指令值设定单元利用无刷电机的感应电动势来输出每个相位电流指令值。

7.根据权利要求1所述的电动转向设备，其中为了相对于感应电动势波形来增强电动机旋转性能，所述电流指令值设定单元包括角度提前控制单元，其执行角度提前控制以确定相位电流指令值波形。

Images