WO2009113431A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

　低速走行時に電動機（７）を高出力駆動し、高速走行時に高い分解能で転舵する。 　電動パワーステアリング装置（１）は、運転者が操舵輪（９）を操舵する操舵トルクの大きさに応じた補助トルクを電動機（７）で発生させて、運転者の操舵トルクを軽減させる。制御装置（１０）は、速度センサ（１１）からの車速信号（Ｖｓ）に基づいて、低速走行時に電動機（７）を高出力駆動し、高速走行時に電動機出力を大きくせずに高い分解能で転舵する。また、低速走行時には大きな操舵トルクを必要とし、高速走行時には高い分解能で転舵することを必要とする。このため、運転者の操舵フィーリングに影響を与えない。

Description

電動パワーステアリング装置

　本発明は、操舵トルクを多相交流モータで補助する電動パワーステアリング装置に関する。

　電動パワーステアリング装置は、運転者が操舵する操舵トルクに応じた補助トルクを電動機で発生させ、操舵トルクを軽減させる装置である。
　電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵フィーリングに影響を与えない電動機の制御が要求される。

　三角波比較法によるＰＷＭ制御は、３相正弦波指令電圧と基準三角波電圧とを比較してＰＷＭ制御信号電圧を発生させるものである。ＰＷＭインバータは、ＰＷＭ制御信号電圧に基づいてＰＷＭ制御された矩形波駆動電圧を生成し、この矩形波駆動電圧を電動機に印加して３相電流を流すものである。
　また、３相正弦波指令電圧の振幅比を高くして発生させたＰＷＭ制御信号電圧を用いてＰＷＭ制御すれば、ＰＷＭ駆動電圧の平均電圧が歪み電動機のトルクリップルが増える等の理由から所定の振幅比に制限される。但し、振幅比は、基準三角波電圧の振幅に対する信号電圧の振幅の比である。

　非特許文献１には、電圧利用率を高くする技術が記載されている。この技術は、３相正弦波指令電圧を第３次の整数倍の高調波（三角波）で変調した３相変調波電圧をＰＷＭ制御に用いている。
　３相変調波電圧は、３相正弦波指令電圧に比して、信号電圧の振幅付近が小さくなる。この結果、ＰＷＭ駆動電圧の平均電圧が歪まないで振幅比を大きくできる範囲が増加するので、電圧利用率を高めることができるものである。
ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際、第３章　電力変換回路４４～４５ページ（２００５年７月１０日第７版、発行所：総合電子出版）

　非特許文献１の技術は、電圧利用率を高くし電動機（多相交流モータ）に流れる電流を増やすことができるので、電動機を高出力駆動することができる。
　非特許文献１の技術を適用した電動パワーステアリング装置は、低速走行時（据え切り時）には、転舵の分解能が低くなっても、運転者の操舵フィーリングに影響を与えない。
　しかし、高速走行時には、高い分解能で転舵することが要求され、運転者の操舵フィーリングに影響を与えてしまう。

　本発明は、前記課題に鑑みてなされたものであり、車速に応じて、多相交流モータを高出力駆動して操舵トルクを軽減し、あるいは、操舵トルクを軽減せずに操舵輪を高い分解能で転舵することができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

　前記課題を解決するため、請求項１に係る発明の電動パワーステアリング装置は、操舵入力に応じて駆動される多相交流モータのトルクによって車両を転舵させる電動パワーステアリング装置であって、多相交流モータに印加される駆動電圧の基本波とこの基本波の高調波成分とを加算し、この加算された変調波に基づいて多相交流モータを駆動させる制御装置を備え、制御装置は、高調波成分を車速に応じて可変させることを特徴とする。

　このような構成によれば、基本波（例えば、３相正弦波指令電圧）と高調波成分とを加算して、最大振幅付近を減衰させて平坦化した変調波（例えば、３相変調波電圧）を多相交流モータに印加して電動機出力を大きくできる。
　この場合、車速に応じて高調波成分が可変され多相交流モータの出力も可変されるので、低速走行時に電動機出力を大きくでき、高速走行時に高い分解能で転舵することができる。

　また、前記電動パワーステアリング装置において、制御装置は、多相交流モータの回転角に依存する正弦波を生成する正弦波生成手段と、正弦波を基本波として高調波成分を生成する高調波発生器と、車速に応じて高調波成分の振幅を変化させる可変制御器と、正弦波と高調波成分とを加算して変調波を生成する多相加算器と、変調波を用いて、多相交流モータをＰＷＭ制御するＰＷＭインバータとを備えることを特徴とする。

　前記構成によれば、３相の正弦波と車速に応じて振幅が変化する高調波成分とを加算した３相の変調波を用いて、トルクリップルが小さいＰＷＭ制御により多相交流モータを駆動する。
　このため、大きな操舵トルクが必要な低速走行時には、電圧利用率を高くし多相交流モータに印加できる電圧も高くできるので、電動機出力を大きくすることができる。また、高い分解能で転舵することが必要な高速走行時には、電動機出力を大きくしないで高い分解能で転舵することができる。従って、運転者の操舵フィーリングに影響を与えない。

　また好適な実施形態として、請求項３に係る発明の電動パワーステアリング装置では、可変制御器は、車速が所定値（例えば、速度閾値Ｖｓ１［ｋｍ／ｈ］）を超えるときに、高調波成分の振幅をゼロにした値を出力し、車速が所定値以下のときに、高調波成分の値をそのまま出力するスイッチであることを特徴とする。

　さらに好適な実施形態として、請求項４に係る発明の電動パワーステアリング装置では、高調波成分は、基本波の奇数倍の高調波からなる三角波であることを特徴とする。

　三角波は、奇数倍の高調波から成り、容易に発生させることができる。このため、高調波発生器の設計や製造が容易になる。

　また、高調波成分は、基本波に対して３次の整数倍の高調波を含んでいることを特徴とする。
　この場合、多相交流モータに印加される電圧（線間電圧）の平均電圧は、第３次の整数倍の高調波成分を含まないので、波形が歪まない。

　本発明によれば、車速に応じて、多相交流モータを高出力駆動して操舵トルクを軽減し、あるいは、操舵トルクを軽減せずに操舵輪を高い分解能で転舵することができる。

本発明の一実施形態である電動パワーステアリング装置を示す図である。 図１の制御装置及び電動機を示すブロック図である。 図２のスイッチの動作を示す図である。 図２の３相加算器が入出力する信号電圧を示す図である。 図２のＰＷＭインバータが行う動作を示す図である。 ＰＷＭ駆動電圧の相電圧と線間電圧との関係を示す図である。

符号の説明

　１　　電動パワーステアリング装置
　２　　ステアリングホイール
　３　　ステアリング軸
　４　　ピニオン軸
　４Ａ　ピニオン
　５　　トルクセンサ
　６　　トルク伝達手段
　７　　電動機（多相交流モータ）
　８　　ラック軸
　８Ａ　ラック歯
　９　　操舵輪
　１０　制御装置
　１１　速度センサ
　１５　高圧バッテリ
　２０　ＰＷＭインバータ
　２１　角度センサ
　２２　本体
　２５　電流センサ
　３０　２軸／３相座標変換器（正弦波生成手段）
　３１　高調波発生器
　３２　３相加算器（多相加算器）
　３３　スイッチ（可変制御器）
　３５　３相／２軸座標変換器
　５０　目標電流変換器

（第１実施形態）
　図１は、本発明の一実施形態である電動パワーステアリング装置１を示す図である。電動パワーステアリング装置１は、ステアリングホイール２、ステアリング軸３、ピニオン軸４、ピニオン４Ａ、トルクセンサ５、トルク伝達手段６、電動機７、ラック軸８、ラック歯８Ａ、２つの操舵輪９、制御装置１０、及び、速度センサ１１を備える。多相交流モータである電動機７は、例えば３相ブラシレスモータが用いられる。

　運転者は、ステアリングホイール２を操作することにより、電動パワーステアリング装置１を介して車両の走行方向の転舵を行う。
　ステアリングホイール２は、ステアリング軸３及びピニオン軸４を経由して、トルクセンサ５、トルク伝達手段６、及び、ピニオン４Ａに、運転者からの操舵トルクに基づく回転力を伝達する。
　ピニオン４Ａ及びラック歯８Ａは、互いに噛み合うことにより、回転力をラック軸８の軸方向に直線運動させる力に変換する。２つの操舵輪９，９は、ラック軸８からの直線運動をさせる力が作用して、回転力に応じた操舵角だけ向きを変える。この結果、運転者の操作に応じて、車両の走行方向は変化する。

　トルクセンサ５は、ステアリングホイール２による運転者の操舵に応じて、ステアリング軸３に加えられた操舵トルクを検出して電気的なトルク信号Ｔを生成し、このトルク信号Ｔを制御装置１０に出力する。速度センサ１１は、車両の速度（車速）を検出して、車速信号Ｖｓを制御装置１０に出力する。
　電動機７は、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて補助トルクを発生し、トルク伝達手段６を経由してピニオン４Ａ及びラック軸８に伝達する。この結果、運転者の操舵トルクが軽減する。制御装置１０は、トルク信号Ｔ、車速信号Ｖｓ、及び、角度信号θに基づいて生成した矩形波電圧であるＰＷＭ駆動電圧を電動機７に印加して、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流す。
　また、電動機７は、電動機７の回転角度である角度信号θを制御装置１０に出力する。

　図２は、図１の制御装置１０及び電動機７を示すブロック図である。制御装置１０は、目標電流変換器５０、加算器７０、７５、電流制御器８０、２軸／３相座標変換器３０、３相加算器３２、高調波発生器３１、スイッチ３３（可変制御器）、及び、３相／２軸座標変換器３５を備え、これらの機能は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、及び、ＲＡＭにより構成されるコンピュータ及びプログラムによって実現される。
　さらに、制御装置１０は、ＰＷＭインバータ２０、高圧バッテリ１５、電流センサ２５を備える。
　電動機７は、本体２２及び角度センサ２１を備え、本体２２は、固定子及び回転子を備え、固定子は、少なくとも３つの固定子コイルを備える。３つの固定子コイルは、一端が中性点に接続され、他端が本体２２の端子に接続されて、スター結線される。本体２２の回転子は、回転軸が回転可能に支持され、３つの固定子コイルが発生する磁界により回転力が与えられる。

　制御装置１０は、磁極軸成分とトルク軸成分とに分解するｄｑベクトル制御を行い、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とｑ軸電動機電流値ｉｑとの偏差がゼロになるようにフィードバック制御も行う。ｄ軸成分は磁極軸成分であり、ｑ軸成分はトルク軸成分である。電流センサ２５は、電動機７の３相電流の内の２つの相電流Ｉｕ、Ｉｖの電流値を検出して、Ｕ相電動機電流値ｉｕ及びＶ相電動機電流値ｉｖを３相／２軸座標変換器３５に伝達する。角度センサ２１は、電動機７の回転軸の回転角度を検出して、角度信号θを２軸／３相座標変換器３０、高調波発生器３１、ＰＷＭインバータ２０、及び、３相／２軸座標変換器３５に出力する。

　３相／２軸座標変換器３５は、Ｕ相電動機電流値ｉｕ、Ｖ相電動機電流値ｉｖ、及び、角度信号θに基づいて３相／２軸座標変換を行い、ｄ軸電動機電流値ｉｄ及びｑ軸電動機電流値ｉｑを生成する。また、Ｗ相電動機電流値ｉｗについては、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０より演算で求められる。３相／２軸座標変換は、例えば、次式を用いて演算される。

　ここで、式中のθは、電気角であり、回転子の機械的な回転角度（機械角）を極対数で乗じた値である。
　３相／２軸座標変換器３５は、ｄ軸電動機電流値ｉｄを加算器７５に出力し、ｑ軸電動機電流値ｉｑを加算器７０に出力する。

　目標電流変換器５０は、トルク信号Ｔ及び車速信号Ｖｓに基づいて、対応するｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を生成して加算器７０に出力する。なお、弱め界磁制御を行わない場合には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊はゼロに設定される。
　加算器７０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電動機電流値ｉｑを減算して、電流制御器８０に出力する。加算器７５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電動機電流値ｉｄを減算して、電流制御器８０に出力する。
　電流制御器８０は、加算器７０、７５からの出力信号を比例・積分制御（ＰＩ制御）して、対応するｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、２軸／３相座標変換器３０に出力する。

　２軸／３相座標変換器３０は、電動機７の回転角に依存する正弦波を生成する正弦波生成手段であり、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及び、角度信号θに基づいて２軸／３相座標変換を行い、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を生成する。２軸／３相座標変換は、例えば、次式を用いて演算される。

　２軸／３相座標変換器３０は、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を３相加算器３２に出力する。３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊は、互いに１２０度の位相差を有し、同一の周波数及び振幅を有する３つの正弦波信号電圧である。

　高調波発生器３１は、角度信号θに基づいて３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の高調波成分である同期三角波電圧Ｖｍを発生して、スイッチ３３に出力する。同期三角波電圧Ｖｍは、例えば三角波であり、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に対して、同期した奇数倍の高調波成分が重ねられて生成された信号電圧である。

　図３は、図２のスイッチ３３の動作を示す図である。スイッチ３３は、可変制御器であり、車速信号Ｖｓが速度閾値Ｖｓ１［ｋｍ／ｈ］以下の場合に同期三角波電圧Ｖｍの振幅を変化させないで、車速信号Ｖｓが速度閾値Ｖｓ１を超えた場合に同期三角波電圧Ｖｍの振幅値をゼロにする。そして、同期三角波電圧Ｖｍを３相加算器３２に出力する。
　なお、速度閾値Ｖｓ１は、車両が低速走行時と高速走行時との境界を示す値が設定される。

　図４は、図２の３相加算器３２が入出力する信号電圧を示す図である。縦軸は電圧［Ｖ］を示し、横軸は角度［度］を示す。３相加算器３２（多相加算器）は、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の振幅値に対して同期三角波電圧Ｖｍの振幅値を減算して３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成し、ＰＷＭインバータ２０（図２）に出力する。
　また、同図は、スイッチ３３（図２）が同期三角波電圧Ｖｍの振幅を変化させない場合を示すものである。３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に比して、最大振幅付近が減衰する。このため、全体的に２ΔＡだけ振幅が小さくなる。
　なお、スイッチ３３が同期三角波電圧Ｖｍの振幅をゼロにした場合、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形は、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の波形と同一の正弦波形になる。また、スイッチではなく車速に応じて、所定のゲインを乗算するように構成してもよい。

　図５は、図２のＰＷＭインバータ２０が行う動作を示す図である。ここで説明を容易にする為、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形は、スイッチ３３が同期三角波電圧Ｖｍの振幅をゼロにした（車速信号Ｖｓが速度閾値Ｖｓ１［ｋｍ／ｈ］を超えた）場合の波形である。
　図５（ａ）は、ＰＷＭインバータ２０が行うＰＷＭ変換を示す図である。ＰＷＭインバータ２０は、図示されない三角波発生器が発生した基準三角波電圧Ｖｃと３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して、三角波比較法によるＰＷＭ変換を行い、ＰＷＭ制御信号電圧を生成する。基準三角波電圧Ｖｃは、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに比して周波数が高く設定される。この周波数が高く設定される程、電動機７が発生するトルクリップルは、小さくなる。

　図２が示すように、高圧バッテリ１５は、直流電圧ＥａをＰＷＭインバータ２０に供給する。ＰＷＭインバータ２０は、ＰＷＭ制御信号電圧に基づいて図示されない複数のスイッチング素子を所定のタイミングでオン又はオフにする。
　図５（ｂ）は、図２の電動機７に印加したＰＷＭ駆動電圧の相電圧を示す図である。相電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎは、振幅が直流電圧Ｅａであり、夫々電動機７の本体２２のＵ相端子と中性点との間、Ｖ相端子と中性点との間、Ｗ相端子と中性点との間、に印加される。
　図５（ｃ）は、図２の電動機７に印加したＰＷＭ駆動電圧の線間電圧を示す図である。線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは、振幅が直流電圧Ｅａの２倍であり、夫々電動機７の本体２２のＵ相端子とＶ相端子との間、Ｖ相端子とＷ相端子との間、Ｗ相端子とＵ相端子との間、に印加される。
　図６は、ＰＷＭ駆動電圧の相電圧と線間電圧との関係を示す図である。電動機７は、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕに応じた３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れて、操舵トルクに応じた補助トルクを発生する。

　図５（ｃ）において、電動機７に印加される線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは、半周期毎の各時間の中で、中央部付近のパルス幅が広く、両端部付近のパルス幅が狭い。このため、１周期中の平均電圧が等価的に正弦波電圧になる。
　単にパルス幅を一定にした電圧を電動機７に印加する場合に比して、ＰＷＭ制御による線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕを印加することにより、ＰＷＭ駆動電圧の平均電圧が歪まず高調波成分も少ないので、電動機７が発生するトルクリップルは小さくなる。
　トルク信号Ｔの増加に伴い、電動機７が対応する補助トルクを発生するように、３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の振幅は増加する。そして、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅も同様に増加する。
　しかし、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅が基準三角波電圧Ｖｃの振幅を超えると、ＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の平均電圧が歪んで高調波成分が増加して、電動機７がトルクリップルを発生する。このため、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの最大の振幅比は、所定値に制限される（非特許文献１の４４ページを参照）。

　スイッチ３３が同期三角波電圧Ｖｍの振幅をゼロにする場合には、ＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の平均電圧が歪まない最大の振幅比に設定しても、ＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の基本波成分の振幅値は、直流電圧Ｅａより小さくなる。このため、電圧利用率は低い。ここで、電圧利用率とは、直流電圧Ｅａに対するＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の基本波成分の振幅値の比である。
　一方、スイッチ３３が同期三角波電圧Ｖｍの振幅を変化させない場合には、同期三角波電圧Ｖｍの振幅をゼロにする場合に比して、ＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の平均電圧が歪まない最大の振幅比は大きい。すなわち、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図４に示すように振幅値を電圧２ΔＡだけ大きくすることができる。
　このため、振幅値を電圧２ΔＡだけ大きくした３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づく線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕの基本波成分の振幅も大きくできるので、電圧利用率も高くすることができる。
　さらに、同期三角波電圧Ｖｍの振幅を変化させない場合には、同期三角波電圧Ｖｍの振幅をゼロにする場合に比して、ＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の平均電圧が歪まない最大の電圧利用率が高くなり、ＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の基本波成分の振幅値が直流電圧Ｅａに略等しくなる。このため、電動機７に印加できる最大電圧値を高くできるので、最大電圧値に応じて流れる３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの最大電流値も大きくなり、電動機７が発生する最大トルクを大きくできる。
　この結果、同じ電動機出力を得る為に必要な３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流値を小さくすることができる。この場合には、固定子コイル等の抵抗分による損失を減少させて、電力効率も高くなる。

　制御装置１０は、車速信号Ｖｓに応じて、同期三角波電圧Ｖｍの振幅値をゼロにするか否かを決定する。
　電動パワーステアリング装置１は、低速走行時（据え切り時）に、大きな操舵トルクを発生し、高速走行時に操舵トルクを大きくしないで高い分解能で転舵する。また、低速走行時には大きな操舵トルクを必要とし、高速走行時には高い分解能で転舵することを必要とする。このため、電動機７のトルクリップルが小さく、運転者の操舵フィーリングに影響を与えない。

（第２実施形態）
　制御装置１０（図２）は、第１実施形態の「可変制御器」の一例として、車速信号Ｖｓに応じて同期三角波電圧Ｖｍの振幅値を、ゼロにするか否かを選択するスイッチ３３を示した。
　第２実施形態では、このスイッチ３３に代えて、同期三角波電圧Ｖｍの振幅を可変させるような可変制御器を備えることもできる。係る場合、可変制御器は、車速信号Ｖｓに応じて同期三角波電圧Ｖｍの振幅を連続的に変化させる。
　このため、車速信号Ｖｓの増加に伴い同期三角波電圧Ｖｍの振幅も増加させることができるので、車速信号Ｖｓに応じて運転者の操舵フィーリングを連続的に変化させることができる。

（変形例１）
　高調波発生器３１は、角度信号θに基づいて３相正弦波指令電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に対して、同期した第３次の整数倍の高調波成分の信号電圧を発生することもできる。
　この場合、電動機７に印加されるＰＷＭ駆動電圧（線間電圧）の平均電圧は、第３次の整数倍の高調波成分を含まないので、波形が歪まない。

（変形例２）
　また、制御装置１０は、ＰＷＭインバータ２０に代えて、電力増幅器を備えることもできる。係る場合、電力増幅器は、３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを電力増幅して電動機７に印加する。電動機７は、電力増幅された３相変調波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、補助トルクを発生する。このため、車速信号Ｖｓに応じて電動機出力を変化させることができる。

（変形例３）
　さらに、本発明の電動パワーステアリング装置１には、ステアリングホイール２と操舵輪９とが機械的に切り離されたステアバイワイヤ（Ｓｔｅｅｒ＿Ｂｙ＿Ｗｉｒｅ）が含まれる。

Claims (5)

1. 　操舵入力に応じて駆動される多相交流モータ（７）のトルクによって車両を転舵させる電動パワーステアリング装置（１）であって、
   前記多相交流モータ（７）に印加される駆動電圧の基本波とこの基本波の高調波成分とを加算し、この加算された変調波に基づいて前記多相交流モータ（７）を駆動させる制御装置（１０）を備え、
   　前記制御装置（１０）は、前記高調波成分を車速に応じて可変させることを特徴とする電動パワーステアリング装置（１）。
2. 　前記制御装置（１０）は、
   　前記多相交流モータ（７）の回転角に依存する正弦波を生成する正弦波生成手段（３０）と、
   　前記正弦波を前記基本波として高調波成分を生成する高調波発生器（３１）と、
   　前記車速に応じて前記高調波成分の振幅を変化させる可変制御器（３３）と、
   　前記正弦波と前記高調波成分とを加算して前記変調波を生成する多相加算器（３２）と、
   　前記変調波を用いて、前記多相交流モータ（７）をＰＷＭ制御するＰＷＭインバータ（２０）とを備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電動パワーステアリング装置（１）。
3. 　前記可変制御器（３３）は、
   前記車速が所定値を超えるときに、前記高調波成分の振幅をゼロにした値を出力し、
   前記車速が所定値以下のときに、前記高調波成分の値をそのまま出力するスイッチ（３３）であることを特徴とする請求の範囲第２項に記載の電動パワーステアリング装置（１）。
4. 　前記高調波成分は、前記基本波の奇数倍の高調波からなる三角波であることを特徴とする請求の範囲第１項乃至請求の範囲第３項の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置（１）。
5. 　前記高調波成分は、前記基本波に対して３次の整数倍の高調波を含んでいることを特徴とする請求の範囲第１項乃至請求の範囲第３項の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置（１）。

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