JP5125535B2 - 電動パワーステアリング制御装置及びモータ駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、独立した電気コイルを複数有する多相交流モータを用いて自動車等の車両の操舵機構に操舵補助力を付与するための電動パワーステアリング制御装置、並び電動パワーステアリング装置に適用可能なモータ駆動制御装置に関し、特に多相交流モータを駆動するためのインバータに含まれる電界トランジスタ等の電子部品の発熱、及びラジオノイズを低減する電動パワーステアリング制御装置並びモータ駆動制御装置に関する。

自動車等の車両に用いられる電動パワーステアリング装置は、一般的に図９のように構成される。即ち、図９に示す操向ハンドル１に対する操舵者からの操舵力（操舵トルク）が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。
なお、このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端が操向ハンドル１に連結され、他端はトルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。

ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する電動パワーステアリング装置１０が連結されている。この電動パワーステアリング装置１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結されて操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータとしての３相ブラシレスモータ１２と、この３相ブラシレスモータ１２を制御するための電動パワーステアリング制御装置（以下、コントロールユニットともいう）２０と、を主に備えて構成されている。

トルクセンサ３は、操向ハンドル１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介装した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を例えばポテンショメータで検出するように構成されている。

また、３相ブラシレスモータ１２は、図１０に示すように、Ｕ相電気コイルＬｕ、Ｖ相電気コイルＬｖ及びＷ相電気コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各電気コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端がコントロールユニット２０に接続されて、個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路１３を備えている。

コントロールユニット２０には、トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速検出値Ｖｓが入力されると共に、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ回転角θが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の各相電気コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを検出するモータ電流検出回路２２から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが入力される。

このコントールユニット２０は、操舵トルクＴ、車速検出値Ｖｓ及びロータ回転角θに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する、例えばマイクロコンピュータで構成される制御演算装置２３と、３相ブラシレスモータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路２４と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路２５と、を備えている。

モータ駆動回路２４は所謂インバータであり、デューティ制御されるパルス信号に従って、電源から３相ブラシレスモータ１２の相毎の電気コイルに供給される電力を周期的にスイッチング（オンオフ）する。

コントロールユニット２０の制御系の詳細については、例えば図１１に示すように構成される。即ち、操舵補助指令演算部２５１はトルクセンサ３により検出された操舵トルクＴと車速センサ２１により検出された車速検出値Ｖｓとに基づいて操舵電流目標値Ｉｔを演算する。

一方、電流指令制限値演算部２５２はモータ回転速度と供給電圧とに基づいて電流指令制限値Iref_limを算出する。そして、最小値選択部２５３は、操舵電流目標値Ｉｔと電流指令制限値Iref_limとを比較してそれらの中で小さい方の値を電流値Iref_minとして出力する。

ｄ／ｑ軸電流目標値演算部２５６は、３相ブラシレスモータ１２の駆動トルクを一定に維持するために、公知のトルク一定式に基づいて目標値を算出する。より具体的には、３相ブラシレスモータ１２のロータの回転方向に相当するｑ軸とそれに直交する径方向のｄ軸とで構成される２軸の座標上に表されるベクトルのモデルについて、トルクを一定に制御するためのｑ軸電流目標値ｉｑ及びｄ軸電流目標値ｉｄを算出する。
なお、ｄ軸電流目標値ｉｄは、電流指令値とモータ回転速度と供給電圧とに基づいて決定されるものである。

ｄ／ｑ軸電流目標値演算部２５６が算出するｑ軸電流目標値ｉｑ及びｄ軸電流目標値ｉｄは２軸のモデルに対して算出されるが、実際に操舵補助力を発生する３相ブラシレスモータ１２は３相の電流により、即ち３軸方向の力により駆動されるので、２相／３相変換部２５７において２相から３相への演算変換が実施される。即ち、２相／３相変換部２５７はｄ／ｑ軸電流目標値演算部２５６から出力されるｑ軸電流目標値ｉｑ及びｄ軸電流目標値ｉｄに基づいて三相電流指令値Ｉref_abcを生成する。
なお、この三相電流指令値Ｉref_abcは、相毎の電気コイルの電流をそれぞれ制御する３つの独立した指令値Ｉref_a，Ｉref_b，Ｉref_cで構成されている。

２相／３相変換部２５７の出力側に接続されている制御系においては、３相ブラシレスモータ１２の相毎の電気コイルに流れる電流量Ｉm_abc（Ｉm_a，Ｉm_b，Ｉm_cの３つ）を検出し、この相毎に電流をフィードバック制御する。即ち、相毎の電気コイルに流れる電流量Ｉm_abcが三相電流指令値Ｉref_abcと一致するように制御されることになる。これにより、モータ電流が電流指令値に追従するので、所定のトルクが３相ブラシレスモータ１２から出力されることになり、このためアシスト制御が実現されてステアリング機構に操舵補助力が付与されることになる。

実際は、３相ブラシレスモータ１２の各電気コイルに流れる電流はインバータのスイッチングによりオンオフを高速で周期的に繰り返すことにより供給されている。したがって、このオンオフを制御するためにパルス信号を用いてデューティを制御することにより、電流量が制御されることになる。即ち、制御器２５９は、相毎に三相電流指令値Ｉref_abcと電流検出値Ｉm_abcとの差分に基づいたデューティ制御信号Duty_abcを生成し、ＰＷＭ制御部２６２はこのデューティ制御信号Duty_abcに基づいて制御用の３相のパルス信号を生成して、このパルス信号をモータ駆動回路２４に与えている。

なお、前述のような電動パワーステアリング装置に適用し得る、従来のモータ駆動装置の技術については、例えば特許文献２や特許文献３に開示されている。

ところで、前述のような電動パワーステアリング装置では、３相ブラシレスモータ等の多相交流モータを駆動制御するために低電圧、大電流の電気が扱われることになるので、装置本体の発熱が非常に大きくなるという問題がある。また、近年ではＳＵＶ（Sport Utility Vehicle：スポーツ多目的車）等の大型車に対応可能な高出力の電動パワーステアリング装置が市場から強く求められる傾向にあって装置本体からの発熱の問題は顕著となりつつあり、このための対策がより一層厳しくなることが予想される。加えて、電動パワーステアリング装置の取付性と安全性及びコスト低減面から、装置本体のコンパクト化の要求も高まっている。

この発熱の対策として、従来より、この種のモータを駆動制御するための装置において、スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ等）の部品の発熱を低減することを目的として、トランジスタのスイッチングを制御するパルス信号（ＰＷＭ信号）の繰り返し周期を可変にするものが知られている。

例えば、特許文献１に開示された従来技術においては、パルス信号（ＰＷＭ信号）のデューティ比が９０％より小さいときには２０ｋＨｚの矩形波を用い、デューティ比が大きくなると１ｋＨｚの矩形波とデューティ比を９０％に固定した２０ｋＨｚの矩形波とを用いて合成したＰＷＭ信号を生成する。これにより、デューティ比が大きい場合におけるスイッチングトランジスタの発熱を抑制できるとされている。

特開平６−３０５９４号公報 特開２００４−２０１４８７号公報 特開２００６−１５８１９８号公報

ここで、この種のモータを制御するための装置での発熱の多くは、モータの電気コイルに流される電流をスイッチングするトランジスタにより生じるものと考えられる。即ち、トランジスタのオン／オフが切り替わる際に大きな電気損失がこのトランジスタに生じてしまい、これが熱エネルギーとして放出され、このことが発熱の問題に繋がっている。したがって、単位時間あたりのオン／オフ回数が増えると発熱量も増えることになる。

そこで、特許文献１に開示されている技術を採用すれば、デューティ比が大きい時には１ｋＨｚの矩形波を用いてＰＷＭ信号を生成するので、２０ｋＨｚの矩形波だけを用いる場合と比べて、単位時間あたりのオン／オフ回数を減らすことができ、発熱量を減らすことが可能になる。

しかしながら、特許文献１のように１ｋＨｚの矩形波を用いる場合には、この信号の周波数が人間の可聴周波数範囲内であるため、この信号の周期に従って制御されるモータなどの要素から可聴周波数範囲の振動（異音）が発生し、操舵者及び同乗者等の利用者に不快感を与えてしまう嫌いがある。加えて、１ｋＨｚのように比較的周波数の低い信号を用いて制御を実施する場合には、精密なモータ制御に対して追従性が悪化して、モータのトルクリップルも発生する虞がある。

本発明は、前述の事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング制御に用いるＰＷＭ信号等のパルス信号の繰り返し周波数を切り替えることなくスイッチングに伴う発熱及びラジオノイズを低減することができて、装置のヒートシンク等のコストを抑制すると共に装置の安全性の向上を図ることが可能な電動パワーステアリング制御装置及びモータ駆動制御装置を提供することにある。

本発明に係る上記目的は、下記構成により達成される。
（１） 多相交流モータの相毎に独立に設けられた電気コイルに流される電流を前記相毎に独立してスイッチングするインバータと、所定の駆動指令に従って前記インバータを駆動するための一次デューティ信号を前記相毎に生成するデューティ信号生成部と、を備え、前記多相交流モータはステアリング機構に連結されおり、そして前記多相交流モータを制御することにより前記ステアリング機構に操舵補助力を付与する電動パワーステアリング制御装置であって、
前記相毎の前記一次デューティ信号に互いに同じシフト量をそれぞれ与えて、前記相毎の二次デューティ信号を生成するデューティシフト制御部を更に備えて、
前記二次デューティ信号に基づいて前記インバータを駆動し、
前記デューティシフト制御部は、
前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最小値を検出する最小値検出部と、
前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最大値を検出する最大値検出部と、
前記最小値検出部が検出した最小値と、前記最大値検出部が検出した最大値と、のいずれか一方に基づいて前記シフト量を決定するシフト量選択部と、を有する
ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
（２） 前記シフト量選択部は、前記一次デューティ信号の周期よりも長い周期で、前記最小値に対応して決定される第１のシフト量と前記最大値に対応して決定される第２のシフト量とを周期的に交互に切り替えて前記シフト量を決定する
ことを特徴とする上記（１）の電動パワーステアリング制御装置。
（３） 多相交流モータを駆動制御するためのモータ駆動制御装置において、
前記多相交流モータの相毎に独立に設けられた電気コイルに流される電流を前記相毎に独立してスイッチングするインバータと、
所定の駆動指令に従って前記インバータを駆動するための一次デューティ信号を前記相毎に生成するデューティ信号生成部と、
前記相毎の前記一次デューティ信号に互いに同じシフト量をそれぞれ与えて、前記相毎の二次デューティ信号を生成するデューティシフト制御部と、を備え、そして
前記二次デューティ信号に基づいて前記インバータを駆動し、
前記デューティシフト制御部は、
前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最小値を検出する最小値検出部と、
前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最大値を検出する最大値検出部と、
前記最小値検出部が検出した最小値と、前記最大値検出部が検出した最大値と、のいずれか一方に基づいて前記シフト量を決定するシフト量選択部と、を有する
ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
（４） 前記シフト量選択部は、前記一次デューティ信号の周期よりも長い周期で、前記最小値に対応して決定される第１のシフト量と前記最大値に対応して決定される第２のシフト量とを周期的に交互に切り替えて前記シフト量を決定する
ことを特徴とする上記（３）のモータ駆動制御装置。

上記（１）の構成によれば、スイッチング制御に用いるＰＷＭ信号等のパルス信号の繰り返し周波数を切り替えなくても、インバータにおける単位時間あたりのオン／オフ回数を減らすことができるため、スイッチングに伴って発生する熱を減らすことができて、装置のヒートシンク等のコストを抑制すると共に装置の安全性の向上を図ることができる。例えば３相モータを駆動する場合に、一般的なデューティ制御では、５０％デューティを中心として上下に変化するように各相のパルス信号のデューティを例えば図２（ａ）に示すように制御する。またその場合には、各相の電気コイルについて高電位側及び低電位側をそれぞれスイッチング制御するパルス信号は、例えば図１２に示すように時間軸の全域に渡って絶え間なくオンオフを繰り返す。その結果、電源から各電気コイルに流れる電源電流の変動は、図１３に示すようにＰＷＭ周期の１周期の間に２回の割合で繰り返し発生する。そこで、各相の一次デューティ信号（例えば図２（ａ）のようにデューティが変化する信号）に同じシフト量を与えることにより、例えば図２（ｂ）に示すような信号を二次デューティ信号として生成することができる。即ち、二次デューティ信号にはデューティが０％（あるいは１００％）になる区間が存在するため、図３に示すように時間軸の中にパルス信号のオンオフが途絶える区間がいずれかの相について発生することにより、発熱が抑制されることになる。この場合、電源から各電気コイルに流れる電源電流の変動は、例えば、図４に示すようにＰＷＭ周期の１周期の間に１回の割合に減少する。したがって、電源電流の変動によるラジオノイズが低減される。
また、上記（１）の構成によれば、シフト量選択部がシフト量を決定する際に、最小値検出部が検出した最小値と、最大値検出部が検出した最大値とのいずれかを選択するので、二次デューティ信号の最小値を０％にシフトする動作と二次デューティ信号の最大値を１００％にシフトする動作とを必要に応じて切り替えることができる。
上記（２）の構成によれば、シフト量選択部が最小値に対応する第１のシフト量と最大値に対応する第２のシフト量とを交互に周期的に切り替えるので、二次デューティ信号の最小値が０％になる動作と二次デューティ信号の最大値が１００％になる動作とが交互に繰り返される。二次デューティ信号の最小値が０％になる動作、並びに二次デューティ信号の最大値が１００％になる動作のいずれにおいても、インバータに存在する複数のスイッチング素子のいずれかがオン状態で固定されることが想定されるため、発熱が一部のスイッチング素子に集中することになる。しかし、二次デューティ信号の最小値が０％になる動作と二次デューティ信号の最大値が１００％になる動作とを交互に繰り返すことにより、オン状態で固定されるスイッチング素子を周期的に切り替えることができるので、発熱の分布状態を平均化させることができる。この切り替えの周期を前記一次デューティ信号の周期よりも長くすることにより、単位時間あたりのスイッチングの回数を減らすことができる。
上記（３）の構成によれば、上記（１）の電動パワーステアリング制御装置の場合と同様に、スイッチング制御に用いるＰＷＭ信号等のパルス信号の繰り返し周波数を切り替えなくても、インバータにおける単位時間あたりのオン／オフ回数を減らすことができるため、スイッチングに伴って発生する熱を減らすことができる。
また、上記（３）の構成によれば、上記（３）の電動パワーステアリング制御装置の場合と同様に、前記シフト量選択部が前記シフト量を決定する際に、前記最小値検出部が検出した最小値と、前記最大値検出部が検出した最大値とのいずれかを選択するので、二次デューティ信号の最小値を０％にシフトする動作と二次デューティ信号の最大値を１００％にシフトする動作とを必要に応じて切り替えることができる。
上記（４）の構成によれば、上記（４）の電動パワーステアリング制御装置の場合と同様に、前記シフト量選択部が前記最小値に対応する第１のシフト量と前記最大値に対応する第２のシフト量とを交互に周期的に切り替えるので、二次デューティ信号の最小値が０％になる動作と二次デューティ信号の最大値が１００％になる動作とが交互に繰り返されることになり、発熱の分布状態を平均化させることができる。

本発明によれば、スイッチング制御に用いるＰＷＭ信号等のパルス信号の繰り返し周波数を切り替えなくても、インバータにおける単位時間あたりのオン／オフ回数を減らすことができるため、スイッチングに伴って発生する熱を減らすことができて、装置のヒートシンク等のコストを抑制すると共に装置の安全性の向上を図ることができる。即ち、デューティの最小値が０％よりも大きく最大値が１００％よりも小さい状態で動作している各相の一次デューティ信号に基づいて決定されるシフト量を用いて、デューティの最小値が０％、又はデューティの最大値が１００％に固定された二次デューティ信号を生成することにより、単位時間あたりのスイッチング素子のオン／オフの回数を減らし、スイッチング素子のスイッチング発熱を抑制することが可能になる。また、単位時間あたりの電源から各スイッチ素子を経由して各電気コイルに流れる電源の変動回数を減らし、電源電流によるラジオノイズが低減される。

本発明の電動パワーステアリング係る好適な複数の実施形態について、図面を参照しながら以下に説明する。
なお、以下の複数の実施形態では電動パワーステアリング制御装置の場合について説明するが、勿論、その他、多相交流モータを用いるものであれば、この多相交流モータを駆動制御する種々のモータ駆動制御装置にも本発明を適用することができる。

（第１実施形態）
まず、本発明に係る電動パワーステアリング装置のコントロールユニットに関する具体的な１つの実施形態について、図１〜図４を参照しながら以下に説明する。

図１は第１実施形態における電動パワーステアリング制御装置の構成を示すブロック図であり、図２は図１に示した回路で生成される一次デューティ信号及び二次デューティ信号の具体例を示す波形図であり、図３は図１に示した回路で生成される各スイッチング素子を駆動するためのパルス信号の具体例を示すタイムチャートであり、図４は図３に示した各パルス信号及び電源からモータの各電気コイルに流れる電流の詳細を示すタイムチャートである。

本実施形態では、基本構成として既に説明した図９及び図１０に示すような構成の電動パワーステアリング制御装置に本発明を適用する場合を想定している。勿論、電動パワーステアリング制御装置以外のモータ駆動制御装置にも本発明を適用することも可能であり、また多相交流モータを用いる電動パワーステアリング制御装置であれば、図９のような構成に特に限定されない。

本実施形態における制御系の全体構成は、図１に示すように、操舵補助指令演算部５１と、電流指令制限値演算部５２と、最小値選択部５３と、Ｉｒｅｆ／Ｉｄマップ５４と、誘起電圧マップ５５と、ｄ／ｑ軸電流目標値演算部５６と、２相／３相変換部５７と、減算器５８と、制御器５９と、デューティ最小値検出器６０と、減算器６１と、ＰＷＭ制御部６２と、モータ駆動回路２４と、電源バッテリ６４と、３相ブラシレスモータ１２と、を備えて構成されている。

操舵補助指令演算部５１は、トルクセンサ３により検出された操舵トルクＴと車速センサ２１により検出された車速検出値Ｖｓとに基づいて操舵電流目標値Ｉｔを演算する。

一方、電流指令制限値演算部５２は、モータ回転速度と供給電圧とに基づいて電流指令制限値Iref_limを算出する。
なお、モータ回転速度は例えば３相ブラシレスモータ１２の回転子（ロータ）の回転位置を検出するセンサ（例えば、前述のロータ位置検出回路１３）の出力信号を微分することにより得ることができる。

最小値選択部５３は、操舵補助指令演算部５１から出力される操舵電流目標値Ｉｔと電流指令制限値演算部５２から出力される電流指令制限値Iref_limとを比較してそれらの中で小さい方の値を電流値Iref_minとして出力する。

Ｉｒｅｆ／Ｉｄマップ５４は、電流指令値Ｉｒｅｆとｄ軸電流との対応関係を表す情報を保持している記憶部である。また、誘起電圧マップ５５は、３相ブラシレスモータ１２のロータの回転位置を表す電気角度と誘起電圧との対応関係を表す情報を保持している記憶部である。

ｄ／ｑ軸電流目標値演算部５６は、３相ブラシレスモータ１２の駆動トルクを一定に維持するために、公知のトルク一定式に基づいて目標値を算出する。具体的には、３相ブラシレスモータ１２のロータの回転方向に相当するｑ軸とそれに直交する径方向のｄ軸とで構成される２軸の座標上に表されるベクトルのモデルについて、トルクを一定に制御するためのｑ軸電流目標値ｉｑ及びｄ軸電流目標値ｉｄを算出する。
なお、ｄ軸電流目標値ｉｄは、電流指令値とモータ回転速度及び供給電圧に基づいて決定される。

ところで、ｄ／ｑ軸電流目標値演算部５６が算出するｑ軸電流目標値ｉｑ及びｄ軸電流目標値ｉｄは２軸のモデルに対して算出されるが、実際に操舵補助力を発生する３相ブラシレスモータ１２は３相の電流により、即ち３軸方向の力によって駆動されるので、２軸から３軸への変換をするために２相／３相変換部５７が２相から３相への演算変換が実施される。

即ち、２相／３相変換部５７はｄ／ｑ軸電流目標値演算部５６から出力されるｑ軸電流目標値ｉｑ及びｄ軸電流目標値ｉｄに基づいて三相電流指令値Ｉref_abcを生成する。
なお、この三相電流指令値Ｉref_abcは、各相の電気コイルの電流をそれぞれ制御する３つの独立した指令値Ｉref_a，Ｉref_b，Ｉref_cで構成されている。

２相／３相変換部５７の出力側に接続されている制御系においては、３相ブラシレスモータ１２の各相の電気コイルに流れる電流量Ｉm_abc（Ｉm_a，Ｉm_b，Ｉm_cの３つ）を検出し、相毎に電流をフィードバック制御する。即ち、相毎の電気コイルに流れる電流量Ｉm_abcが三相電流指令値Ｉref_abcと一致するように制御されることになる。これにより、モータ電流が電流指令値に追従するので、所定のトルクが３相ブラシレスモータ１２から出力されることになり、このためアシスト制御が実現されてステアリング機構に操舵補助力が付与されることになる。

減算器５８は、三相電流指令値Ｉref_abc（Ｉref_a，Ｉref_b，Ｉref_cの３つ）のそれぞれから電流検出値Ｉm_abc（Ｉm_a，Ｉm_b，Ｉm_cの３つ）を減算した結果（差分：誤差量）を相毎に制御器５９に与える。

制御器５９は、減算器５８から入力される信号に基づいてＰＩ（比例・積分）制御等を実施し、制御量を３相の一次デューティ信号Duty＿abc（Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cの３つ）として出力する。このとき、これらの一次デューティ信号は、例えば図２（ａ）に示すように３相ブラシレスモータ１２のロータの電気角度の変化に伴って、５０％デューティを中心として上下に周期的に変化する。

制御器５９の出力に接続されているデューティ最小値検出器６０は、各時点で制御器５９が出力している３相の一次デューティ信号Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cの中の最小値Duty＿minを検出し、それを出力する。

減算器６１は、制御器５９から出力される３相の一次デューティ信号Duty＿abc（Duty＿a，Duty＿b，Duty＿c）のそれぞれについて、デューティ最小値検出器６０から出力される最小値Duty＿minを減算した結果を３相の二次デューティ信号Duty＿abc’（Duty＿a‘，Duty＿b’，Duty＿c’の３つ）として出力する。つまり、「Duty＿a−Duty＿min」をDuty＿a’とし、「Duty＿b−Duty＿min」をDuty＿b’とし、「Duty＿c−Duty＿min」をDuty＿c’として、全ての相について共通の最小値Duty＿min分だけデューティをシフトした結果を二次デューティ信号Duty＿abc’とする。

ＰＷＭ制御部６２は、減算器６１から出力される３相の二次デューティ信号（Duty＿abc’）に従って、パルス幅制御（ＰＷＭ）された３相のパルス信号を生成する。これらのパルス信号の具体例が図３に示されている。即ち、後述するモータ駆動回路２４において、相毎に上下２つのスイッチング素子をそれぞれ独立してオンオフ制御する必要があるので、６つの信号（ａ−UPPER，ａ−BOTTOM，ｂ−UPPER，ｂ−BOTTOM，ｃ−UPPER，ｄ−BOTTOM）が生成される。これらのパルス信号の繰り返し周期（例えば、１／２０ｋＨｚ）は一定である。

モータ駆動回路２４は、所謂インバータであり、例えば図１０に示すモータ駆動回路２４のように、スイッチング素子として６個の独立したトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑｖａ，Ｑｕａ，Ｑｗａ，Ｑｖｂ，Ｑｕｂ，Ｑｗｂを備えており、上側のトランジスタＱｖａ，Ｑｕａ，Ｑｗａは電源の正極側ラインと各相の電気コイルとの間に接続され、下側のトランジスタＱｖｂ，Ｑｕｂ，Ｑｗｂは各相の電気コイルと電源の負極側（アース）ラインと接続されている。

即ち、図３に示す６つの信号（ａ−UPPER，ａ−BOTTOM，ｂ−UPPER，ｂ−BOTTOM，ｃ−UPPER，ｄ−BOTTOM）が、それぞれ図１０に示す各トランジスタ（Ｑｖａ，Ｑｖｂ，Ｑｕａ，Ｑｕｂ，Ｑｗａ，Ｑｗｂ）のゲート端子を制御するためにＰＷＭ制御部６２の出力からモータ駆動回路２４に入力される。

したがって、モータ駆動回路２４の各トランジスタＱｖａ，Ｑｖｂ，Ｑｕａ，Ｑｕｂ，Ｑｗａ，Ｑｗｂは図３に示す各信号のようにオンオフを繰り返し、それに伴って電源バッテリ６４から３相ブラシレスモータ１２の各電気コイルに電流（図４に示す電源電流）が流れる。各電気コイルに電流の量は、パルス信号のデューティにより制御される。

ところで、もしも制御器５９が出力する一次デューティ信号Duty＿abc（図２（ａ）参照）をそのままＰＷＭ制御部６２に入力してパルス信号を生成すると、図１２に示すように時間軸の全域に渡って絶え間なく一定の周期でオンオフを繰り返すパルス信号が生成されることになり、電源から３相ブラシレスモータ１２の各電気コイルに流れる電源電流は、図１３に示すようにＰＷＭ周期（例えば、１／２０ｋＨｚ）の１周期の間に２回の割合でオンオフを繰り返すことになる。このように、単位時間あたりのオンオフ回数が多いと、各スイッチング素子（ＦＥＴ等）のスイッチングに伴う発熱量が増える。また、電源電流の変動周期が短い（ＰＷＭ周期の半分）ため、高周波のラジオノイズが発生しやすい。

しかし、図１に示した構成では、デューティ最小値検出器６０が検出したデューティ最小値Duty＿minを用いて、減算器６１が一次デューティ信号から二次デューティ信号Duty＿abc’を生成しているので、デューティシフト制御部として機能して前述のような問題を抑制することができる。

例えば、図２（ａ）に示すように変化する一次デューティ信号が制御器５９から出力される場合であっても、図２（ｂ）に示すようにいずれかの相の信号のデューティが一時的に０％に固定されるような二次デューティ信号Duty＿abc’をＰＷＭ制御部６２に与えるので、ＰＷＭ制御部６２が出力する３相のパルス信号のいずれか１相、つまり二次デューティ信号のデューティが０％になった相についてはオン状態又はオフ状態に一時的に固定されることになり、モータ駆動回路２４内部の各スイッチング素子もいずれか１相はオン状態又はオフ状態に一時的に固定される。

その結果、図４に示すように、ＰＷＭ周期の１周期の間に上下のスイッチング素子が同時にオンする期間が１カ所だけになり、３相ブラシレスモータ１２の各電気コイルに流れる電源電流の変動もＰＷＭ周期の１周期の間に１回だけになり、図１３に示す例と比べて半分になる。

即ち、減算器６１を用いてデューティのシフトを行い、二次デューティ信号を生成することにより、電源電流の変動周期に相当する周波数を下げることができる。例えば、ＰＷＭ制御に用いる基本周波数を２０ｋＨｚとする場合に、一次デューティ信号を用いてパルス信号を生成するとスイッチングされる電源電流に前記基本周波数の２倍の４０ｋＨｚの周波数で変動が生じることになるが、二次デューティ信号を用いることにより、電源電流の変動周波数を２０ｋＨｚに下げることができる。４０ｋＨｚの周波数ではその高調波によりＡＭラジオの周波数帯の近傍でラジオノイズが発生し易いが、電源電流の変動周波数を２０ｋＨｚに下げることでラジオノイズを低減できる。

また、３相ブラシレスモータ１２の各相の電気コイルに流れる電流はモータ端子間に印加される電源電圧により決まるので、３相ブラシレスモータ１２の電気コイルに流される電流は、減算器６１により前述のデューティシフト処理を行っても変化することはない。また、３相ブラシレスモータ１２の端子電位はその相のデューティと比例するため、各端子のデューティから同じ値を差し引いても端子間の電圧は変わらない。したがって、前述のデューティシフト処理を行う場合と行わない場合とでモータの相電流には変化が生じない。

したがって、本実施形態によれば、パルス信号の繰り返し周波数を切り替えなくても、モータ駆動装置２４における単位時間あたりのオン／オフ回数を減らすことができるため、そのスイッチングに伴って発生する熱を減らすことができて、電動パワーステアリング制御装置のヒートシンク等のコストを抑制すると共に装置の安全性の向上を図ることができる。加えて、前述の特許文献１と比較して、その周波数を低くして用いることがないので、モータ制御に対して追従性を悪化させることがなく、３相ブラシレスモータ１２のトルクリップルの発生を抑制することができる。

（第２実施形態）
本発明の電動パワーステアリング制御装置に係る、もう１つの実施形態について、図５及び図６を参照しながら以下に説明する。
図５は第２実施形態における電動パワーステアリング制御装置の構成を示すブロック図であり、図６は図５に示した回路で生成される二次デューティ信号の具体例を示す波形図である。

本実施形態は第１実施形態の変形例であり、制御系の構成が図５に示す内容に変更されており、動作が多少変更されていること以外は第１の実施形態と同様であり、また前述の第１実施形態の効果も同様に有することになる。
なお、図５において第１実施形態と対応する要素は同一の符号を付し、その説明を省略又は簡略化する。

即ち、第１実施形態との構成上の違いは、図５に示すように制御器５９の出力とＰＷＭ制御部６２の入力との間にデューティ最大値検出器６５、定数保持部６６、演算部６７を設けた点にある。

定数保持部６６は、１００％デューティに相当する定数を常時出力する。デューティ最大値検出器６５は、各時点で制御器５９が出力している３相の一次デューティ信号Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cの中の最大値Duty＿maxを検出しそれを出力する。

演算部６７は、定数保持部６６が出力する１００％デューティ値からデューティ最大値検出器６５が出力する最大値Duty＿maxを減算した結果をシフト量として求め、制御器５９から出力される３相の一次デューティ信号Duty＿abcのそれぞれDuty＿a，Duty＿b，Duty＿cについて、前記シフト量を加算した結果を３相の二次デューティ信号Duty＿abc’として出力する。

即ち、演算部６７は、「Duty＿a＋（DUTYLIM−Duty＿max）」をDuty＿a’とし、「Duty＿b＋（DUTYLIM−Duty＿max）」をDuty＿b’とし、「Duty＿c＋（DUTYLIM−Duty＿max）」をDuty＿c’とし、全ての相について共通のシフト量DUTYLIM−Duty＿max分だけデューティをプラス側にシフトした結果を二次デューティ信号Duty＿abc’として、デューティシフト制御部として機能する。
なお、DUTYLIMは、デューティが１００％になるデューティ値（１００％デューティ値）である。

したがって、一次デューティ信号Duty＿abcとして図２（ａ）に示すような信号が出力される場合であっても、図５に示す演算部６７が出力する二次デューティ信号Duty＿abc’は図６に示すように上側にシフトされる。つまり、この二次デューティ信号Duty＿abc’においては図６に示すようにいずれか１相の信号のデューティが１００％に固定され、他の相の信号もデューティが同じシフト量だけ上側にシフトされる。

このような二次デューティ信号Duty＿abc’を用いてＰＷＭ制御部６２及びモータ駆動回路２４を制御するので、各時点でデューティが１００％になった相の上下の各スイッチング素子については、一時的にオンオフ状態が変化しなくなるので、第１実施形態と同様に単位時間あたりにオンオフが切り替わる回数が減り、発熱量が低下する。また、例えばラジオノイズ等の発生も低減される。

（第３実施形態）
本発明の電動パワーステアリング制御装置に関するもう１つの実施形態について、図７及び図８を参照しながら以下に説明する。
図７は第３の実施形態における電動パワーステアリング制御装置の構成を示すブロック図であり、図８は図７に示した回路で生成される二次デューティ信号の具体例を示す波形図である。

第３実施形態は第１実施形態及び第２実施形態を組み合わせた変形例であり、制御系の構成が図７に示す内容に変更されており、動作が多少変更されていること以外は第１実施形態及び第２実施形態と同様であり、また前述の第１実施形態及び第２実施形態の効果も同様に有することになる。
なお、図７において第１実施形態及び第２実施形態と対応する要素は同一の符号を付し、その説明を省略又は簡略化する。
即ち、第３実施形態における特徴的な構成は、図７に示すように制御器５９の出力とＰＷＭ制御部６２の入力との間に、デューティ最小値検出器６０、デューティ最大値検出器６５、定数保持部６６、演算部６７Ｂ，６７Ｃ、切り替え部６８を設けた点にある。

図７に示すデューティ最小値検出器６０は、第１実施形態と同様に、各時点で制御器５９が出力している３相の一次デューティ信号Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cの中の最小値Duty＿minを検出しそれを出力する。一方、デューティ最大値検出器６５は、第２実施形態と同様に、各時点で制御器５９が出力している３相の一次デューティ信号Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cの中の最大値Duty＿maxを検出しそれを出力する。そして、定数保持部６６は１００％デューティに相当する定数を常時出力する。

演算部６７Ｂは、デューティ最大値検出器６５が出力するデューティ最大値Duty＿maxから定数保持部６６が出力する１００％デューティ値を減算した結果を出力する。切り替え部６８は、デューティ最小値検出器６０の出力と、演算部６７Ｂの出力とのいずれか一方を選択するスイッチであり、選択した信号を演算部６７Ｃに出力する。

演算部６７Ｃは、各時点で制御器５９が出力している３相の一次デューティ信号Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cから、切り替え部６８の出力（選択された信号）を減算した結果を、３相の二次デューティ信号Duty＿abc’として出力する。

また、切り替え部６８については、所定の周波数Ｆ１で周期的に変化する二値信号に従って２つの入力信号（デューティ最小値検出器６０の出力と演算部６７Ｂの出力）を周期的に交互に選択する。このとき、この周波数Ｆ１については、ＰＷＭ制御部６２が生成するパルス信号のＰＷＭ周期に対応する周波数よりも低い周波数（周期はＰＷＭ周期よりも長い）に定められる。

即ち、図７に示す制御系においては、切り替え部６８がデューティ最小値検出器６０の出力を選択しているときには、第１実施形態と同様に、３相の一次デューティ信号Duty＿abcからその中の最小値Duty＿min分をマイナス側にシフトした結果が二次デューティ信号Duty＿abc’として演算部６７Ｃから出力され、切り替え部６８が演算部６７Ｂの出力を選択しているときには、第２実施形態と同様に、３相の一次デューティ信号Duty＿abcの最大値Duty＿maxを１００％デューティ値から減算した結果DUTYLIM−Duty＿maxをシフト量として用い、各相の一次デューティ信号Duty＿abcにこのシフト量DUTYLIM−Duty＿maxをそれぞれ加算した結果を３相の二次デューティ信号Duty＿abc’として出力する。
したがって、第１実施形態における処理方法と第２実施形態における処理方法とを交互に選択することになる。

したがって、図２（ａ）に示すように変化する一次デューティ信号Duty＿a，Duty＿b，Duty＿cが制御器５９から出力される場合であっても、図７に示されるＰＷＭ制御部６２に入力される二次デューティ信号Duty＿abc’は例えば図８に示すように変化する。つまり、図８に示すようにいずれか１相の信号のデューティが０％になる状態と１００％になる状態とが周期的に現れる。

ここで、第１実施形態又は第２実施形態の動作では、二次デューティ信号Duty＿abc’のデューティが０％又は１００％に固定される相が存在するので、該当する相のスイッチング素子がオン状態で固定される状態か生じ、オン状態のスイッチング素子に集中的に電流が流れ、発熱もそのスイッチング素子に集中する結果となる。

しかしながら、第３実施形態では図８に示すように、いずれか１相の信号のデューティが０％になる状態と１００％になる状態とが周期的に切り替わるので、同じスイッチング素子が長い時間に渡ってオン状態で固定される状態は回避され、発熱の集中が防止される。即ち、発生する熱の分布を平均化する効果が得られる。
また、切り替え部６８が２つの信号を切り替える周波数Ｆ１を適宜変更することにより、発熱分布の更なる改善が期待できる。

また、第１実施形態又は第２実施形態の動作では、モータ駆動回路２４内の各スイッチング素子が故障によりショートし、オン状態からオフ状態に切り替わらないような異常が発生した場合に、故障したスイッチング素子に対してオフ信号が入力されるまでは異常の発生を検出できないのに対し、第３の実施形態ではデューティが０％になる状態と１００％になる状態とが周期的に切り替わるので、故障の発生をすばやく検出することが可能になる。

以上説明したように、本発明は車両などに用いられる電動パワーステアリング制御装置及びその他の様々な機器に用いられるモータ駆動制御装置として利用することができ、発熱を抑制したり、ラジオノイズを抑制したりするために非常に有用である。加えて、モータ駆動装置２４のスイッチング制御に用いる周波数を切り替える必要がないため、人間の可聴周波数帯域内の周波数の振動、すなわち異音の発生を抑制することができる効果も奏する。

以上で具体的実施形態の説明を終えるが、本発明の態様はこれら実施形態に限られるものではなく、適宜、変形、改良等が可能である。
例えば、前述した各実施形態においては、３相ブラシレスモータについて説明したが、多相交流モータであれば、モータの種類及び相数に限定されず、本発明の概念を逸脱しない限り、モータを駆動制御するための種々の装置に適用することができる。

第１実施形態における電動パワーステアリング制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示した回路で生成される一次デューティ信号及び二次デューティ信号の具体例を示す波形図である。 図１に示した回路で生成される各スイッチング素子を駆動するためのパルス信号の具体例を示すタイムチャートである。 図３に示した各パルス信号及び電源からモータの各電気コイルに流れる電流の詳細を示すタイムチャートである。 第２の実施形態における電動パワーステアリング制御装置の構成を示すブロック図である。 図５に示した回路で生成される二次デューティ信号の具体例を示す波形図である。 第３実施形態における電動パワーステアリング制御装置の構成を示すブロック図である。 図７に示した回路で生成される二次デューティ信号の具体例を示す波形図である。 電動パワーステアリング制御装置の物理的な構成要素全体の基本構成を示すブロック図である。 電動パワーステアリング制御装置に用いるモータ駆動制御装置の電気回路に関する基本構成を示すブロック図である。 図１０に示した電気回路の制御系の詳細を示すブロック図である。 図１１に示す電気回路において各電気コイルの通電をスイッチングするためのパルス信号の具体例を示すタイムチャートである。 図１１に示すパルス信号及び電源から各電気コイルに流れる電流の詳細を示すタイムチャートである。

符号の説明

１２ ３相ブラシレスモータ（多相交流モータ）
２４ モータ駆動回路（インバータ）
５１ 操舵補助指令演算部
５２ 電流指令制限値演算部
５３ 最小値選択部
５４ Ｉｒｅｆ／Ｉｄマップ
５５ 誘起電圧マップ
５６ ｄ／ｑ軸電流目標値演算部
５７ ２相／３相変換部
５８ 減算器
５９ 制御器（デューティ信号生成部）
６０ デューティ最小値検出器（最小値検出部）
６１ 減算器（デューティシフト制御部）
６２ ＰＷＭ制御部
６４ 電源バッテリ
６５ デューティ最大値検出器（最大値検出部）
６６ 定数保持部
６７，６７Ｂ，６７Ｃ 演算部（デューティシフト制御部）
６８ 切り替え部（シフト量選択部）

Claims (4)

1. 多相交流モータの相毎に独立に設けられた電気コイルに流される電流を前記相毎に独立してスイッチングするインバータと、所定の駆動指令に従って前記インバータを駆動するための一次デューティ信号を前記相毎に生成するデューティ信号生成部と、を備え、前記多相交流モータはステアリング機構に連結されおり、そして前記多相交流モータを制御することにより前記ステアリング機構に操舵補助力を付与する電動パワーステアリング制御装置であって、
   前記相毎の前記一次デューティ信号に互いに同じシフト量をそれぞれ与えて、前記相毎の二次デューティ信号を生成するデューティシフト制御部を更に備えて、
   前記二次デューティ信号に基づいて前記インバータを駆動し、
   前記デューティシフト制御部は、
   前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最小値を検出する最小値検出部と、
   前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最大値を検出する最大値検出部と、
   前記最小値検出部が検出した最小値と、前記最大値検出部が検出した最大値と、のいずれか一方に基づいて前記シフト量を決定するシフト量選択部と、を有する
   ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
2. 前記シフト量選択部は、前記一次デューティ信号の周期よりも長い周期で、前記最小値に対応して決定される第１のシフト量と前記最大値に対応して決定される第２のシフト量とを周期的に交互に切り替えて前記シフト量を決定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング制御装置。
3. 多相交流モータを駆動制御するためのモータ駆動制御装置において、
   前記多相交流モータの相毎に独立に設けられた電気コイルに流される電流を前記相毎に独立してスイッチングするインバータと、
   所定の駆動指令に従って前記インバータを駆動するための一次デューティ信号を前記相毎に生成するデューティ信号生成部と、
   前記相毎の前記一次デューティ信号に互いに同じシフト量をそれぞれ与えて、前記相毎の二次デューティ信号を生成するデューティシフト制御部と、を備え、そして
   前記二次デューティ信号に基づいて前記インバータを駆動し、
   前記デューティシフト制御部は、
   前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最小値を検出する最小値検出部と、
   前記相毎の前記一次デューティ信号の中から最大値を検出する最大値検出部と、
   前記最小値検出部が検出した最小値と、前記最大値検出部が検出した最大値と、のいずれか一方に基づいて前記シフト量を決定するシフト量選択部と、を有する
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
4. 前記シフト量選択部は、前記一次デューティ信号の周期よりも長い周期で、前記最小値に対応して決定される第１のシフト量と前記最大値に対応して決定される第２のシフト量とを周期的に交互に切り替えて前記シフト量を決定する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動制御装置。

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