CN102047552B - 电动机控制装置及电动助力转向装置 - Google Patents

Abstract

电流指令值计算部(22)包含q轴电流指令值校正部(31)和预测电压利用率计算部(32)。预测电压利用率计算部(32)基于电动机(12)的旋转角速度ω、q轴电流指令值I_q ^*以及电源电压V_b(最大电压V_max)，估计预测电压利用率f。预测电压利用率f是所需的输出电压与能够施加到驱动电路(18)的最大电压V_max的比率。基于预测电压利用率f，q轴电流指令值校正部(31)校正q轴电流指令值I_q ^*，使得校正后的预测电压利用率f不超过与电压饱和限制对应的预定值。

Description

电动机控制装置及电动助力转向装置

技术领域

本发明涉及一种电动机控制装置和电动助力转向装置。

背景技术

电动助力转向装置(EPS)需要具有平稳且安静地旋转的电动机。在许多情况下，无刷电动机用作电动助力转向装置的驱动源。通常，基于d/q坐标系中的电流控制，经由施加到各相(U，V，W)的正弦波通电(energization)来控制这种电动机。

当电动机控制装置的输出电压存在上限时，所需的输出电压，例如在电动机高速旋转时，能够超过可施加到驱动电路的电压的最高值(例如，电源电压)。该现象被称为电压饱和。电压饱和能够引起转矩脉动和令人不悦的噪声。

为了抑制电压饱和的发生，传统上执行限制电压指令值的电压限制处理(预防电压饱和)。例如，电压限制处理中的极限值是基于驱动电路的标准和规格而预先确定的。如图9所示，当d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*的合成矢量V_dq ^*超过预先设定的电压极限值V_{dq_lim}时，发生电压饱和。此时，分别对d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*进行校正，使得校正后的合成矢量V_dq ^*小于或等于电压极限值V_{dq_lim}。

图9示出了在维持d轴电压指令值V_d ^*的同时降低q轴电压指令值V_q ^*的示例。可以以其它方式执行校正。例如，在电压饱和开始后，为维持合成矢量V_dq ^*的角度，可对d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*进行校正。

通过执行磁场削弱控制(field weakening control)扩大电动机的旋转范围，能够避免由这种电压饱和所引起的问题。例如，专利文献2公开了一种电动机控制装置(转向装置)，其基于q轴电流偏差而启动磁场削弱控制。专利文献3中公开的电动机控制装置基于电流控制中使用的电压指令值，计算表示电压饱和度的电压饱和因子。根据电压饱和因子来校正电流指令值的相位，以便降低电流指令值以及弱化磁场。因此，有效地防止了电压饱和。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本早期公开专利公布第6-153569号

专利文献2：日本早期公开专利公布第2003-40128号

专利文献3：日本早期公开专利公布第2006-129632号

发明内容

本发明要解决的问题

然而，在发生电压饱和的高速、高转矩范围(电压饱和范围)内，电压限制处理导致q轴电压指令值V_q ^*根据d轴电压指令值V_d ^*而改变。因此，d/q轴电流的改变易于被放大，并且合成波动能够导致转矩脉动和噪声。在专利文献2公开的配置中，电压饱和通常在q轴电流偏差达到阈值之前开始。这有可能延迟磁场削弱控制的开始。同样地，在专利文献3公开的配置中，磁场削弱控制的开始可能被延迟，其中根据基于电流偏差的电压指令值而开始磁场削弱控制。

因此，本发明的目的是提供一种电动机控制装置和电动助力转向装置，其防止在电压饱和范围内发生转矩脉动和噪声，并且使得电动机平稳地旋转。

解决问题的手段

为了实现上述目的并且根据本发明的第一方面，提供了一种电动机控制装置，其包括：电动机控制信号发生器，其用于通过执行d/q坐标系中的电流控制而产生电动机控制信号；以及驱动电路，其用于基于电动机控制信号向电动机输出三相驱动电力。基于电动机的旋转角速度和d/q坐标系中的电流指令值，电动机控制信号发生器估计预测电压利用率，并且校正电流指令值，使得预测电压利用率不超过与电压饱和极限对应的预定值，其中该预测电压利用率是所需的输出电压与可施加到驱动电路的最大电压的比率。

根据以上配置，防止发生电压饱和。这使得在不执行电压限制控制的情况下始终控制电动机电流。因此，有效地抑制了转矩脉动和噪声的发生。此外，通过在执行电流控制之前基于电流指令值来估计预测电压利用率，可以消除电流控制中实际电流和电流指令之间的偏差的影响，使得在电压饱和前的过渡阶段中快速防止电压饱和的发生。

电动机控制信号发生器优选地计算d轴电流指令值以执行磁场削弱控制，使得预测电压利用率不超过预定值。当预测电压利用率超过磁场削弱控制能够处理的范围内的极限值时，电动机控制信号发生器优选地减小q轴电流指令值，从而校正电流指令值，使得预测电压利用率不超过预定值。

根据以上配置，防止在更宽的范围内发生电压饱和。另外，在预测电压利用率到达磁场削弱控制能够处理的范围内的极限值之后，降低电流指令值，使得电动助力转向装置的输出性能最大化。即，在电动助力转向装置的使用中，不仅减小振动和噪声是重要的，而且提高基本性能也是重要的。因此，采用以上配置，通过最大化用作驱动源的电动机的输出性能，基本性能和安静度均得以增强。

在以上电动机控制装置中，电动机控制信号发生器优选地减小q轴电流指令值，使得预测电压利用率不超过预定值。

在以上电动机控制装置中，电动机控制信号发生器优选地计算d轴电流指令值以执行磁场削弱控制，使得预测电压利用率不超过预定值。

根据以上配置中的每一个，防止发生电压饱和。这允许在不执行电压限制控制的情况下始终控制电动机电流。因此，有效地抑制了转矩脉动和噪声的发生。特别地，磁场削弱控制的执行防止由于电流指令值的减小而降低转矩。因此，即使在电压饱和范围内也可以保持高输出性能。

为了实现上述目的并且根据本发明的第二方面，提供了一种包括以上电动机控制装置的电动助力转向装置。

根据以上配置，提供了一种电动机控制装置和电动助力转向装置，其防止在电压饱和范围内发生转矩脉动和噪声并且使得电动机平稳地旋转。

附图说明

图1是示出根据本发明的第一实施例的电动助力转向装置(EPS)的示意图；

图2是示出根据本发明的第一实施例的EPS的电配置的框图；

图3是示出电压饱和防止控制过程的流程图；

图4是示出根据本发明的第二实施例的EPS的电配置的框图；

图5是示出电压饱和防止控制过程的流程图；

图6是示出根据本发明的第三实施例的EPS的电配置的框图；

图7是用于电压饱和防止控制的说明性例示的图；

图8是示出电压饱和防止控制过程的流程图；以及

图9是电压限制控制(预防电压饱和)的说明性示例的图。

具体实施方式

(第一实施例)

现在将参照附图描述根据本发明的第一实施例的电动助力转向装置(EPS)。

如图1所示，方向盘(转向)2被固定到转向轴3。转向轴3经由齿条小齿轮传动机构(rack-and-pinion mechanism)4耦合到齿条5。伴随转向操作的转向轴3的旋转通过齿条小齿轮传动机构4而被转换成齿条5的往复直线运动。齿条5的往复直线运动改变转向轮6的转向角度。

EPS 1包括用作转向力辅助装置的EPS致动器10和用作控制装置的ECU 11。EPS致动器10施加用于辅助转向系统的转向操作的辅助力。ECU11控制EPS致动器10的操作。

EPS致动器10是齿条型EPS致动器，其中，用作驱动源的电动机12与齿条5同轴布置。电动机12产生的电动机转矩经由滚珠螺旋机构(ball screw mechanism)(未示出)传送到齿条5。电动机12是无刷电动机并且通过从ECU 11接收三相(U，V，W)电驱动电力而旋转。用作电动机控制装置的ECU 11通过控制电动机12产生的辅助转矩来控制施加到转向系统的辅助力(电力辅助控制)。

转矩传感器14和车速传感器15连接到ECU 11。转矩传感器14检测转向转矩τ，并且车速传感器15检测车速V。基于转向转矩τ和车速V，ECU 11控制EPS致动器10的动作，即执行电力辅助控制。

现在将描述根据第一实施例的EPS 1的电配置。

如图2所示，ECU 11包括微型计算机17和驱动电路18。微型计算机17是输出电动机控制信号的电动机控制信号输出装置。驱动电路18基于电动机控制信号为电动机12提供三相驱动电力。

驱动电路18是具有作为基本单位(臂)的三对开关元件的已知PWM逆变器。每对中的开关元件串联连接，并且每对分别对应于一相。从微型计算机17输出的电动机控制信号定义了构成驱动电路18的每个开关元件的导通占空比。每个开关元件响应于施加到开关元件的栅极端的电动机控制信号而开通或关断。因此，基于电池19的电源电压Vb产生三相(U，V，W)驱动电力，并且将该三相(U，V，W)驱动电力提供到电动机12。

用于检测提供到电动机12的相电流值I_u、I_v、I_w的电流传感器20u、20v、20w以及用于检测电动机12的旋转角θ的旋转角传感器21连接到ECU 11。微型计算机17基于电动机12的相电流值I_u、I_v、I_w和旋转角θ、转向转矩τ以及车速V，向驱动电路18输出电动机控制信号，其中，电动机12的相电流值I_u、I_v、I_w和旋转角θ是基于来自传感器的输出信号而检测到的。

微型计算机17中的以下控制模块通过微型计算机17所执行的计算机程序来实现。

微型计算机17包括电流指令值计算部22和用作电动机控制信号发生器的电动机控制信号产生部23。电流指令值计算部22计算电流指令值，其是施加到转向系统的辅助力的控制目标量。电动机控制信号产生部23产生用于控制驱动电路18的操作的电动机控制信号。

电流指令值计算部22包括用作q轴电流指令值计算部的第一计算部24。第一计算部24基于转向转矩τ和车速V计算d/q坐标系中的q轴电流指令值I_q ^*。电流指令值计算部22校正q轴电流指令值I_q ^*，并且将校正后的q轴电流指令值I_q ^**发送到电动机控制信号产生部23。

电动机控制信号产生部23接收电流传感器20u、20v、20w检测到的相电流值I_u、I_v、I_w和旋转角传感器21检测到的旋转角θ、以及来自电流指令值计算部22的q轴电流指令值I_q ^**。在第一实施例中，d轴电流指令值I_d ^*是零(I_d ^*＝0)。电动机控制信号产生部23基于相电流值I_u、I_v、I_w和旋转角θ(电角度)，执行d/q坐标系的电流反馈控制，从而产生电动机控制信号。

即，在电动机控制信号产生部23中，相电流值I_u、I_v、I_w和旋转角θ一起输入到三相/两相转换器25。三相/两相转换器25将相电流值I_u、I_v、I_w转换成d/q坐标系的d轴电流值I_d和q轴电流值I_q。输入到电动机控制信号产生部23的q轴电流指令值I_q ^**和q轴电流值I_q一起输入到减法器26q。d轴电流指令值I_d ^*和d轴电流值I_d一起输入到减法器26d。减法器26d计算d轴电流偏差ΔI_d，ΔI_d然后输入到F/B控制部27d。减法器26q计算q轴电流偏差ΔI_q，ΔI_q输入到F/B控制部27q。F/B控制部27d执行反馈控制，使得作为实际电流的d轴电流值I_d跟随作为控制目标值的d轴电流指令值I_d ^*。F/B控制部27q执行反馈控制，使得作为实际电流的q轴电流值I_q跟随作为控制目标值的q轴电流指令值I_q ^**。具体地，F/B控制部27d将d轴电流偏差ΔI_d乘以预定F/B增益(PI增益)，从而计算d轴电压指令值V_d ^*。F/B控制部27q将q轴电流偏差ΔI_q乘以预定F/B增益(PI增益)，从而计算q轴电压指令值V_q ^*。d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*与旋转角θ一起输入到两相/三相转换器29。两相/三相转换器29将d轴电压指令值V_d ^*、q轴电压指令值V_q ^*以及旋转角θ转换成三相电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*输入到PWM转换器30。PWM转换器30产生与电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*对应的占空指令值。电动机控制信号产生部23产生包含由占空指令值表示的导通占空比的电动机控制信号。微型计算机17将电动机控制信号输出到构成驱动电路18的开关元件(的栅极端)。因此，控制驱动电路18的操作，即控制对电动机12的驱动电力的提供。

(电压饱和防止控制)

现在将描述根据第一实施例的电压饱和防止控制。

如图2所示，电流指令值计算部22具有校正q轴电流指令值I_q ^*的q轴电流指令值校正部(在下文中，称为校正部)31。在第一实施例中，校正部31执行q轴电流指令值I_q ^*的校正，以防止发生电压饱和。

电流指令值计算部22包括用作预测电压利用率计算部的第二计算部32。第二计算部32计算(估计)预测电压利用率f，f是所需的输出电压与可施加到驱动电路18的最大电压V_max的比率。校正部31基于第二计算部32估计的预测电压利用率f校正q轴电流指令值I_q ^*。

具体地，第二计算部32接收电动机12的旋转角速度(电角速度)ω和q轴电流指令值I_q ^*。第二计算部32还接收电源电压V_b，V_b是可施加到驱动电路18的最大电压V_max。通过设置在驱动电路18和电池19之间的电源线上的电压传感器33检测电源电压V_b。第二计算部32基于旋转角速度ω、q轴电流指令值I_q ^*以及电源电压V_b(最大电压V_max)估计预测电压利用率f。

第二计算部32基于以下表达式(1)执行估计预测电压利用率f的计算。

$f=2\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{\sqrt{{\left(\mathrm{\ωL}{I_q}^{*}\right)}^2+{(R{I_q}^{*}+\mathrm{\Φ\ω})}^2}}{V_{\max }}---\left(1\right)$

在表达式(1)中，L表示电感(d/q轴转换)，R表示电动机电阻(d/q轴转换)，Φ表示由表达式

所表示的常数，其中链接磁通量的最大值由

表示。

在低负载、低转速状态(正常状态)下，如果d轴电流指令值I_d ^*是零(I_d ^*＝0)，并且q轴电流指令值的时间变化被确定为很小，则满足以下电压表达式(2)、(3)。

V_d＝-ωLI_q ^*                    (2)

V_q＝RI_q ^*+Φω                  (3)

此外，当基于这些电压表达式在d/q坐标系中执行控制时，被转换到三相坐标系之后的各相电压的幅值以V_a表示。在该情况下，如果驱动电路18能够输出的最大电压等于可施加到驱动电路18的最大电压V_max，则必须满足以下表达式(4)，以执行正弦波通电。

$V_a=\sqrt{\frac{2}{3}({V_d}^2+{V_q}^2)}\≤\frac{V_{\max }}{2}---\left(4\right)$

因此，如以下表达式(5)中所示地定义预测电压利用率f。通过将表达式(2)、(3)代入表达式(5)中，得到表达式(1)，表达式(1)是预测电压利用率f的估计表达式。

$f=\frac{2V_a}{V_{\max }}=2\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{\sqrt{{V_d}^2+{V_q}^2}}{V_{\max }}---\left(5\right)$

校正部31确定第二计算部32估计的预测电压利用率f是否超过与作为瞬态值的电压饱和极限对应的预定值f₀，其中，当超过该瞬态值时发生电压饱和。预定值f₀被设置为接近1的值(f₀≤1)。如果预测电压利用率f超过预定值f₀(f＞f₀)，则基于以下表达式(6)、(7)计算新的q轴电流指令值I_q ^**。以此方式，校正(更新)电流指令值计算部22所计算的q轴电流指令值I_q ^*。

${I_q}^{**}=\frac{1}{4}\frac{-4\mathrm{R\Φ\ω}+\sqrt{6{V_{\max }}^2{R}^2{f_o}^2+6L^2{\mathrm{\ω}}^2{V_{\max }}^2{f_o}^2-16{\mathrm{\ω}}^4{L}^2{\mathrm{\Φ}}^2}}{R^2+{\mathrm{\ω}}^2{L}^2}({I_q}^{*}>0)---\left(6\right)$

${I_q}^{**}=\frac{1}{4}\frac{-4\mathrm{R\&Phi;\&omega;}-\sqrt{6{V_{\max }}^2{R}^2{f_o}^2+6L^2{\mathrm{\&omega;}}^2{V_{\max }}^2{f_o}^2-16{\mathrm{\&omega;}}^4{L}^2{\mathrm{\&Phi;}}^2}}{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}({I_q}^{*}<0)---\left(7\right)$

通过用f₀替换表达式(1)中的f并且针对q轴电流指令值I_q ^*(I_q ^**)而求解表达式(1)，得到表达式(6)、(7)。基于以此方式获得的新q轴电流指令值I_q ^**的电流控制使预测电压利用率f保持低于或等于预定值f0。

为了防止电压饱和的发生，基于表达式(6)、(7)校正q轴电流指令值I_q ^*，即降低q轴电流指令值I_q ^*。

现在将参照图3说明电压饱和防止控制过程。

如图3所示，微型计算机17获得例如转向转矩τ和车速V的状态量(步骤101)，然后计算q轴电流指令值I_q ^*(步骤S102)。接下来，微型计算机17基于表达式(1)计算预测电压利用率f(步骤103)，并且确定预测电压利用率f是否超过与电压饱和极限对应的预定值f₀(步骤104)。如果预测电压利用率f大于预定值f₀(f＞f₀，步骤104：是)，则在步骤105中微型计算机17基于表达式(6)、(7)计算新的q轴电流指令值I_q ^**，从而校正(更新)所计算的q轴电流指令值I_q ^*。

在步骤104中，如果预测电压利用率f不大于预定值f₀(f≤f₀，步骤104：否)，则微型计算机17不执行校正(更新)(I_q ^**＝I_q ^*，步骤106)。基于校正后的q轴电流指令值I_q ^**，微型计算机17执行d/q坐标系中的电流控制(步骤107)。

第一实施例具有以下操作和优点。

(1)微型计算机17估计预测电压利用率f，f是所需的输出电压与可施加到驱动电路18的最大电压V_max的比率。微型计算机17校正q轴电流指令值I_q ^*，使得预测电压利用率f不超过与电压饱和极限对应的预定值。因此，防止发生电压饱和。这使得在不执行电压限制控制的情况下始终控制电动机电流。因此，有效地抑制了转矩脉动和噪声的发生。

(2)微型计算机17在电流控制执行之前基于q轴电流指令值I_q ^*估计预测电压利用率f。因此，可以消除电流控制中实际电流(I_q)和电流指令(I_q ^*)之间的偏差的影响，使得在电压饱和前的过渡阶段中快速防止电压饱和的发生。

(第二实施例)

现在将参照附图描述根据本发明的第二实施例的电动助力转向装置(EPS)。

第二实施例与第一实施例的不同之处主要在于电压饱和防止控制和电流指令值计算部的结构。为了便于说明，对与第一实施例的相应部件相似或相同的那些部件给出相似或相同的附图标记，并且省略说明。

如图4所示，取代第一实施例的校正部31(参见图2)，电流指令值计算部42包括第三计算部43，该第三计算部43用作计算d轴电流指令值I_d ^*的d轴电流指令值计算部。第三计算部43接收第二计算部32所估计的预测电压利用率f。如果预测电压利用率f超过与电压饱和极限对应的预定值f₀(f＞f₀)，则第三计算部43计算用于执行磁场削弱控制的d轴电流指令值I_d ^*。即，通过计算磁场削弱电流，抑制电压饱和的发生。

具体地，第三计算部43基于以下表达式(8)计算磁场削弱电流(d轴电流指令值I_d ^*)。

${I_d}^{*}=\frac{-4L{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{\&Phi;}+\sqrt{16L^2{\mathrm{\&omega;}}^2{\mathrm{\&Phi;}}^2-6{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2{V_{\max }}^2(f^2-{f_0}^2)-6R^2{V_{\max }}^2(f^2-{f_o}^2)}}{4(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2)}---\left(8\right)$

当考虑d轴电流时，电压表达式以以下表达式(9)、(10)表示。

V_d＝RI_d ^*-ωLI_q ^*               (9)

V_q＝RI_q ^*+Φω+ωLI_d ^*          (10)

磁场削弱控制中的预测电压利用率f′以以下表达式(11)表示，表达式(11)是通过将表达式(9)、(10)代入表达式(5)而得到的。

$f^{\&prime;}=2\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{\sqrt{{(R{I_d}^{*}-\mathrm{\&omega;L}{I_q}^{*})}^2+{(R{I_q}^{*}+\mathrm{\&Phi;\&omega;}+\mathrm{\&omega;L}{I_d}^{*})}^2}}{V_{\max }}---\left(11\right)$

为了防止发生电压饱和，仅需要计算d轴电流指令值I_d ^*，使得磁场削弱控制中的预测电压利用率f′小于或等于与电压饱和极限对应的预定值f0。

因此，通过从表达式(1)减去表达式(11)得到以下表达式(12)。

$f^2-f^{\&prime;2}=-\frac{8}{3}\frac{(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2){I_d}^{*2}+2\mathrm{\&Phi;}{\mathrm{\&omega;}}^{2}L{I_d}^{*}}{V_{\max }}---\left(12\right)$

通过针对d轴电流指令值I_d ^*求解表达式(12)而得到表达式(8)。

如果预测电压利用率f超过与电压饱和极限对应的预定值f₀(f＞f₀，参见图5，步骤204：是)，则在步骤205中微型计算机17基于表达式(8)计算d轴电流指令值I_d ^*。然后，在步骤206中微型计算机17使用与磁场削弱电流对应的d轴电流指令值I_d ^*(和q轴电流指令值I_q ^*)来执行电流控制。这能够有效地控制电动机电流，同时抑制了电压饱和的发生。

在步骤204中，如果预测电压利用率f不大于预定值f₀(f≤f₀，步骤204：否)，则微型计算机17计算d轴电流指令值I_d ^*为零：I_d ^*＝0(步骤207)。在该情况下，微型计算机17利用I_d ^*＝0执行电流控制，并且不执行磁场削弱控制。

根据第二实施例，如在第一实施例中那样，防止在电压饱和之前的过渡阶段中发生电压饱和。这允许在不执行电压限制控制的情况下始终控制电动机电流。因此，有效地抑制了转矩脉动和噪声的发生。另外，避免了由于电流指令值的减小而导致的转矩减小。因此，即使在电压饱和范围内也可以保持高输出性能。

(第三实施例)

现在将参照附图描述根据本发明的第三实施例的电动助力转向装置(EPS)。

第三实施例与第一和第二实施例的不同之处主要在于电压饱和防止控制和电流指令值计算部的结构。为了便于说明，对与第一和第二实施例的相应部件相似或相同的那些部件给出相似或相同的附图标记，并且省略说明。

如图6所示，电流指令值计算部52包括校正部31和第三计算部43。校正部31校正q轴电流指令值I_q ^*，以防止发生电压饱和。第三计算部43计算执行磁场削弱控制的d轴电流指令值I_d ^*。在第三实施例中，电流指令值计算部52基于第二计算部32估计的预测电压利用率f，执行防止电压饱和以及电流指令值(q轴电流指令值I_q ^*)减小的磁场削弱控制。

具体地，如果预测电压利用率f超过以以下表达式(13)表示的极限电压利用率f_max(f＞f_max)，则第三计算部43使用以下表达式(14)计算磁场削弱电流(d轴电流指令值I_d ^*)，其中，极限电压利用率f_max是磁场削弱控制可以处理的范围内的极限值。

$f_{\max }=\frac{\sqrt{8{\mathrm{\&Phi;}}^2{\mathrm{\&omega;}}^4{L}^2+3{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2{f_o}^2+3R^2{f_0}^2{V_{\max }}^2}}{\sqrt{3(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2)V_{\max }}}---\left(13\right)$

${I_d}^{*}=\frac{-L{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{\&Phi;}}{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}---\left(14\right)$

仅当预测电压利用率f超过极限电压利用率f_max(f＞f_max)时，校正部31才校正q轴电流指令值I_q ^*。

即，对用作磁场削弱电流的d轴电流存在限制。因此，如果使用超过上限值的d轴电流指令值I_d ^*，则不可能抑制电压饱和的发生。具体地，为了使计算磁场削弱电流(d轴电流指令值I_d ^*)的表达式(8)能够得到满足，即为了使表达式(8)能够具有实根，则分子的第二个根内的值需要大于零。满足该条件的预测电压利用率f的范围是以下表达式(15)的范围，并且该范围的上限值是极限电压利用率f_max。

$0<f\&le;\frac{\sqrt{8{\mathrm{\&Phi;}}^2{\mathrm{\&omega;}}^4{L}^2+3{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2{f_o}^2{V_{\max }}^2+3R^2{f_0}^2{V_{\max }}^2}}{\sqrt{3(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2)V_{\max }}}---\left(15\right)$

在第三实施例中，如果预测电压利用率f超过极限电压利用率f_max(f＞f_max)，则校正部31基于以下表达式(16)、(17)计算新的q轴电流指令值I_q ^**。

${I_q}^{**}=\frac{1}{4}\frac{-4\mathrm{R\&Phi;\&omega;}+f_0\sqrt{6{V_{\max }}^2{R}^2+6L^2{\mathrm{\&omega;}}^2{V_{\max }}^2}}{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}({I_q}^{*}>0)---\left(16\right)$

${I_q}^{**}=\frac{1}{4}\frac{-4\mathrm{R\&Phi;\&omega;}-f_0\sqrt{6{V_{\max }}^2{R}^2+6L^2{\mathrm{\&omega;}}^2{V_{\max }}^2}}{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}({I_q}^{*}<0)---\left(17\right)$

即，通过将表达式(14)代入表达式(11)中、令f′等于f₀(f′＝f₀)并且针对q轴电流指令值I_q ^*(I_q ^**)求解表达式(11)，得到表达式(16)和(17)。基于以此方式获得的新q轴电流指令值I_q ^**的电流控制在更宽的范围内保持预测电压利用率f低于或等于与电压饱和极限对应的预定值f₀。

现在将参照图8说明电压饱和防止控制过程。

由于图8中示出的流程图的步骤301至304相当于图3中示出的流程图的步骤101至104，因此省略其说明。

如图8所示，如果预测电压利用率f超过与电压饱和极限对应的预定值f₀(f＞f₀，步骤304：是)，则微型计算机17基于表达式(13)计算极限电压利用率f_max(步骤305)。然后，微型计算机17确定预测电压利用率f是否小于或等于极限电压利用率f_max(步骤306)。如果预测电压利用率f小于或等于极限电压利用率f_max(f≤f_max，步骤306：是)，则如在第二实施例中那样，微型计算机17基于表达式(8)计算磁场削弱电流(d轴电流指令值I_d ^*)(步骤307)。在该情况下，不执行q轴电流指令值I_q ^*的校正(I_q ^**＝I_q ^*，步骤308)。

如果预测电压利用率f超过极限电压利用率f_max(f＞f_max，步骤306：否)，则微型计算机17计算磁场削弱电流(d轴电流指令值I_d ^*)(步骤309)。此外，微型计算机17基于表达式(16)、(17)计算新的q轴电流指令值I_q ^**，从而校正(更新)步骤302中所计算的q轴电流指令值I_q ^*。

在步骤304中，如果预测电压利用率f小于或等于与电压饱和极限对应的预定值f₀(f≤f₀，步骤304：否)，则微型计算机17既不计算磁场削弱电流(I_d ^*＝0，步骤311)，也不校正q轴电流指令值I_q ^*(I_q ^**＝I_q ^*，步骤312)。

以此方式，微型计算机17根据预测电压利用率f切换d/q坐标系的电流指令值(I_d ^*，I_q ^**)的计算。通过执行步骤307至311，微型计算机17使用所计算的(校正后的)电流指令值(I_d ^*，I_q ^**)来执行电流控制(步骤313)。

根据第三实施例，在更宽的范围防止发生电压饱和。特别地，在预测电压利用率f到达极限电压利用率f_max之后，降低电流指令值(q轴电流指令值I_q ^*)以最大化EPS的输出性能，其中，该极限电压利用率f_max是磁场削弱控制可以处理的范围内的极限值。即，在EPS的使用中，不仅减小振动和噪声是重要的，而且提高基本性能也是重要的。因此，当采用以上配置时，通过最大化用作驱动源的电动机12的输出性能，基本性能和安静度均得以增强。

可如下修改以上实施例。

在以上实施例的每个中，与校正部31和d轴电流指令值计算部43分开地提供用作预测电压利用率计算部的第二计算部32。然而，这些可以是集成的。

在以上实施例的每个中，可使用为便于说明而省略的电压限制处理。

在以上实施例的每个中，考虑到由于磁场削弱控制而导致的退磁，可限制d轴电流指令值I_d ^*。

在以上实施例的每个中，通过执行电流反馈控制来产生电动机控制信号。然而，可通过执行开放式控制来产生电动机控制信号。

Claims (4)

1.一种电动机控制装置，包括：电动机控制信号发生器，用于通过执行d／q坐标系中的电流控制而产生电动机控制信号；以及驱动电路，用于基于所述电动机控制信号向电动机输出三相驱动电力，

基于所述电动机的旋转角速度和所述d／q坐标系中的电流指令值，所述电动机控制信号发生器估计预测电压利用率，并且校正所述电流指令值，使得所述预测电压利用率不超过与电压饱和极限对应的预定值，其中，所述预测电压利用率是所需的输出电压与能够施加到所述驱动电路的最大电压的比率，

其特征在于，所述电动机控制信号发生器计算d轴电流指令值以执行磁场削弱控制，使得所述预测电压利用率不超过所述预定值，其中，当所述预测电压利用率超过所述磁场削弱控制能够处理的范围内的极限值时，所述电动机控制信号发生器减小q轴电流指令值，从而校正所述电流指令值，使得所述预测电压利用率不超过所述预定值。

2.一种电动机控制装置，包括：电动机控制信号发生器，用于通过执行d／q坐标系中的电流控制而产生电动机控制信号；以及驱动电路，用于基于所述电动机控制信号向电动机输出三相驱动电力，

基于所述电动机的旋转角速度和所述d／q坐标系中的电流指令值，所述电动机控制信号发生器估计预测电压利用率，并且校正所述电流指令值，使得所述预测电压利用率不超过与电压饱和极限对应的预定值，其中，所述预测电压利用率是所需的输出电压与能够施加到所述驱动电路的最大电压的比率，

其特征在于，所述电动机控制信号发生器减小q轴电流指令值，使得所述预测电压利用率不超过所述预定值。

3.一种电动机控制装置，包括：电动机控制信号发生器，用于通过执行d／q坐标系中的电流控制而产生电动机控制信号；以及驱动电路，用于基于所述电动机控制信号向电动机输出三相驱动电力，

基于所述电动机的旋转角速度和所述d／q坐标系中的电流指令值，所述电动机控制信号发生器估计预测电压利用率，并且校正所述电流指令值，使得所述预测电压利用率不超过与电压饱和极限对应的预定值，其中，所述预测电压利用率是所需的输出电压与能够施加到所述驱动电路的最大电压的比率，

其特征在于，所述电动机控制信号发生器计算d轴电流指令值以执行磁场削弱控制，使得所述预测电压利用率不超过所述预定值。

4.一种电动助力转向装置，包括根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置。

Images