WO2010021353A1

WO2010021353A1 - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置

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Publication number: WO2010021353A1
Application number: PCT/JP2009/064547
Authority: WO
Inventors: 浩鈴木
Original assignee: 株式会社ジェイテクト
Priority date: 2008-08-22
Filing date: 2009-08-20
Publication date: 2010-02-25
Also published as: CN102047552A; JP5292995B2; EP2317642A4; CN102047552B; EP2317642A1; US8686672B2; JP2010051125A; US20110127934A1

Abstract

　電流指令値演算部２２は、ｑ軸電流指令値補正演算部３１、及び予想電圧利用率演算部３２を備える。予想電圧利用率演算部３２は、モータ１２の回転角速度ω及びｑ軸電流指令値Ｉq*、並びに電源電圧Ｖb（最大電圧Ｖmax）に基づいて、駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxに対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率ｆを演算（推定）する。ｑ軸電流指令値補正演算部３１は、予想電圧利用率ｆに基づいて、補正後の予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値を超えないようにｑ軸電流指令値Ｉq*を補正する。

Description

モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置

　本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関する。

　従来、円滑なモータ回転及び高い静粛性が要求される電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の駆動源として、多くの場合、ブラシレスモータが用いられる。そのようなモータ制御では、一般に、ｄ／ｑ座標系における電流制御に基づき各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に正弦波通電が行なわれる。

　モータ制御装置の出力電圧に上限がある場合、モータの高速回転時等に、要求出力電圧が駆動回路に印加可能な最大電圧（例えば電源電圧）を上回る現象、所謂、電圧飽和が発生することがある。これにより、トルクリップルや騒音が生じるおそれがある。

　電圧飽和の発生を抑制するため、従来より、電圧指令値を制限する電圧制限処理（電圧飽和ガード）が行なわれている。例えば、駆動回路等の規格・仕様に基づいて、予め、電圧制限処理における制限値を決定する。図９に示すように、ｄ軸電圧指令値Ｖd*とｑ軸電圧指令値Ｖq*との合成ベクトルＶdq*が予め設定された電圧制限値Ｖdq_limを超える電圧飽和時に、補正後の合成ベクトルＶdq*が電圧制限値Ｖdq_lim以下となるように、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*をそれぞれ補正する。

　図９は、ｄ軸電圧指令値Ｖd*を維持した状態でｑ軸電圧指令値Ｖq*を低減する例を示す。これ以外にも、電圧飽和突入後に、合成ベクトルＶdq*の角度が維持されるように、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*をそれぞれ補正するものもある（例えば、特許文献１参照）。

　こうした電圧飽和の問題は、弱め界磁制御の実行によりモータの回転領域を拡張することでも対処できる。例えば、特許文献２には、ｑ軸電流偏差に基づき弱め界磁制御を発動するモータ制御装置（ステアリング装置）が提案されている。特許文献３に記載のモータ制御装置は、電流制御による電圧指令値に基づき電圧飽和の度合いを示す電圧飽和率を演算する。そして、電圧飽和率に応じて電流指令値の位相を補正し、弱め界磁と併せて電流指令値を低減することにより、電圧飽和を効果的に防止することができる。

特開平６－１５３５６９号公報特開２００３－４０１２８号公報特開２００６－１２９６３２号公報

　しかしながら、電圧飽和が発生する高速・高トルク領域（電圧飽和域）では、上述した電圧制限処理により、ｑ軸電圧指令値Ｖq*がｄ軸電圧指令値Ｖd*に依存して変動する。そのため、ｄ／ｑ軸電流の変化が増幅されやすく、その変動がトルクリップルや騒音を引き起こすおそれがある。また、特許文献２に開示の構成では、ｑ軸電流偏差が閾値に達した段階で、既に、電圧飽和状態であることが多い。そのため、弱め界磁制御の発動が遅れやすい。同様に、電流偏差に基づく電圧指令値を、弱め界磁制御発動の基礎として用いる特許文献３に開示の構成においても、弱め界磁制御の発動が遅れやすい。

　本発明の目的は、電圧飽和域においてもトルクリップルや騒音が発生せず、かつモータが円滑に回転するモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

　上記の課題を解決するため、本発明の第一の態様によれば、ｄ／ｑ座標系における電流制御の実行によりモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成器と、モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備えたモータ制御装置が提供される。モータ制御信号生成器は、モータの回転角速度、及びｄ／ｑ座標系の電流指令値に基づいて、駆動回路に印加可能な最大電圧に対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率を推定し、かつ予想電圧利用率が電圧飽和限界に相当する所定値を超えないように電流指令値を補正する。

　上記の構成によれば、未然に、電圧飽和の発生を防止することができる。これにより、電圧制限処理を行なうことなく、常に、モータ電流を制御することができる。その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。更に、電流制御実行前の電流指令値に基づき予想電圧利用率を推定することで、電流制御における電流指令と実電流との偏差の影響を排除して、電圧飽和に至る過渡的な段階から、いち早く電圧飽和の発生を抑制することができる。

　上記のモータ制御装置において、モータ制御信号生成器は、予想電圧利用率が所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算するとともに、予想電圧利用率が弱め界磁制御により対応可能な限界値を超える場合に、ｑ軸電流指令値を低減することにより、予想電圧利用率が所定値を超えないように電流指令値を補正することが好ましい。

　上記の構成によれば、より幅広い領域に亘って、電圧飽和の発生を防止することができる。また、予想電圧利用率が弱め界磁制御により対応可能な限界値に達した後に、電流指令値の低減制御を行うことにより、電動パワーステアリング装置の出力性能を最大限に引き出すことができる。即ち、電動パワーステアリング装置等の用途では、振動や騒音の低減のみならず、基本性能の向上も重要である。そして、上記構成を採用して、駆動源であるモータの出力性能を最大限に活かすことにより、高い基本性能及び静粛性の両方が得られる。

　上記のモータ制御装置において、モータ制御信号生成器は、予想電圧利用率が所定値を超えないようにｑ軸電流指令値を低減することが好ましい。
　上記のモータ制御装置において、モータ制御信号生成器は、予想電圧利用率が所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算することが好ましい。

　上記の各構成によれば、未然に、電圧飽和の発生を防止することができる。これにより、電圧制限処理を行なうことなく、常に、モータ電流を制御することができる。その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。特に、弱め界磁制御を実行することで、電流指令値の低減に伴うトルク低下を回避することができる。これにより、電圧飽和領域においても高い出力性能を維持することができる。

　上記の課題を解決するため、本発明の第二の態様によれば、上記のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置が提供される。
　上記の構成によれば、電圧飽和域においてもトルクリップルや騒音が発生せず、かつモータが円滑に回転するモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。本発明の第１実施形態に係るＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。電圧飽和防止制御の処理手順を示すフローチャート。本発明の第２実施形態に係るＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。電圧飽和防止制御の処理手順を示すフローチャート。本発明の第３実施形態に係るＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。電圧飽和防止制御を説明するためのグラフ。電圧飽和防止制御の処理手順を示すフローチャート。電圧制限処理（電圧飽和ガード）を説明するためのグラフ。

　（第１実施形態）
　以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第１実施形態を図面に従って説明する。

　図１に示すように、ステアリングシャフト３には、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されている。ステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されている。ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。ラック５の往復直線運動により、操舵輪６の舵角が変更される。

　ＥＰＳ１は、操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。ＥＰＳアクチュエータ１０は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する。ＥＣＵ１１は、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する。

　ＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２をラック５と同軸に配置した所謂ラックアシスト型のＥＰＳアクチュエータである。モータ１２によるモータトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。モータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力が供給されることにより回転する。モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、モータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。

　ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。トルクセンサ１４は操舵トルクτを検出し、車速センサ１５は車速Ｖを検出する。ＥＣＵ１１は、操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ち、パワーアシスト制御を実行する。

　次に、第１実施形態のＥＰＳ１の電気的構成について説明する。
　図２に示すように、ＥＣＵ１１は、マイクロコンピュータ１７及び駆動回路１８を備えている。マイクロコンピュータ１７は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力器である。駆動回路１８は、モータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する。

　駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（アーム）とし、各相に対応する３つのアームを並列に接続して構成された周知のＰＷＭインバータである。マイクロコンピュータ１７から出力されるモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子のオンｄｕｔｙ比を規定する。各スイッチング素子は、各スイッチング素子のゲート端子に印加されるモータ制御信号に応答してオン／オフされる。これにより、バッテリ１９の電源電圧Ｖbに基づき生成される三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力が、モータ１２へと出力される。

　ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ、及びモータ１２の回転角θを検出するための回転角センサ２１が接続されている。マイクロコンピュータ１７は、各センサの出力信号に基づき検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、駆動回路１８にモータ制御信号を出力する。

　以下に示すマイクロコンピュータ１７内の各制御ブロックは、マイクロコンピュータ１７が実行するコンピュータプログラムにより実現される。
　マイクロコンピュータ１７は、電流指令値演算部２２、及びモータ制御信号生成器としてのモータ制御信号生成部２３を備えている。電流指令値演算部２２は、操舵系に付与するアシスト力の制御目標量として電流指令値を演算する。モータ制御信号生成部２３は、駆動回路１８の作動を制御するためのモータ制御信号を生成する。

　電流指令値演算部２２は、ｑ軸電流指令値演算部としての第１演算部２４を有している。第１演算部２４は、操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ｄ／ｑ座標系におけるｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。そして、電流指令値演算部２２は、ｑ軸電流指令値Ｉq*を補正処理した後のｑ軸電流指令値Ｉq**をモータ制御信号生成部２３へと出力する。

　モータ制御信号生成部２３には、電流指令値演算部２２から出力されるｑ軸電流指令値Ｉq**とともに、各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗにより検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角センサ２１により検出された回転角θが入力される。第１実施形態では、ｄ軸電流指令値Ｉd*には「Ｉd*＝０」が用いられる。モータ制御信号生成部２３は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。

　即ち、モータ制御信号生成部２３において、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、回転角θとともに３相／２相変換部２５に入力される。そして、３相／２相変換部２５は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換する。モータ制御信号生成部２３に入力されたｑ軸電流指令値Ｉq**は、ｑ軸電流値Ｉqとともに減算器２６ｑに入力される。ｄ軸電流指令値Ｉd*は、ｄ軸電流値Ｉdとともに減算器２６ｄに入力される。減算器２６ｄにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩdは、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄに入力される。減算器２６ｑにおいて演算されたｑ軸電流偏差ΔＩqは、Ｆ／Ｂ制御部２７ｑに入力される。Ｆ／Ｂ制御部２７ｄでは、制御目標値であるｄ軸電流指令値Ｉd*に実電流であるｄ軸電流値Ｉdを追従させるためのフィードバック制御が行われ、Ｆ／Ｂ制御部２７ｑでは、制御目標値であるｑ軸電流指令値Ｉq**に実電流であるｑ軸電流値Ｉqを追従させるためのフィードバック制御が行われる。具体的には、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄは、ｄ軸電流偏差ΔＩdに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*を演算する。Ｆ／Ｂ制御部２７ｑは、ｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、回転角θとともに２相／３相変換部２９に入力される。２相／３相変換部２９は、ｄ軸電圧指令値Ｖd*、ｑ軸電圧指令値Ｖq*及び回転角θを、三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換する。

　各電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部３０に入力される。ＰＷＭ変換部３０は、各電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応するｄｕｔｙ指令値を生成する。モータ制御信号生成部２３は、各ｄｕｔｙ指令値に示されるオンｄｕｔｙ比を含むモータ制御信号を生成する。マイクロコンピュータ１７は、そのモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力する。これにより、駆動回路１８の作動、即ち、モータ１２への駆動電力の供給が制御される。

　（電圧飽和防止制御）
　次に、第１実施形態における電圧飽和防止制御について説明する。
　図２に示すように、電流指令値演算部２２には、ｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理を実行するｑ軸電流指令値補正演算部（以下、補正演算部と称す）３１が設けられている。第１実施形態では、電圧飽和の発生を防止するために、補正演算部３１によるｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理が行われる。

　電流指令値演算部２２は、予想電圧利用率演算部としての第２演算部３２を備えている。第２演算部３２は、駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxに対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率ｆを演算（推定）する。補正演算部３１は、第２演算部３２により推定される予想電圧利用率ｆに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉq*を補正する。

　詳述すると、第２演算部３２には、モータ１２の回転角速度（電気角速度）ω及びｑ軸電流指令値Ｉq*が入力される。また、第２演算部３２には、駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxである電源電圧Ｖbが入力される。電源電圧Ｖbは、駆動回路１８とバッテリ１９との間の電力供給線に設けられた電圧センサ３３により検出される。第２演算部３２は、回転角速度ω及びｑ軸電流指令値Ｉq*、並びに電源電圧Ｖb（最大電圧Ｖmax）に基づいて、予想電圧利用率ｆを推定する。

　第２演算部３２は、次の（１）式に基づいて、予想電圧利用率ｆの推定演算を実行する。

　（１）式において、「Ｌ」はインダクタンス（ｄ／ｑ軸換算）、「Ｒ」はモータ抵抗（ｄ／ｑ軸換算）、「Φ」は、鎖交磁束最大値を「φ」とした場合に「Φ＝√（３／２）×φ」の式に表される定数である。

　ｄ軸電流指令値Ｉd*は「Ｉd*＝０」、ｑ軸電流指令値Ｉq*の時間的変動が小さいと判定した場合であって、且つ低負荷・低速回転時（通常時）には、次の（２）（３）式に示す電圧方程式が成立する。

　更に、この電圧方程式に基づきｄ／ｑ座標系で制御した場合に三相座標系へ変換した後の各相電圧の振幅を「Ｖa」とした場合、駆動回路１８により出力可能な最大電圧が駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxであれば、正弦波通電の実行には、次の（４）式に示す関係を満たす必要がある。

　従って、予想電圧利用率ｆは、次の（５）式のように定義される。（５）式に（２）（３）式を代入することで、（１）式に示される予想電圧利用率ｆの推定演算式を導出することができる。

　補正演算部３１は、第２演算部３２により推定された予想電圧利用率ｆが、電圧飽和状態に移行する電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超えるか否かを判定する。所定値ｆ０には、「１」近傍の値（ｆ０≦１）が設定される。予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０）、次の（６）（７）式に基づき、新たなｑ軸電流指令値Ｉq**が演算される。これにより、電流指令値演算部２２により演算されたｑ軸電流指令値Ｉq*が補正（更新）される。

　（６）（７）式は、（１）式中の「ｆ」に「ｆ０」を代入し、更に、ｑ軸電流指令値Ｉq*（Ｉq**）について解くことにより得ることができる。こうして求められた新たなｑ軸電流指令値Ｉq**に基づき電流制御をすれば、予想電圧利用率ｆを所定値ｆ０以下に抑えることができる。

　ここでは、電圧飽和の発生を防止するため、（６）（７）式に基づくｑ軸電流指令値Ｉq*の補正、つまり、ｑ軸電流指令値Ｉq*を低減する補正が実行される。
　次に、上記の電圧飽和防止制御の処理手順について図３を参照して説明する。

　図３に示すように、マイクロコンピュータ１７は、操舵トルクτ及び車速Ｖ等の状態量を取得すると（ステップ１０１）、先ず、ｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する（ステップ１０２）。次に、マイクロコンピュータ１７は、（１）式に基づいて予想電圧利用率ｆを演算し（ステップ１０３）、その予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超えるか否かを判定する（ステップ１０４）。予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０、ステップ１０４：ＹＥＳ）、マイクロコンピュータ１７は、（６）（７）式に基づき新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算することにより、ステップ１０２において演算されたｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理（更新）を実行する（ステップ１０５）。

　ステップ１０４において、予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超えない場合（ｆ≦ｆ０、ステップ１０４：ＮＯ）、マイクロコンピュータ１７は、上記の補正処理（更新）を行わない（Ｉq**＝Ｉq*、ステップ１０６）。そして、マイクロコンピュータ１７は、補正処理後のｑ軸電流指令値Ｉq**に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流制御を実行する（ステップ１０７）。

　以上、第１実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
　（１）マイクロコンピュータ１７は、駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxに対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率ｆを推定する。そして、マイクロコンピュータ１７は、予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値を超えないようにｑ軸電流指令値Ｉq*を補正する。これにより、未然に、電圧飽和の発生を防止することができる。よって、電圧制限処理を行なうことなく、常に、モータ電流を制御することができる。その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。

　（２）マイクロコンピュータ１７は、更に、電流制御実行前のｑ軸電流指令値Ｉq*に基づき予想電圧利用率ｆを推定する。これにより、電流制御における電流指令（Ｉq*）と実電流（Ｉq）との偏差の影響を排除して、電圧飽和に至る過渡的な段階から、いち早く電圧飽和の発生を抑制することができる。

　（第２実施形態）
　以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第２実施形態を図面に従って説明する。

　第２実施形態と第１実施形態との主な相違点は、電流指令値演算部の構成及び電圧飽和防止制御のみである。このため、説明の便宜上、第１実施形態と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。

　図４に示すように、電流指令値演算部４２には、第１実施形態の補正演算部３１（図２参照）に代えて、ｄ軸電流指令値Ｉd*の演算を実行するｄ軸電流指令値演算部としての第３演算部４３が設けられている。また、第３演算部４３には、第２演算部３２により推定される予想電圧利用率ｆが入力される。予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０）、第３演算部４３において、弱め界磁制御を実行するためのｄ軸電流指令値Ｉd*が演算される。即ち、弱め界磁電流を演算することにより、電圧飽和の発生が抑えられる。

　具体的には、第３演算部４３は、次の（８）式に基づいて、弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する。

　ｄ軸電流を考慮した場合の電圧方程式は、次の（９）（１０）式に表される。

　弱め界磁制御時における予想電圧利用率ｆ´は、（９）（１０）式を（５）式に代入することにより、次の（１１）式に表される。

　ここで、電圧飽和の発生を防止するためには、弱め界磁制御時の予想電圧利用率ｆ´が電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０以下となるように、ｄ軸電流指令値Ｉd*を演算すればよい。

　そこで、先ず、（１）式から（１１）式を減算することにより、次の（１２）式を得る。

　そして、（１２）式をｄ軸電流指令値Ｉd*について解くことにより、（８）式が得られる。
　マイクロコンピュータ１７は、予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０、図５参照、ステップ２０４：ＹＥＳ）、（８）式に基づきｄ軸電流指令値Ｉd*を演算する（ステップ２０５）。そして、マイクロコンピュータ１７は、弱め界磁電流に相当するｄ軸電流指令値Ｉd*（及びｑ軸電流指令値Ｉq*）を用いて電流制御を実行する（ステップ２０６）。これにより、電圧飽和の発生を抑えつつ、効率よくモータ電流を制御することができる。

　ステップ２０４において、予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超えない場合（ｆ≦ｆ０、ステップ１０４：ＮＯ）、マイクロコンピュータ１７は、ｄ軸電流指令値Ｉd*を「Ｉd*＝０」と演算する（ステップ２０７）。そして、マイクロコンピュータ１７は、「Ｉd*＝０」で電流制御を行なうことにより、上記の弱め界磁制御を実行しない。

　以上、第２実施形態によれば、第１実施形態と同様、電圧飽和に至る過渡的な段階から、未然に、電圧飽和の発生を防止することができる。そして、電圧制限処理を行なうことなく、常に、モータ電流を制御することができる。その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。加えて、電流指令値の低減に伴うトルク低下を回避することもできる。これにより、電圧飽和領域においても高い出力性能を維持することができる。

　（第３実施形態）
　以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第３実施形態を図面に従って説明する。

　第３実施形態と第１及び第２実施形態との主な相違点は、電流指令値演算部の構成及び電圧飽和防止制御のみである。このため、説明の便宜上、第１及び第２実施形態と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。

　図６に示すように、電流指令値演算部５２には、補正演算部３１及び第３演算部４３が設けられている。補正演算部３１は、電圧飽和の発生を防止すべくｑ軸電流指令値Ｉq*の補正を実行する。第３演算部４３は、弱め界磁制御を実行するためのｄ軸電流指令値Ｉd*を演算する。第３実施形態では、電流指令値演算部５２が、第２演算部３２により推定される予想電圧利用率ｆに基づいて、電圧飽和を防止するための弱め界磁制御及び電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）の低減制御を実行する。

　具体的には、第３演算部４３は、予想電圧利用率ｆが次の（１３）式に示される弱め界磁制御により対応可能な限界値である限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax）に、以下の（１４）式により弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する。

　補正演算部３１は、予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax）にのみ、ｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理を実行する。
　即ち、弱め界磁電流として機能するｄ軸電流には限界がある。そのため、その上限値を超えるｄ軸電流指令値Ｉd*を用いても、電圧飽和を抑制する効果を得ることはできない。具体的には、（８）式に示される弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）の演算式が成立、即ち、実数解を有するためには、（８）式の分子の「√」内が「０以上」でなければならない。そして、この条件が成立する予想電圧利用率ｆの範囲が次の（１５）式に示す範囲であり、その上限値が上記限界電圧利用率ｆmaxである。

　第３実施形態では、予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax）、補正演算部３１が、次の（１６）（１７）式に基づいて、新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算する。

　即ち、（１６）（１７）式は、（１４）式を（１１）式に代入し、更に「ｆ´＝ｆ０」としてｑ軸電流指令値Ｉq*（Ｉq**）について解くことにより得ることができる。そして、こうして求められた新たなｑ軸電流指令値Ｉq**に基づき電流制御をすれば、図７に示すように、より広い領域に亘って、予想電圧利用率ｆを、電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０以下に抑えることができる。

　次に、上記の電圧飽和防止制御の処理手順について図８を参照して説明する。
　図８のフローチャートにおけるステップ３０１～ステップ３０４の処理は、図３のフローチャート中に示されるステップ１０１～ステップ１０４の処理と同一であるため、その説明を省略する。

　図８に示すように、マイクロコンピュータ１７は、予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０、ステップ３０４：ＹＥＳ）、（１３）式により限界電圧利用率ｆmaxを演算する（ステップ３０５）。そして、マイクロコンピュータ１７は、予想電圧利用率ｆがその限界電圧利用率ｆmax以下であるか否かを判定する（ステップ３０６）。マイクロコンピュータ１７は、予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmax以下である場合（ｆ≦ｆmax、ステップ３０６：ＹＥＳ）に、第２実施形態と同じく（８）式に基づいて弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する（ステップ３０７）。この場合、ｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理は実行されない（Ｉq**＝Ｉq*、ステップ３０８）。

　一方、ステップ３０６において、予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax、ステップ３０６：ＮＯ）、マイクロコンピュータ１７は、（１４）式により弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する（ステップ３０９）。そして、マイクロコンピュータ１７は、更に、（１６）（１７）式に基づき新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算することにより、ステップ３０２において演算されたｑ軸電流指令値Ｉq*を補正処理（更新）する（ステップ３１０）。

　ステップ３０４において、予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０以下である場合（ｆ≦ｆ０、ステップ３０４：ＮＯ）、マイクロコンピュータ１７は、弱め界磁電流を演算せず（Ｉd*＝０、ステップ３１１）、ｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理も実行しない（Ｉq**＝Ｉq*、ステップ３１２）。

　このように、マイクロコンピュータ１７は、予想電圧利用率ｆに応じて、ｄ／ｑ座標系の各電流指令値（Ｉd*，Ｉq**）の演算形態を切り替える。そして、マイクロコンピュータ１７は、ステップ３０７～ステップ３１１を実行することにより演算（補正）された各電流指令値（Ｉd*，Ｉq**）を用いて、電流制御を実行する（ステップ３１３）。

　以上、第３実施形態によれば、より幅広い領域に亘って、電圧飽和の発生を防止することができる。また、特に、予想電圧利用率ｆが弱め界磁制御により対応可能な限界値である限界電圧利用率ｆmaxに達した後に、電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）の低減制御を行うことにより、ＥＰＳの出力性能を最大限に引き出すことができる。即ち、ＥＰＳでは、振動や騒音の低減のみならず、基本性能の向上も重要である。そして、上記構成を採用して、駆動源であるモータ１２の出力性能を最大限に活かすことにより、高い基本性能及び静粛性の両方が得られる。

　なお、上記各実施形態は、以下のように変更してもよい。
　・上記各実施形態では、補正演算部３１やｄ軸電流指令値演算部４３とは別体に、予想電圧利用率演算部としての第２演算部３２を設けていたが、これらを一体に構成してもよい。

　・上記各実施形態において、説明の便宜上省略した電圧制限処理を用いてもよい。
　・上記各実施形態では、弱め界磁制御による減磁作用を考慮してｄ軸電流指令値Ｉd*を制限するようにしてもよい。

　・上記各実施形態では、電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成していたが、オープン制御の実行によりモータ制御信号を生成してもよい。

Claims

ｄ／ｑ座標系における電流制御の実行によりモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成器と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備えたモータ制御装置であって、
　前記モータ制御信号生成器は、前記モータの回転角速度、及び前記ｄ／ｑ座標系の電流指令値に基づいて、前記駆動回路に印加可能な最大電圧に対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率を推定し、かつ前記予想電圧利用率が電圧飽和限界に相当する所定値を超えないように前記電流指令値を補正することを特徴とするモータ制御装置。
請求項１記載のモータ制御装置において、
　前記モータ制御信号生成器は、前記予想電圧利用率が前記所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算するとともに、前記予想電圧利用率が前記弱め界磁制御により対応可能な限界値を超える場合に、ｑ軸電流指令値を低減することにより、前記予想電圧利用率が前記所定値を超えないように前記電流指令値を補正することを特徴とするモータ制御装置。
請求項１記載のモータ制御装置において、
　前記モータ制御信号生成器は、前記予想電圧利用率が前記所定値を超えないようにｑ軸電流指令値を低減することを特徴とするモータ制御装置。
請求項１記載のモータ制御装置において、
　前記モータ制御信号生成器は、前記予想電圧利用率が前記所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算することを特徴とするモータ制御装置。
請求項１～請求項４の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。