JPH10313600A - モータの制御装置 - Google Patents

モータの制御装置

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JPH10313600A
JPH10313600A JP9119273A JP11927397A JPH10313600A JP H10313600 A JPH10313600 A JP H10313600A JP 9119273 A JP9119273 A JP 9119273A JP 11927397 A JP11927397 A JP 11927397A JP H10313600 A JPH10313600 A JP H10313600A
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JP
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saturation
stator
phase
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Application number
JP9119273A
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English (en)
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Yasufumi Ichiumi
康文 一海
Satoshi Tamaki
悟史 玉木
Masaki Tagome
正樹 田米
Mineaki Isoda
峰明 磯田
Tomokuni Iijima
友邦 飯島
Kazunari Narasaki
和成 楢崎
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Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 電気自動車などで用いるブラシレスモータを
高効率に弱め界磁制御する。 【解決手段】 ステータ巻線に流すステータ電流の指令
値であるステータ電流指令を作成するステータ電流作成
手段と、ステータ電流指令に基づき前記ステータ巻線に
電力を供給する駆動手段１０と、ステータ巻線に流れる
ステータ電流を検出するステータ電流検出手段ＺＵ，Ｚ
Ｖ，ＺＷと、ステータ電流が前記ステータ電流指令にど
れだけ追従しないかを示す飽和度を作成する飽和度作成
手段とを有するモータの制御装置において、ステータ電
流作成手段が、飽和度に基づき前記ステータ電流指令を
作成し、飽和度作成手段２０が、ステータ電流指令と前
記ステータ電流の差の大きさを示す電流誤差振幅値を作
成する振幅値作成手段４０と、電流誤差振幅値を極位置
信号の半周期のｎ倍の期間だけある設定された増幅率で
積分した結果を前記飽和度とする積分手段５０とから構
成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電気自動車などで用
いるモータを高効率に弱め界磁制御するモータの制御装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】機械的な転流機構を持たないブラシレス
モータは、ロータの回転位置に同期して、ステータ巻線
に流れるステータ電流を制御し、ロータを所定の向きに
回転させ、所定の出力トルクを発生させる。永久磁石に
より界磁を形成するため、効率がよく、電気自動車用の
モータとして広く利用されている。
【０００３】以下、ブラシレスモータの特徴と弱め界磁
制御との説明をしたのち、従来の技術の例を説明する。
【０００４】［ブラシレスモータの特徴］ブラシレスモ
ータのロータには永久磁石が配置され、界磁を形成す
る。界磁と同じ方向をｄ軸、ｄ軸と電気角で９０゜ずれ
た方向をｑ軸という。ここで、ｑ軸は、界磁によりステ
ータ巻線に励起される逆起電圧と同じ向きであり、ｄ軸
の向きに電流を加えると電流位相が進む。以後、図１７
のように、電流の大きさをＩ、ｄ軸の向きに流れる電流
成分をｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸の向きに流れる電流成分をｑ
軸電流Ｉｑ，電流位相をβで表す。
【０００５】ステータ巻線に電流を流すと、端子電圧の
ｑ軸成分Ｖｑ、ｄ軸成分Ｖｄは（数１）のように表され
る。また、ブラシレスモータの出力トルクＴｒｑは（数
２）のように表される。ここで、ωｅは電気角速度、Ｒ
はステータ巻線抵抗、ψは永久磁石による電機子鎖交磁
束数、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダク
タンスである。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【数２】
【０００８】永久磁石を表面に配置した表面磁石型ブラ
シレスモータにおいて、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸
インダクタンスＬｑは等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）ため、（数
２）の第２項は０となり、電流の大きさＩが一定のと
き、出力トルクＴｒｑは電流位相β＝０゜のとき最大値
となる。一方、永久磁石をロータ内に埋め込んだ埋込磁
石型モータにおいて、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸イ
ンダクタンスＬｑより小さい（Ｌｄ＜Ｌｑ）ため、（数
２）の第１項は電流位相β＝０゜のとき最大値をとり、
第２項はβ＝４５゜のとき最大値をとる。したがって、
図１８のように、β＝０゜から４５゜の間のある値（β
０゜）において出力トルクの最大値Ｔ０を実現する。
【０００９】［弱め界磁制御］ブラシレスモータが力行
する場合、図１９（ａ）の弱め界磁制御のベクトル図に
示すように、ブラシレスモータの回転数ωを上昇させる
と、誘起電圧ωｅ・ψが大きくなる。ωｅ・ψ，Ｒ・Ｉ
ｑ、およびω・Ｌｑ・Ｉｑをベクトル加算した電圧値Ｖ
が、電圧制限円に達すると、ブラシレスモータは、電圧
値Ｖが電圧制限円に達したときのブラシレスモータの回
転数ω以上には、回転数を上げることができなくなる。
【００１０】なお、電源がバッテリ等である場合には負
荷電流により、バッテリの端子電圧および電流値が変化
する。しかし、ここでは簡単のため、バッテリの端子電
圧（電圧制限円の半径）は一定であると仮定する。
【００１１】次に、ブラシレスモータの回転数を上昇さ
せることを考える。図１９に示すように、Ｉｄを流すこ
とによって、電圧制限円内に戻る方向の電圧ω・Ｌｄ・Ｉ
ｄが発生する。このことによって、図１９（ｂ）のよう
にブラシレスモータに回転数を上昇させる電圧余裕が発
生する。ブラシレスモータの回転数が一定である場合、
発生した電圧余裕の分だけ、ｑ軸電流Ｉｑを流すことが
でき、ブラシレスモータにさらに出力トルクを発生させ
ることができる。また、図１９（ｃ）のように電流値が
一定である場合は、発生した電圧余裕の分だけ、回転数
ωを増加させることができる。上述のように、ステータ
巻線にｄ軸電流Ｉｄを流し、電圧余裕を発生させる制御
を弱め界磁制御という。
【００１２】また、電流の大きさを一定とし電流位相を
変化させると、ｄ軸電流Ｉｄが増加するため、電圧余裕
が発生し弱め界磁制御の効果がある。同時に、ｑ軸電流
Ｉｑが減少することでＬｑ・Ｉｑが小さくなり、電圧値
Ｖが小さくなるため、さらに電圧余裕が発生する。
【００１３】なお、電圧に余裕を発生させるｄ軸電流Ｉ
ｄは、ブラシレスモータに供給される端子電圧が電圧制
限円内にもどるための必要最小限の電流でよい。必要最
小限以上のｄ軸電流Ｉｄを与えると銅損が増加し、ブラ
シレスモータの効率が悪くなる。
【００１４】また、電圧に余裕があるとき、図５（ａ）
のようにステータ電流指令にステータ電流がよく追従す
るが、電圧余裕がなくなると、図５（ｂ）のようにステ
ータ電流指令にステータ電流が追従しない。
【００１５】［従来の技術の例］従来、ブラシレスモー
タを弱め界磁制御する方式として、電気学会研究会資料
産業電力電気応用研究会ＩＥＡ−９２−３０に記載され
たものが知られている。
【００１６】ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を（数３）のように計
算し、弱め界磁を行う。
【００１７】
【数３】
【００１８】ここで、ωｂａｓｅは基底回転数、ωｍａ
ｘは最大回転数、Ｉｄ＊ｍａｘは最大回転数ωｍａｘの
ときのｄ軸電流である。
【００１９】また、平成３年電気学会産業応用部門全国
大会講演論文集Ｎｏ．７４、ＰＰ．３１０〜３１５で
は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を、目標回転数，ｄ軸巻線リア
クタンス，ｑ軸巻線リアクタンス，固定子巻線抵抗、お
よび単位速度での無負荷誘起電圧などを用いて計算し、
弱め界磁制御を行う。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、実際のブラシ
レスモータでは、運転状況による抵抗値の変化、磁束飽
和によるインダクタンスの変化、および経時変化により
モータ定数が変化するため、上述の従来の技術のように
演算式から計算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊は最適ではな
い。
【００２１】本発明は運転状況や経時変化によりモータ
定数が変化しても、最適なｄ軸電流Ｉｄ＊を実現し、高
効率に弱め界磁制御するモータの制御装置を実現するこ
とを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本願発明はＰ極（ここで
Ｐは２以上の偶数）のロータと、前記ロータに鎖交する
磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以上の整数）のステ
ータ巻線と、前記ステータ巻線に流すステータ電流の指
令値である電流指令を作成する電流指令作成手段と、前
記電流指令に基づき前記ステータ巻線に電力を供給する
駆動手段と、前記ステータ巻線に流れるステータ電流を
検出するステータ電流検出手段と、前記ステータ電流が
前記電流指令にどれだけ追従しないかを示す飽和度を作
成する飽和度作成手段と、前記ロータの極位置に基づき
極位置信号を作成する極位置信号作成手段とを有するモ
ータの制御装置において、前記電流指令作成手段が、前
記飽和度に基づき前記電流指令を作成し、前記飽和度作
成手段が、前記電流指令と前記ステータ電流と前記極位
置信号とに基づき前記飽和度を作成することを特徴とす
るモータの制御装置であり、モータを弱め界磁制御する
とき、精度のよい飽和度に基づき電流位相を変化させる
ため、高効率な弱め界磁制御を実現することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】本発明の第１のモータの制御装置
は、Ｐ極（ここでＰは２以上の偶数）のロータと、前記
ロータに鎖交する磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以
上の整数）のステータ巻線と、前記ステータ巻線に流す
ステータ電流の指令値である電流指令を作成する電流指
令作成手段と、前記電流指令に基づき前記ステータ巻線
に電力を供給する駆動手段と、前記ステータ巻線に流れ
るステータ電流を検出するステータ電流検出手段と、前
記ステータ電流が前記電流指令にどれだけ追従しないか
を示す飽和度を作成する飽和度作成手段と、前記ロータ
の極位置に基づき極位置信号を作成する極位置信号作成
手段とを有するモータの制御装置において、前記ステー
タ巻線が、３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）からなり、前記電
流指令作成手段が、前記飽和度に基づき前記電流指令を
作成し、前記飽和度作成手段が、前記電流指令と前記ス
テータ電流の差の大きさを示す電流誤差振幅値を作成す
る振幅値作成手段と、前記電流誤差振幅値を前記極位置
信号の半周期のｎ倍（ここでｎは整数）の期間だけ積分
した結果を前記飽和度とする積分手段とから構成され、
前記積分手段が、前記Ｕ相の前記電流誤差振幅値を前記
Ｖ相の前記極位置信号の立ち上がり、または立ち下がり
から積分した結果を前記飽和度とするものである。
【００２４】第２のモータの制御装置は、Ｐ極（ここで
Ｐは２以上の偶数）のロータと、前記ロータに鎖交する
磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以上の整数）のステ
ータ巻線と、前記ステータ巻線に流すステータ電流の指
令値である電流指令を作成する電流指令作成手段と、前
記電流指令に基づき前記ステータ巻線に電力を供給する
駆動手段と、前記ステータ巻線に流れるステータ電流を
検出するステータ電流検出手段と、前記ステータ電流が
前記電流指令にどれだけ追従しないかを示す飽和度を作
成する飽和度作成手段と、前記ロータの極位置に基づき
極位置信号を作成する極位置信号作成手段とを有するモ
ータの制御装置において、前記電流指令作成手段が、前
記飽和度に基づき前記電流指令を作成し、前記飽和度作
成手段が、前記電流指令と前記ステータ電流の差の大き
さを示す電流誤差振幅値を作成する振幅値作成手段と、
前記電流誤差振幅値を前記極位置信号の半周期のｎ倍
（ここでｎは整数）の期間だけ積分した結果を前記飽和
度とする積分手段とから構成され、前記積分手段が、前
記モータの回転数と前記電流指令との少なくとも１つに
基づいて前記ｎを変化させるものである。
【００２５】第３のモータの制御装置は、Ｐ極（ここで
Ｐは２以上の偶数）のロータと、前記ロータに鎖交する
磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以上の整数）のステ
ータ巻線と、前記ステータ巻線に流すステータ電流の指
令値である電流指令を作成する電流指令作成手段と、前
記電流指令に基づき前記ステータ巻線に電力を供給する
駆動手段と、前記ステータ巻線に流れるステータ電流を
検出するステータ電流検出手段と、前記ステータ電流が
前記電流指令にどれだけ追従しないかを示す飽和度を作
成する飽和度作成手段と、前記ロータの極位置に基づき
極位置信号を作成する極位置信号作成手段とを有するモ
ータの制御装置において、前記電流指令作成手段が、前
記飽和度に基づき前記電流指令を作成し、前記飽和度作
成手段が、前記電流指令と前記ステータ電流の差の大き
さ示す電流誤差振幅値を作成する振幅値作成手段と、前
記電流誤差振幅値を前記極位置信号の半周期のｎ倍（こ
こでｎは整数）の期間だけ積分した結果を前記飽和度と
する積分手段とから構成され、前記積分手段が、積分を
開始するタイミングを示す積分開始タイミングをＫ相の
極位置信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングうち
の１つとし、前記積分開始タイミングを回転数とステー
タ電流指令の少なくとも１つに基づき変化させるもので
ある。
【００２６】第４のモータの制御装置は、Ｐ極（ここで
Ｐは２以上の偶数）のロータと、前記ロータに鎖交する
磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以上の整数）のステ
ータ巻線と、前記ステータ巻線に流すステータ電流の指
令値である電流指令を作成する電流指令作成手段と、前
記電流指令に基づき前記ステータ巻線に電力を供給する
駆動手段と、前記ステータ巻線に流れるステータ電流を
検出するステータ電流検出手段と、前記ステータ電流が
前記電流指令にどれだけ追従しないかを示す飽和度を作
成する飽和度作成手段と、前記ロータの極位置に基づき
極位置信号を作成する極位置信号作成手段とを有するモ
ータの制御装置において、前記電流指令作成手段が、前
記飽和度に基づき前記電流指令を作成し、前記飽和度作
成手段が、前記電流指令と前記ステータ電流の差の大き
さを示す電流誤差振幅値を作成する振幅値作成手段と、
前記電流誤差振幅値を前記極位置信号の半周期のｎ倍
（ここでｎは整数）の期間だけ積分した結果を前記飽和
度とする積分手段とから構成され、前記モータの回転数
と前記電流指令との少なくとも１つに基づき増幅率を作
成する増幅率作成手段を付加し、前記振幅値作成手段
が、前記増幅率に基づき電流誤差振幅値を作成するもの
である。
【００２７】第５のモータの制御装置は、Ｐ極（ここで
Ｐは２以上の偶数）のロータと、前記ロータに鎖交する
磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以上の整数）のステ
ータ巻線と、前記ステータ巻線に流すステータ電流の指
令値である電流指令を作成する電流指令作成手段と、前
記電流指令に基づき前記ステータ巻線に電力を供給する
駆動手段と、前記ステータ巻線に流れるステータ電流を
検出するステータ電流検出手段と、前記ステータ電流が
前記電流指令にどれだけ追従しないかを示す飽和度を作
成する飽和度作成手段と、前記ロータの極位置に基づき
極位置信号を作成する極位置信号作成手段とを有するモ
ータの制御装置において、前記電流指令作成手段が、前
記飽和度に基づき前記電流指令を作成し、前記飽和度作
成手段が、前記電流指令と前記ステータ電流の差の大き
さを示す電流誤差振幅値を作成する振幅値作成手段と、
前記電流誤差振幅値を前記極位置信号の半周期のｎ倍
（ここでｎは整数）の期間だけ積分した結果を前記飽和
度とする積分手段とから構成され、前記ロータの回転位
置の基準位置を示す基準位置信号を作成する基準位置信
号作成手段を付加し、前記飽和度作成手段が、前記モー
タの回転数と前記ステータ電流指令との少なくとも１つ
に基づき前記極位置信号と前記基準位置信号とから１つ
を選択した結果を選択信号とし、前記選択信号に基づき
前記飽和度を作成することを特徴とする請求項１記載の
モータの制御装置。
【００２８】第６のモータの制御装置は、Ｐ極（ここで
Ｐは２以上の偶数）のロータと、前記ロータに鎖交する
磁束を発生するＫ相（ここでＫは２以上の整数）のステ
ータ巻線と、前記ステータ巻線に流すステータ電流の指
令値である電流指令を作成する電流指令作成手段と、前
記電流指令に基づき前記ステータ巻線に電力を供給する
駆動手段と、前記ステータ巻線に流れるステータ電流を
検出するステータ電流検出手段と、前記ステータ電流が
前記電流指令にどれだけ追従しないかを示す飽和度を作
成する飽和度作成手段と、前記ロータの極位置に基づき
極位置信号を作成する極位置信号作成手段とを有するモ
ータの制御装置において、前記電流指令に基づきステー
タ電流指令を座標変換により作成する座標変換手段を付
加し、前記電流指令作成手段が、前記飽和度に基づき前
記電流指令を作成し、前記飽和度作成手段が、前記電流
指令と前記ステータ電流の差の大きさ示す電流誤差振幅
値を作成する振幅値作成手段と、前記電流誤差振幅値を
前記極位置信号の半周期のｎ倍（ここでｎは整数）の期
間だけ積分した結果を前記飽和度とし、積分を開始する
タイミングを示す積分開始タイミングをＫ相の前記ステ
ータ電流指令と前記ステータ電流の誤差が０となるタイ
ミングのうちの１つとする積分手段とから構成されたも
のである。
【００２９】
【実施例】
（実施例１） ［全体の構成］図１は第１の実施例におけるモータの制
御装置の動作を示すブロック図である。ブラシレスモー
タのステータ巻線１Ｕ，１Ｖ，１Ｗは駆動手段１０に接
続される。電流検出手段２Ｕ，２Ｖ，２Ｗはそれぞれス
テータ巻線１Ｕ，１Ｖ，１Ｗに流れるステータ電流ｉ
ｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、駆動手段１０中の駆動制御器
１１と飽和度作成手段２０とに出力する。ロータリエン
コーダ３はブラシレスモータのロータの極位置と回転位
置θを検出し、極位置を示す極位置信号ＣＳＵ，ＣＳ
Ｖ，ＣＳＷを飽和度作成手段２０に出力し、回転位置θ
を回転数演算手段４と２／３相変換手段６とに出力す
る。回転数演算手段４は回転位置θに基づき回転数ωを
演算し、飽和度作成手段２０に出力する。アクセルユニ
ット５はアクセル値Ａｃｃを電流指令作成手段３０に出
力する。
【００３０】飽和度作成手段２０は極位置信号ＣＳＵ，
ＣＳＶ，ＣＳＷと回転数ωとステータ電流指令ｉｕ＊と
ステータ電流ｉｕとｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令
Ｉｑ＊とに基づき飽和度Ｓａｔを作成し、電流指令手段
３０に出力する。電流指令作成手段３０はアクセル値Ａ
ｃｃと飽和度Ｓａｔとに基づきｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ
軸電流指令Ｉｑ＊とを作成し、２／３相変換手段６と飽
和度作成手段２０とに出力する。２／３相変換手段６は
回転位置θとｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊
とに基づきステータ電流指令ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊を
作成し、駆動手段１０中の駆動制御器１１に出力する。
【００３１】駆動手段１０はステータ電流指令ｉｕ＊，
ｉｖ＊，ｉｗ＊とステータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとに基
づきステータ巻線１Ｕ，１Ｖ，１Ｗに電力を供給する。
駆動手段１０中の駆動制御器１１はステータ電流指令ｉ
ｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊とステータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ
とに基づき上側ＩＧＢＴ１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗと下側
ＩＧＢＴ１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗとのゲート電圧を制御
する。電源１２の正極は上側ＩＧＢＴ１４Ｕ，１４Ｖ，
１４Ｗのコレクタに接続され、電源１２の負極は下側Ｉ
ＧＢＴ１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗのエミッタに接続され
る。電解コンデンサ１３は電源１２に並列に接続され
る。上側ＩＧＢＴ１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗのエミッタと
下側ＩＧＢＴ１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗのコレクタはそれ
ぞれ接続され、さらにそれぞれステータ巻線１Ｕ，１
Ｖ，１Ｗに接続される。上側ダイオード１５Ｕ，１５
Ｖ，１５Ｗ、下側ダイオード１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗは
上側ＩＢＧＴ１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗ、下側ＩＧＢＴ１
６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗとそれぞれカソードとコレクタ、
アノードとエミッタが接続される。
【００３２】［全体の動作］回転数演算手段４はサンプ
リング間隔△Ｔ［ｓｅｃ］ごとに回転角度θ［ｄｅｇｒ
ｅｅ］をサンプリングし、（数４）により回転数ω［ｒ
／ｍｉｎ］を得る。ここで、回転角度θは機械角で表さ
れているものとする。
【００３３】
【数４】
【００３４】アクセルユニット６は、アクセルの踏み角
に比例したアクセル値Ａｃｃを作成する。飽和度作成手
段２０は、後述の方法で飽和度を作成する。次に、電流
指令作成手段３０の動作を説明する。図２は第１の実施
例における電流指令作成手段の動作を示すフローチャー
トであり、以下、詳細を説明する。処理（１１０）電流
指令の作成を開始する。処理（１１１）アクセル値Ａｃ
ｃ、および飽和度Ｓａｔを入力する。処理（１１２）電
流指標Ｉｉｎを作成する。（数５）のように、ある設定
された定数Ｋａｃｃとアクセル値Ａｃｃの乗算結果を電
流指標Ｉｉｎとする。ここで、定数Ｋａｃｃはアクセル
値Ａｃｃの絶対値が最大となるとき、電流指標Ｉｉｎの
絶対値が後述の電流指標円周上動作モードにおいての電
流指令の絶対値の最大値となるように設定する。また、
電流指標円周上動作モードにおいての電流指令の絶対値
の最大値は、ＩＧＢＴの最大許容電流やトルク出力の最
大値などに基づき設定する。
【００３５】
【数５】
【００３６】処理（１１３）ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の最小
値Ｉｄ＊ｍｉｎ、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の最大値Ｉｄ＊ｍ
ａｘを作成する。（数６）のように、電流指標の絶対値
｜Ｉｉｎ｜とｓｉｎβ０の乗算値を最小値Ｉｄ＊ｍｉｎ
とする。ここで、β０は図１８のように、ブラシレスモ
ータの出力トルクＴｒｑの最大値を与える電流位相βで
あって、表面磁石型ブラシレスモータでは０゜であり、
埋込磁石型ブラシレスモータでは０゜から４５゜の間の
ある値である。一方、ある設定された定数Ｋｉｄｍａｘ
２と電流指標の絶対値｜Ｉｉｎ｜の乗算結果にある設定
された定数Ｋｉｄｍａｘ１を加算した値を最大値Ｉｄ＊
ｍａｘとする。
【００３７】
【数６】
【００３８】処理（１１４）ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を作成
する。（数７）のように、飽和度Ｓａｔから基準値Ｒｅ
ｆを減算した結果にゲインＧａｉを乗算し、ｄ軸電流指
令の前回値Ｉｄ＊ｏｌｄを加算したものをｄ軸電流指令
Ｉｄ＊とする。ここで、前回値Ｉｄ＊ｏｌｄはｄ軸電流
指令の前回値が保存されている。
【００３９】
【数７】
【００４０】処理（１１５）ｄ軸電流指令Ｉｄ＊をリミ
ットする。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が最小値Ｉｄ＊ｍｉｎよ
り小さいとき（Ｉｄ＊＜Ｉｄ＊ｍｉｎ）、ｄ軸電流指令
Ｉｄ＊を最小値Ｉｄ＊ｍｉｎに変更する（Ｉｄ＊＝Ｉｄ
＊ｍｉｎ）。また、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が最大値Ｉｄ＊
ｍａｘより大きいとき（Ｉｄ＊＞Ｉｄ＊ｍａｘ）、ｄ軸
電流指令をＩｄ＊を最大値Ｉｄ＊ｍａｘに変更する（Ｉ
ｄ＊＝Ｉｄ＊ｍａｘ）。
【００４１】処理（１１６）ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の大き
さにより、電流指標円周上動作モードとｄ軸上動作モー
ドに分岐する。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が電流指標より小さ
いとき（Ｉｄ＊＜Ｉｉｎ）、電流指標円周上動作モード
として、次に処理（１１７）を実行する。また、ｄ軸電
流指令Ｉｄ＊が電流指令以上のとき（Ｉｄ＊≧Ｉｉ
ｎ）、ｄ軸上動作モードとして、次に処理（１１８）を
実行する。
【００４２】処理（１１７）ｑ軸電流指令Ｉｑ＊（電流
指標円周上動作モード）を作成する。電流指標値Ｉｉｎ
の自乗値からｄ軸電流指令Ｉｄ＊の自乗値を減算した結
果の平方根をｑ軸電流指令Ｉｑ＊とする。
【００４３】処理（１１８）ｑ軸電流指令Ｉｑ＊（ｄ軸
上動作モード）を作成する。ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を０に
する。処理（１１９）ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、およびｑ軸
電流指令Ｉｑ＊を出力する。処理（１２０）ｄ軸電流指
令Ｉｄ＊を保存する。次回の処理にｄ軸電流指令Ｉｄ＊
を用いるため、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊をｄ軸電流指令の新
しい前回値Ｉｄ＊ｏｌｄとする。ここで、Ｉｄ＊ｏｌｄ
には初期値として０が与える。処理（１２１）電流指令
作成を終了する。そして、２／３相変換手段７は、数８
のように、２相回転座標上のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸
電流指令Ｉｑ＊を３相静止座標上のステータ電流指令ｉ
ｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に変換する。ここで、θｅは電気
回転角度であり、回転角度θから適切に変換される。ま
た、電気回転角度θｅの周期は回転角度θの周期の１／
ｐ倍である。（ブラシレスモータのロータの磁極数が２
ｐ極のとき）。
【００４４】
【数８】
【００４５】駆動手段１０はステータ巻線１Ｕ，１Ｖ，
１Ｗにステータ電流指令ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊で表さ
れる電流を流す。以下、詳細を説明する。
【００４６】電源電圧１２は駆動手段１０に電力を与
え、電解コンデンサ１３は電源電圧１２を平滑する。図
３は第１の実施例における駆動制御器の回路構成図であ
り、駆動制御器１１は差動増幅器６１Ｕ，６１Ｖ，６１
Ｗ、比較器６２Ｕ，６２Ｖ，６２Ｗ、および三角波発生
回路６３から構成される。作動増幅器６１Ｕ，６１Ｖ，
６１Ｗは（数９）のように、ステータ電流指令ｉｕ＊，
ｉｖ＊，ｉｗ＊からステータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを減
算した結果とある設定された定数である電流マイナーゲ
インＫｅの乗算結果をそれぞれＰＷＭ用電流誤差ｅｕ，
ｅｖ，ｅｗとして作成する。ここで、（数９）では、比
例動作のみを行うが、比例・積分動作や比例・積分・微
分動作を行ってもよい。三角波発生回路は三角波（数ｋ
Ｈｚから数十ｋＨｚ）を発生する。比較器６２ＵはＰＷ
Ｍ用電流誤差ｅｕと三角波を比較し、ＰＷＭ用電流誤差
ｅｕが大きいときは上側ＩＧＢＴ１４Ｕを通電、下側Ｉ
ＢＧＴ１６Ｕを非通電とし、ＰＷＭ用電流誤差ｅｕが小
さいときは上側ＩＢＧＴ１４Ｕを非通電、下側ＩＢＧＴ
１６Ｕを通電とする。また、比較器６２ＶはＰＷＭ用電
流誤差ｅｖと三角波を比較し、ＰＷＭ用電流誤差ｅｖが
大きいときは上側ＩＧＢＴ１４Ｖを通電、下側ＩＢＧＴ
１６Ｖを非通電とし、ＰＷＭ用電流誤差ｅｖが小さいと
きは上側ＩＢＧＴ１４Ｖを非通電、下側ＩＢＧＴ１６Ｖ
を通電とする。さらに、比較器６２ＷはＰＷＭ用電流誤
差ｅｗと三角波を比較し、ＰＷＭ用電流誤差ｅｗが大き
いときは上側ＩＧＢＴ１４Ｗを通電、下側ＩＢＧＴ１６
Ｗを非通電とし、ＰＷＭ用電流誤差ｅｗが小さいときは
上側ＩＢＧＴ１４Ｗを非通電、下側ＩＢＧＴ１６Ｗを通
電とする。なお、上側ＩＧＢＴと下側ＩＧＢＴの通電状
態が遷移するとき、上側ＩＧＢＴと下側ＩＧＢＴをとも
に非通電とし、駆動電源１２の短絡を防ぐための短い時
間（デットタイム）を設ける。
【００４７】
【数９】
【００４８】［飽和度を用いた弱め界磁制御の説明］図
４は飽和時と非飽和時のＰＷＭ信号を示す波形図であ
り、三角波とＰＷＭ用電流誤差ｅｕと上側ＩＢＧＴ１４
Ｕの動作と下側ＩＧＢＴ１６Ｕの動作とが示されてい
る。また、図５は飽和時と非飽和時のステータ電流指令
とステータ電流を示す波形図であり、ステータ電流指令
ｉｕ＊とステータ電流ｉｕが示されている。
【００４９】非飽和時には、ＰＷＭ用電流誤差ｅｕの振
幅が三角波の振幅より小さく、電源電圧に余裕があり、
図５（ａ）のように、ステータ電流指令ｉｕ＊のとおり
にステータ電流ｉｕが流れる。一方、飽和時には、ＰＷ
Ｍ用電流誤差ｅｕの振幅が三角波の振幅より大きく、一
部分において上側ＩＧＢＴ１４Ｕまたは下側ＩＧＢＴ１
６Ｕが常に通電されるような電圧に余裕がない状態とな
り、図５（ｂ）のように、ステータ電流指令ｉｕ＊とお
りにステータ電流ｉｕが流れない。
【００５０】つまり、非飽和時は電圧に余裕があり電流
誤差が小さく、飽和時は電圧に余裕がなく電流誤差が大
きい。また、従来の技術の［弱め界磁制御］で説明した
ように、ｄ軸電流Ｉｄを増加すると電圧余裕が増加し、
ｄ軸電流Ｉｄが減少すると電圧余裕が減少する。
【００５１】そこで、飽和度Ｓａｔとして電流誤差の大
きさを示す値を用いて、飽和度Ｓａｔの増減により、ｄ
軸電流Ｉｄを増減し、電圧余裕を制御する。ここで、Ｐ
ＷＭ制御に特有の性質により、電圧余裕があるときで
も、図５（ａ）のように電流誤差が存在する。そこで、
このときの飽和度Ｓａｔを基準値Ｒｅｆとして、飽和度
Ｓａｔが基準値Ｒｅｆより大きいとき（Ｓａｔ＞Ｒｅ
ｆ）、電圧余裕がないと判断しｄ軸電流を増加し、飽和
度Ｓａｔが基準値Ｒｅｆより小さいとき（Ｓａｔ＜Ｒｅ
ｆ）、電圧余裕は十分あると判断しｄ軸電流を減少し、
飽和度Ｓａｔと基準値Ｒｅｆを等しくするフィードバッ
ク制御をする。このように、必要最小限のｄ軸電流Ｉｄ
を流すことで、銅損を最小にする。電流指令作成手段５
０中の処理（１１４）（図２）は上記の動作をしている
ため、最適なＩｄを実現し、高効率に弱め界磁制御をす
る。
【００５２】［電流指令ベクトルの動作と効果］力行の
とき、電流指令作成手段５０中の処理（１１６）（図
２）において、電流指標円周上動作モード（処理（１１
７））とｄ軸上動作モード（処理（１１８））に分岐し
た。図６（ａ）は第１の実施例における電流ベクトルの
軌跡を示す説明図であり、円周は電流指標の大きさを示
す。ブラシレスモータの回転数ωが増加すると、やがて
電圧余裕がなくなり、飽和度Ｓａｔが大きくなり、処理
（１１４）により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が増加するた
め、電流指令（Ｉｑ＊，Ｉｄ＊）は矢印の向きに変化す
る。まず、電流指令（Ｉｑ＊，Ｉｄ＊）は電流指標円周
上を電流位相指令がβ０から９０゜となるまで動き（電
流指令円周上動作モード）、その後、ｄ軸上をｄ軸電流
指令Ｉｄ＊を増加させながら動く（ｄ軸上動作モー
ド）。ここで、β０はブラシレスモータの最大の出力ト
ルクＴｒｑを実現する電流位相（図１８）であるため、
電流指令円周上動作モードのとき、回転数ωの増加とと
もに電流位相βが進み、出力トルクＴｒｑは減少する
（図６（ｂ）の右下がりの部分）。ｄ軸上動作モードで
は、Ｉｑ＊＝０のため、（数２）より出力トルクＴｒｑ
＝０となる（図６（ｂ）のＴｒｑ＝０の部分）。
【００５３】また、アクセル値に比例した電流指標が
（１）→（２）→（３）の順に増加すると、出力トルク
Ｔｒｑも（１）→（２）→（３）の順に増加する。
【００５４】さて、電気自動車用のモータの制御装置と
して使用する場合、アクセルの踏み角が一定のとき、回
転数が増加するとともに出力トルクが増加すると、運転
者の要望以上に電気自動車が加速されるため、違和感を
感じる。また、運転者はアクセルを踏むと出力トルクが
増加することを前提に電気自動車を運転するため、アク
セルを踏みアクセル値を増加させたとき出力トルクが減
少すると、運転者は違和感を覚え電気自動車の乗り心地
が悪くなることがある。
【００５５】このように、回転数ωが増加すると出力ト
ルクＴｒｑが減少し、全ての回転域でアクセル値の増加
の向きと出力トルクＴｒｑの増加の向きが等しいため、
安全でより自然な運転を実現できる。
【００５６】［飽和度作成手段２０の構成と動作］図７
は第１の実施例における飽和度作成手段の回路構成図で
ある。図７のように、飽和度作成手段２０はステータ電
流指令ｉｕ＊とステータ電流ｉｕとに基づき電流誤差振
幅値Ａｍｐを作成する振幅値作成手段４０、および電流
誤差振幅値Ａｍｐと極位置信号ＣＳＵ，ＣＳＶ，ＣＳＷ
と回転数ωと電流指令（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とに基づき飽
和度Ｓａｔを作成する積分手段５０から構成される。
【００５７】まず、振幅値作成手段４０を説明する。振
幅値作成手段４０は、加算回路４１と絶対値回路４２と
から構成される。加算回路４１において、図７のよう
に、ステータ電流指令ｉｕ＊の符号違いの値がオペアン
プで構成されたバッファを通過し抵抗に入力され、ステ
ータ電流ｉｕがオペアンプで構成されたバッファを通過
し抵抗に入力される。加算回路４１の特性は抵抗Ｒ４０
の抵抗値、抵抗Ｒ４１の抵抗値、コンデンサＣ４１の容
量により決定され（数１０）で表される。ここで、Ｒ４
０で表される２つの抵抗の抵抗値は等しく、Ｖｉは入力
値、Ｖｏは出力値であり、ローパスフィルタとなってお
り、ＩＧＢＴのスイッチングによりステータ電流ｉｕに
発生したノイズを取り除く。ここで、カットオフ周波数
ｆｃ＝１／（２π・Ｃ４１・Ｒ４１）をステータ電流指
令ｉｕ＊の周波数よりも高く設定する。２つの値は反転
加算増幅され、図８のように、電流誤差（ｉｕ＊−ｉ
ｕ）が作成される。加算回路４１のカットオフ周波数ｆ
ｃをステータ電流指令ｉｕ＊の周波数より大きくするこ
とで、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）のゲインが回転数ωに
よって変化しないようにする。ここでは、実際出力され
る値はＤＣゲインＲ４１／Ｒ４０、カットオフ周波数ｆ
ｃのローパスフィルタを通過後の値であるため、電流誤
差（ｉｕ＊−ｉｕ）にある値を乗じた結果となるが、便
宜上、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）で表す。
【００５８】絶対値回路４２は、図７のように、電流誤
差（ｉｕ＊−ｉｕ）が入力され、図８のように、電流誤
差（ｉｕ＊−ｉｕ）の絶対値の符号を変えたもの（−｜
ｉｕ＊−ｉｕ｜）を電流誤差振幅値Ａｍｐの符号を変え
たもの（−Ａｍｐ）として作成する。
【００５９】
【数１０】
【００６０】次に、積分手段５０を説明する。積分手段
５０は、スイッチ・分周器制御器５１と極位置信号スイ
ッチ５２と分周期５３とセットパルス発生器５４とリセ
ットパルス発生器５５と積分器５６とセット・ホールド
器５７と乗算器５８とから構成される。
【００６１】スイッチ・分周器制御器５１は、回転数ω
と電流指令（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とに基づき、極位置信号
スイッチ信号ＣＳＳＷと分周数Ｂｕｎとを作成し、極位
置信号スイッチ信号ＣＳＳＷを極位置信号スイッチ５２
に出力し、分周数Ｂｕｎを分周器５３と乗算器５８とに
出力する。（数１１）のように、電流指令（Ｉｄ＊，Ｉ
ｑ＊）の電流位相である電流位相指令β＊が３０゜未満
のとき（β＊＜３０゜）、極位置信号スイッチ信号ＣＳ
ＳＷを３とし（ＣＳＳＷ＝３）、電流位相指令β＊が３
０゜以上のとき（β＊≧３０゜）、極位置信号スイッチ
信号ＣＳＳＷを２とする（ＣＳＳＷ＝２）。一方、（数
１２）のように、回転数ωがある設定された定数ω０よ
り小さいとき（ω＜ω０）、分周数Ｂｕｎを１とし（Ｂ
ｕｎ＝１）、回転数ωがω０以上のとき（ω≧ω０）、
分周数を２とする（Ｂｕｎ＝２）。
【００６２】
【数１１】
【００６３】
【数１２】
【００６４】極位置信号スイッチ５２は、極位置信号ス
イッチ信号ＣＳＳＷに基づき極位置信号ＣＳＵ，ＣＳ
Ｖ，ＣＳＷから１つを選択し、選択後極位置信号ＣＳＡ
として分周器５３に出力する。極位置信号スイッチ信号
ＣＳＳＷが１のとき、ＣＳＵをＣＳＡとして出力し、Ｃ
ＳＳＷが２のとき、ＣＳＶをＣＳＡとして出力し、ＣＳ
ＳＷが３のとき、ＣＳＷをＣＳＡとして出力する。な
お、本実施例ではＣＳＳＷが１となることはないから、
ＣＳＵが出力されることはない。
【００６５】分周器５３は、選択後極位置信号ＣＳＡを
分周数Ｂｕｎだけ分周し、分周後極位置信号ＣＳＢとし
てセットパルス器５４に出力する。
【００６６】セットパルス器５４は、図７のように、Ｈ
Ｃ１２３で構成され、図８のように、分周後極位置信号
ＣＳＢの立ち下がりでハイレベル（Ｈ）となるセットパ
ルスＳｅｔを作成し、リセットパルス器５５とセット・
ホールド器５７とに出力する。ここで、図８はβ＊が４
０゜、回転数ωがω０より小さいときの動作を示してお
り、極位置信号スイッチ信号ＣＳＳＷは２であり、分周
数Ｂｕｎは１であるため、選択後極位置信号ＣＳＡと分
周後極位置信号ＣＳＢとは極位置信号ＣＳＶに等しい。
なお、セットパルスＳｅｔがＨの期間は抵抗Ｒ５４、お
よびコンデンサＣ５４で決定する。
【００６７】リセットパルス器５５は、図７のように、
ＨＣ１２３で構成され、図８のように、セットパルスＳ
ｅｔの立ち下がりでハイレベル（Ｈ）となるりセットパ
ルスＲｅｓｅｔを作成し、積分器５６に出力する。な
お、りセットパルスＲｅｓｅｔがＨの期間は抵抗Ｒ５
５、およびコンデンサＣ５５で決定する。
【００６８】積分器５６は、図７のように、オペアンプ
と抵抗Ｒ５６とコンデンサＣ５６とから成る積分部、ア
ナログスイッチから成るリセット部、およびトランジス
タとダイオードとから成るリミット部から構成される。
図８のように、積分部は電流誤差振幅値Ａｍｐを積分し
積分値Ｉｎｔを作成する。ここで、積分の増幅率は抵抗
Ｒ５６とコンデンサＣ５６とで決定される。リセット部
は、リセットパルスＲｅｓｅｔがＨとなると、アナログ
スイッチを通電し、積分値Ｉｎｔを０にする。ここで、
アナログスイッチとコンデンサＣ５６との間に抵抗を配
置すると、スイッチの切替時のノイズが低減する。リミ
ット部は、積分値Ｉｎｔが０以下になるとダイオードを
通じ電流が流れ、０以下にならないようにし、積分値Ｉ
ｎｔが電源電圧以上になるとアナログスイッチと並列に
つながれたトランジスタを通じ電流が流れ、電源電圧以
上にならないようにする。このリミット部は、例えば、
オペアンプの電源電圧が±１５Ｖで、アナログスイッチ
の電源電圧が＋５Ｖのとき、アナログスイッチの端子に
高電圧（＋５Ｖ以上）がかかり、破壊されるのを防ぐた
めに必要である。
【００６９】セット・ホールド部５７は、図７のよう
に、アナログスイッチとコンデンサとオペアンプとから
構成され、図８のように、セットパルスＳｅｔがＨとな
ったときにアナログスイッチを通電し、そのときの積分
値Ｉｎｔをホールド値Ｈｏｌｄとする。
【００７０】乗算器５８は、（数１３）のように、回転
数ωとホールド値Ｈｏｌｄの乗算結果を分周値Ｂｕｎで
除算した結果を飽和度Ｓａｔとして出力する。積分周期
は回転数ωに反比例するため、電流誤差が同じでも回転
数ωが増加すると積分値Ｉｎｔは減少する。また、積分
周期は分周数Ｂｕｎに比例するため、電流誤差が同じで
も分周数Ｂｕｎが増加すると積分値Ｉｎｔは増加する。
よって、上記のように、積分値Ｉｎｔを補正し、飽和度
Ｓａｔを作成する。
【００７１】
【数１３】
【００７２】［極位置信号を分周することの効果］図８
のように、積分手段５０はリセットパルスＲｅｓｅｔが
Ｈの期間において、積分値Ｉｎｔを０にするために、ア
ナログスイッチを通電する。低回転域ではリセットパル
スＲｅｓｅｔの期間は積分周期（図８では極位置信号の
周期）に比べて十分小さく、積分値Ｉｎｔの精度がよい
が、高回転域ではリセットパルスＲｅｓｅｔの期間が相
対的に大きくなり、積分値Ｉｎｔが０とされる期間が相
対的に大きくなるため、積分値Ｉｎｔが相対的に小さく
なる。そこで、本実施例では、回転数ωがある設定され
た定数ω０以上になると、極位置信号ＣＳＡを２分周
し、積分周期を相対的に長くする。
【００７３】このように、回転数ωが増加すると分周数
Ｂｕｎを増加させることにより、精度のよい飽和度Ｓａ
ｔを実現し、高効率に弱め界磁制御するモータの制御装
置を実現する。
【００７４】なお、本実施例のモータの制御装置は、回
転数ωが増加すると、逆起電圧により電圧余裕がなくな
り、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を増加し、電流位相指令β＊を
進め電圧余裕を増加させるように動作するため、回転数
ωによらず、電流位相指令β＊が進む分周数Ｂｕｎを増
加させてもよい。
【００７５】また、本実施例では分周数は１または２で
あったが、３分周以上してもよい。また、１分周と３分
周のように１分周以上おきに変化させてもよい。
【００７６】［極位置信号を選択することの効果］上述
のように、積分手段５０がリセットパルスＲｅｓｅｔが
Ｈのときに積分値Ｉｎｔを０にするため、リセットパル
ス幅の分だけ飽和度Ｓａｔが小さくなる。また、電流誤
差（ｉｕ＊−ｉｕ）が大きいときにリセットパルスＲｅ
ｓｅｔがＨになるときと、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）が
小さいときにリセットパルスＲｅｓｅｔがＨになるとき
を比較すると、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）が小さいとき
にリセットパルスがＨになるときのほうが、飽和度Ｓａ
ｔに与える影響が小さい。
【００７７】図９は電流位相指令β＊＝０゜のとき、極
位置信号とステータ電流指令と電流誤差との関係を示す
波形図である。極位置信号ＣＳＵ，ＣＳＶ，ＣＳＷはデ
ューティーが５０％の矩形波であり、ステータ電流指令
ｉｕ＊と同様の周波数であり、ＣＳＵ，ＣＳＷ，ＣＳＶ
の順に１２０゜づつずれる。さて、ステータ電流指令と
して正弦波を用いるとき、ステータ電流指令ｉｕ＊はｓ
ｉｎ（ωｅ・ｔ）で表わされる。ここで、ωｅは電気角
速度である。ステータ電流ｉｕはステータ電流指令ｉｕ
＊より遅れるため、遅れをαとすると、ｓｉｎ（ωｅ・
ｔ＋α）で表される。すると、電流誤差（ｉｕ＊−ｉ
ｕ）は数１４となり、ステータ電流指令ｉｕ＊よりも９
０゜遅れる。ここで、遅れαが十分に小さいため、第２
式から第３式へ近似している。
【００７８】
【数１４】
【００７９】電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）が０となるの
は、１２０゜と３００゜のときであり、ＣＳＵの立ち上
がり，立ち下がりとのずれは６０゜であり、ＣＳＶの立
ち上がり，立ち下がりとのずれは６０゜、ＣＳＷの立ち
上がり，立ち下がりとのずれは０゜であり、ＣＳＷの立
ち上がり，立ち下がりとのずれが一番小さい。よって、
電流位相指令β＊＝０゜のとき、ＣＳＷの立ち上がり、
または立ち下がりでセットパルスＳｅｔを作成すること
で、リセットパルスＲｅｓｅｔを電流誤差（ｉｕ＊−ｉ
ｕ）の小さいところで作成し、飽和度Ｓａｔへの影響を
軽減する。
【００８０】図１０は電流位相指令β＊＝４０゜のとき
の、極位置信号とステータ電流指令と電流誤差との関係
を示す波形図である。β＝４０゜のときのステータ電流
指令ｉｕ＊はβ＝０゜のステータ電流指令ｉｕ＊と比較
して、４０゜位相が進んでいるため、電流誤差（ｉｕ＊
−ｉｕ）も４０゜位相が進んでいる。電流誤差（ｉｕ＊
−ｉｕ）が０となるのは、８０゜と２６０゜のときであ
り、ＣＳＵの立ち上がり，立ち下がりとのずれは８０゜
であり、ＣＳＶの立ち上がり，立ち下がりとのずれは２
０゜、ＣＳＷの立ち上がり，立ち下がりとのずれは４０
゜であり、ＣＳＶの立ち上がり，立ち下がりとのずれが
一番小さい。よって、電流位相指令β＊＝４０゜のと
き、ＣＳＶの立ち上がり、または立ち下がりでセットパ
ルスＳｅｔを作成することで、リセットパルスＲｅｓｅ
ｔを電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）の小さいところで作成
し、飽和度Ｓａｔへの影響を軽減する。
【００８１】ここで、β＝３０゜のとき、電流誤差（ｉ
ｕ＊−ｉｕ）の０となるのが、９０゜と２７０゜のとき
であり、ＣＳＶの立ち上がり，立ち下がりとのずれが３
０゜であり、ＣＳＷの立ち上がり，立ち下がりとのずれ
が３０゜で同じとなるため、電流位相指令β＊＝３０゜
を境界とし、電流位相指令β＊が３０゜より小さいとき
（β＊＜３０゜）、ＣＳＷの立ち上がり、または立ち下
がりでセットパルスＳｅｔを作成し、電流位相指令β＊
が３０゜以上のとき（β＊≧３０゜）、ＣＳＶの立ち上
がり、または立ち下がりでセットパルスＳｅｔを作成す
ると、電流位相（ｉｕ＊−ｉｕ）の小さいところでＲｅ
ｓｅｔパルスを作成する。
【００８２】このように、電流位相指令β＊が進むと、
選択する極位置信号を切り替えることにより、精度のよ
い飽和度Ｓａｔを実現し、高効率に弱め界磁制御するモ
ータの制御装置を実現する。
【００８３】なお、本実施例のモータの制御装置は、回
転数ωが増加すると、逆起電圧により電圧余裕がなくな
り、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を増加し、電流位相指令β＊を
進め電圧余裕を増加させるように動作するため、電流位
相指令β＊によらず、回転数ωが増加すると選択する極
位置信号を切り替えてもよい。
【００８４】［選択後極位置信号として極位置信号ＣＳ
Ｖのみを用いる効果］本実施例では、極位置信号スイッ
チ５２で極位置信号をＣＳＵ，ＣＳＶ，ＣＳＷから選択
した。しかしながら、極位置信号スイッチを省略しくし
コストを低減したいことがある。この場合は、ＣＳＶの
みを用いる。
【００８５】上述のように、電流位相指令β＊＝０゜か
ら３０゜まではＣＳＷの立ち上がり、または立ち下がり
でセットパルスＳｅｔを作成し、電流位相指令β＊＝３
０゜以上ではＣＳＶの立ち上がり、または立ち下がりで
セットパルスＳｅｔを作成すると精度良い飽和度Ｓａｔ
を実現する。ここで、弱め界磁制御する場合、位相は進
んでおり、β＊＝３０゜以上に進んでいることが多い。
また、逆突極性を有するブラシレスモータでは電流位相
指令β＊を若干進めることで最大の出力トルクを実現す
るため、弱め界磁制御する場合、β＊＝３０゜以上に進
んでいることがさらに多くなる。
【００８６】このように、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｖ）か
ら飽和度Ｓａｔを作成するとき、極位置信号ＣＳＶの立
ち上がり、または立ち下がりでセットパルスＳｅｔを作
成し、リセットパルスＲｅｓｅｔを作成することで、精
度のよい飽和度Ｓａｔを実現し、高効率に弱め界磁制御
するモータの制御装置を実現する。
【００８７】また、同様に、電流誤差（ｉｖ＊−ｉｖ）
から飽和度Ｓａｔを作成するとき、極位置信号ＣＳＷの
立ち上がり、または立ち下がりでセットパルスＳｅｔを
作成し、リセットパルスＲｅｓｅｔを作成することで、
精度のよい飽和度Ｓａｔを実現し、高効率に弱め界磁制
御するモータの制御装置を実現する。
【００８８】さらに、同様に、電流誤差（ｉｗ＊−ｉ
ｗ）から飽和度Ｓａｔを作成するとき、極位置信号ＣＳ
Ｗの立ち上がり、または立ち下がりでセットパルスＳｅ
ｔを作成し、リセットパルスＲｅｓｅｔを作成すること
で、精度のよい飽和度Ｓａｔを実現し、高効率に弱め界
磁制御するモータの制御装置を実現する。
【００８９】（実施例２） ［全体の構成］図１１は第２の実施例におけるモータの
制御装置の動作を示すブロック図である。第１の実施例
と重複する構成は同様の符号で表す。ロータリエンコー
ダ２０３はブラシレスモータのロータの極位置と基準位
置と回転位置θとを検出し、極位置を示す極位置信号Ｃ
ＳＶと１回転当たり１パルスを発生する基準位置を示す
基準位置信号ｚとを飽和度作成手段２０に出力し、回転
位置θを回転数演算手段４と２／３相変換手段６とに出
力する。飽和度作成手段２２０は極位置信号ＣＳＶと基
準位置信号ｚと回転数ωとステータ電流指令ｉｕ＊とス
テータ電流ｉｕとに基づき飽和度Ｓａｔを後述の方法で
作成し、電流指令作成手段３０に出力する。
【００９０】また、電流指令作成手段３０は飽和度作成
手段２２０にｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊
とを出力しない。他の構成は第１の実施例と同様であり
説明を省略する。
【００９１】［飽和度作成手段２２０の構成と動作］図
１２は第２の実施例における飽和度作成手段の回路構成
図である。積分手段２５０中のスイッチ・分周器制御器
２５１および極位置信号スイッチ２５２以外の構成は第
１の実施例と同様であり、第１の実施例と同様の符号で
表し、説明を省略する。
【００９２】スイッチ・分周器制御器２５１は、回転数
ωに基づき、極位置信号スイッチ信号ＣＳＳＷと分周数
Ｂｕｎとを作成し、極位置信号スイッチ信号ＣＳＳＷを
極位置信号スイッチ５２に出力し、分周数Ｂｕｎを分周
器５３と乗算器５８とに出力する。（数１５）のよう
に、回転数ωがある設定された定数ω２０より小さいと
き（ω＜ω２０）、極位置信号スイッチ信号ＣＳＳＷを
２とし（ＣＳＳＷ＝２）、回転数ωがω２０以上のとき
（ω≧ω２０）、極位置信号スイッチ信号ＣＳＳＷを０
とする（ＣＳＳＷ＝０）。一方、分周数Ｂｕｎは第１の
実施例と同様の方法で決定する。
【００９３】
【数１５】
【００９４】極位置信号スイッチ２５２は、極位置信号
スイッチ信号ＣＳＳＷに基づき極位置信号ＣＳＶ、基準
位置信号ｚから１つを選択し、選択後極位置信号ＣＳＡ
として分周器５３に出力する。極位置信号スイッチ信号
ＣＳＳＷが２のとき、ＣＳＶをＣＳＡとして出力し、極
位置信号スイッチ信号ＣＳＳＷが０のとき、ｚをＣＳＡ
として出力する。ここで、基準位置信号ｚも選択される
が、選択後極位置信号ＣＳＡと便宜上呼ぶ。
【００９５】［極位置信号ＣＳＶと基準位置信号ｚとを
選択することの効果］図８のように、積分手段２５０は
リセットパルスＲｅｓｅｔがＨの期間、積分値Ｉｎｔを
０にするために、アナログスイッチを通電した。低回転
域ではリセットパルスＲｅｓｅｔの期間は積分周期（図
８では極位置信号の周期）に比べて十分小さく、積分値
Ｉｎｔの精度がよいが、高回転域ではリセットパルスＲ
ｅｓｅｔの期間が相対的に大きくなり、積分値Ｉｎｔが
０とされる期間が相対的に大きくなり、積分値Ｉｎｔが
相対的に小さくなる。
【００９６】また、極位置信号ＣＳＶはロータの極位置
に対応する信号であるため、電気角１回転当たりが１周
期であるため、ロータの１回転あたりＰ／２周期（Ｐは
極数）に相当する。一方、基準位置信号ｚはロータの１
回転あたり１周期に相当するため、極位置信号よりＰ／
２倍だけ周期が長い。
【００９７】そこで、本実施例では、回転数ωがある設
定された定数ω２０以上になると、選択後極位置信号Ｃ
ＳＡを極位置信号ＣＳＶから基準位置信号ｚに変更し、
積分周期を相対的に長くする。
【００９８】このように、回転数ωが増加すると極位置
信号ＣＳＶに基づき積分周期を決定する方式から基準位
置信号ｚに基づき積分周期を決定する方式に切り替える
ことにより、精度のよい飽和度Ｓａｔを実現し、高効率
に弱め界磁制御するモータの制御装置を実現する。
【００９９】なお、本実施例のモータの制御装置は、回
転数ωが増加すると、逆起電圧により電圧余裕がなくな
り、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を増加し、電流位相指令β＊を
進め電圧余裕を増加させるように動作するため、回転数
ωによらず、電流位相指令β＊で極位置信号ＣＳＶと基
準位置信号ｚを切り替えてもよい。
【０１００】また、極位置信号ＣＳＶを用いたが、ＣＳ
ＵやＣＳＷを用いても効果がある。 （実施例３） ［全体の構成］図１３は第３の実施例におけるモータの
制御装置の動作を示すブロック図である。第１の実施例
と重複する構成は同様の符号で表す。飽和度作成手段３
２０は回転数ωとステータ電流指令ｉｕ＊とステータ電
流ｉｕとに基づき飽和度Ｓａｔを後述の方法で作成し、
電流指令作成手段３０に出力する。
【０１０１】また、ロータリーエンコーダ３は極位置信
号ＣＳＵ，ＣＳＶ，ＣＳＷを出力しない。電流指令作成
手段３０は飽和度作成手段３２０にｄ軸電流指令Ｉｄ＊
とｑ軸電流指令Ｉｑ＊とを出力しない。
【０１０２】他の構成は第１の実施例と同様であり説明
を省略する。 ［飽和度作成手段３２０の構成と動作］図１４は第３の
実施例における飽和度作成手段の回路構成図である。積
分手段３５０中のスイッチ・分周器制御器３５１および
選択後極位置信号作成器３５９以外の構成は第１の実施
例と同様であり、第１の実施例と同様の符号で表し、説
明を省略する。
【０１０３】スイッチ・分周器制御器３５１は、分周数
Ｂｕｎを第１の実施例と同様の方法で作成し、分周器５
３と乗算器５８とに出力する。
【０１０４】選択後極位置信号作成器３５９は、コンパ
レータから構成され、振幅値作成手段４０中の加算回路
４１の出力である電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）を入力し、
電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）と０を比較し、矩形波状に波
形整形し、選択後極位置信号ＣＳＡとして分周器５３に
出力する。
【０１０５】［電流誤差から選択後極位置信号を作成す
る効果］積分手段３５０がリセットパルスＲｅｓｅｔが
Ｈのときに積分値Ｉｎｔを０にするため、リセットパル
ス幅の分だけ飽和度Ｓａｔが小さくなる。また、電流誤
差（ｉｕ＊−ｉｕ）が大きいときにリセットパルスＲｅ
ｓｅｔがＨになるときと、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）が
小さいときにリセットパルスＲｅｓｅｔがＨになるとき
を比較すると、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）が小さいとき
にリセットパルスがＨになるときのほうが、飽和度Ｓａ
ｔに与える影響が小さい。
【０１０６】電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）を波形整形し、
その立ち上がり、または立ち下がりでセットパルスＳｅ
ｔを作成し、リセットパルスＲｅｓｅｔを作成すると、
リセットパルスが発生している期間は電流誤差（ｉｕ＊
−ｉｕ）がほとんど０であり、飽和度Ｓａｔに与える影
響が小さい。
【０１０７】このように、電流誤差が０となるタイミン
グで積分周期を設定すると精度のよい飽和度Ｓａｔを実
現し、高効率に弱め界磁制御するモータの制御装置を実
現する。
【０１０８】なお、電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）を用いた
が、電流誤差（ｉｖ＊−ｉｖ）、または電流誤差（ｉｗ
＊−ｉｗ）を用いてもよい。
【０１０９】（実施例４） ［全体の構成］図１５は第４の実施例におけるモータの
制御装置の動作を示すブロック図である。第１の実施例
と重複する構成は同様の符号で表す。飽和度作成手段４
２０は回転数ωと極位置信号ＣＳＶとステータ電流指令
ｉｕ＊とステータ電流ｉｕとに基づき飽和度Ｓａｔを後
述の方法で作成し、電流指令作成手段３０に出力する。
【０１１０】また、ロータリーエンコーダ３は極位置信
号ＣＳＶを飽和度作成手段４２０に出力する。電流指令
作成手段３０は飽和度作成手段４２０にｄ軸電流指令Ｉ
ｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊とを出力しない。
【０１１１】他の構成は第１の実施例と同様であり説明
を省略する。 ［飽和度作成手段４２０の構成と動作］図１６は第４の
実施例における飽和度作成手段の回路構成図である。積
分手段４５０中の増幅率作成手段４６０と積分器４５６
と乗算器４５８以外の構成は第１の実施例と同様であ
り、第１の実施例と同様の符号で表し、説明を省略す
る。
【０１１２】セットパルス器５４には極位置信号ＣＳＶ
が入力される。以後の動作は第１の実施例と同様であ
り、説明を省略する。
【０１１３】増幅率作成手段４６０は、回転数ωを入力
し、増幅率ａを積分器中のスイッチＳＷ４５６と乗算器
４５８とに出力する。ωがある設定された定数ω４０よ
り小さいとき（ω＜ω４０）、増幅率ａを１とし（ａ＝
１）、ωがω４０以上のとき（ω≧ω４０）、増幅率ａ
を２とする（ａ＝２）。
【０１１４】
【数１６】
【０１１５】積分器４５６は、オペアンプと抵抗Ｒ４５
６１と抵抗Ｒ４５６２とスイッチＳＷ４５６とコンデン
サＣ５６とから成る積分部、アナログスイッチから成る
リセット部、およびトランジスタとダイオードとから成
るリミット部から構成される。積分部において、アナロ
グスイッチＳＷ４５６は増幅率ａが１のとき（ａ＝
１）、抵抗Ｒ４５６１とオペアンプを接続し、増幅率ａ
が２のとき（ａ＝２）、抵抗Ｒ４５６２とオペアンプを
接続する。抵抗Ｒ４５６１の抵抗値と抵抗Ｒ４５６２の
抵抗値の比は２に設定される（Ｒ４５６１／Ｒ４５６２
＝２）。積分回路の積分ゲインは抵抗値に反比例するた
め、ａ＝１のときに比べて、ａ＝２のときは抵抗値が１
／２となり、積分ゲインが２倍となる。また、リセット
部とリミット部の動作は第１の実施例と同様であり、説
明を省略する。
【０１１６】乗算器４５８は、（数１７）のように、回
転数ωとホールド値Ｈｏｌｄの乗算結果を増幅率ａで除
算した結果を飽和度Ｓａｔとして出力する。積分周期は
回転数ωに反比例するため、電流誤差が同じでも回転数
ωが増加すると積分値Ｉｎｔは減少する。また、積分ゲ
インは増幅率ａに比例して増加するため、電流誤差が同
じでも増幅率ａが増加すると積分値Ｉｎｔは増加する。
よって、上記のように、積分値Ｉｎｔを補正し、飽和度
Ｓａｔを作成する。
【０１１７】
【数１７】
【０１１８】［増幅率ａを設定する効果］積分器４５６
とセット・ホールド器５７とがアナログ回路で構成さ
れ、乗算器４５８がデジタル回路（ＣＰＵなど）で構成
されることがある。この場合、ホールド値ＨｏｌｄをＡ
／Ｄ変換して、乗算器４５８に取り込むが、量子化誤差
が発生する。ここで、回転数ωが変化したとき、量子化
誤差がどのような影響を与えるかを考える。乗算器４５
８のＡ／Ｄ変換部のレンジが０〜５Ｖであり、８ｂｉｔ
の分解能を持つとき、量子化誤差は０．０２Ｖ（＝５Ｖ
／（２の８乗））である。ここで、ある回転数のときＨ
ｏｌｄ値が４Ｖであったとすると、量子化誤差はＨｏｌ
ｄ値の０．５％（０．０２Ｖ／４Ｖ）になる。一方、電
流誤差が等しく、回転数ωが２倍になると積分期間が１
／２倍になるため、Ｈｏｌｄ値は２Ｖとなり、量子化誤
差はＨｏｌｄ値の１％（０．０２Ｖ／２Ｖ）というよう
に２倍になる。よって、回転数ωが増加すると量子化誤
差は増加する。そこで、回転数が増加すると、積分器４
５６の増幅率を増加し、量子化誤差の増加を抑制する。
【０１１９】このように、回転数ωが増加すると積分器
４５６の増幅率を増加することで、精度のよい飽和度Ｓ
ａｔを実現し、高効率に弱め界磁制御するモータの制御
装置を実現する。なお、本実施例では積分器４５６中の
抵抗値を変化させたが、コンデンサの容量を変化させて
もよい。また、本実施例では積分器４５６の増幅率を変
化させたが、振幅値作成手段４０中の加算回路４１や絶
対値回路４２の増幅率を変化させてもよい。さらに、本
実施例では増幅率ａは２値を持ったが、増幅率が３値上
を持ったり、増幅率が連続的に変化してもよい。なお、
上述の第１から第４の実施例において、電流指令作成手
段３０は、（数７）のように飽和度Ｓａｔにより、ｄ軸
電流指令Ｉｄ＊を増減させた。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を増
加させることは電流位相指令β＊を進めることと等価で
ある。したがって、電流指令作成手段を適切に設計し、
（数１８）のように、電流位相指令β＊を増減してもよ
い。ここで、β＊ｏｌｄは電流位相指令β＊の前回値で
ある。
【０１２０】
【数１８】
【０１２１】また、上述の実施例において、（数７）の
ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の作成では、積分動作のみを行わせ
た。しかし、積分動作のみならず、比例動作，積分動
作，微分動作の１つ以上を行うものであれば本発明に含
まれる。例えば、比例・積分・微分動作を含むときのｄ
軸電流指令Ｉｄ＊の作成は（数１９）に示される。ここ
で、Ｉｄ＊（ｉ）はｉ番目のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｅ
（ｉ）はｉ番目の飽和度Ｓａｔと基準値Ｒｅｆの差（Ｓ
ａｔ−Ｒｅｆ）、ＫＩは積分ゲイン、ＫＰは比例ゲイ
ン、およびＫＤは微分ゲインであり、（ｉ−１），（ｉ
−２）はそれぞれｉ番目より１つ前の動作と２つ前の動
作を示す。上述の実施例はＫＩのみが０でなく、ＫＰと
ＫＤが０である構成を示したものである。
【０１２２】
【数１９】
【０１２３】上述の実施例では電流誤差（ｉｕ＊−ｉ
ｕ）を求めるとき、ローパスフィルタを用いたが、バン
ドパスフィルタを用いても良い。飽和度Ｓａｔは高回転
域において、弱め界磁制御を行うときに使用されるた
め、低域の成分は必要とならない。よって、ローパスフ
ィルタからバンドパスフィルタにすることで、直流成分
の誤差があるときにでも、精度良く飽和度Ｓａｔを求め
ることができる。また、フィルタは電流誤差（ｉｕ＊−
ｉｕ）のみに作用させるのでなく、ステータ電流ｉｕ、
電流誤差（ｉｕ＊−ｉｕ）、電流誤差振幅値Ａｍｐの少
なくとも１つに作用させればよい。
【０１２４】上述の実施例では極位置信号の周期の整数
倍を飽和度Ｓａｔを作成する積分周期としたが、電流誤
差振幅値Ａｍｐの周期は極位置信号の半周期であるた
め、積分周期を極位置信号の半周期の整数倍としてもよ
い。ここで、電流誤差にオフセットがある場合、飽和度
Ｓａｔの精度が悪くなるが、積分周期が短いため、弱め
界磁制御の応答が早くなる。上述の実施例では電流誤差
振幅値Ａｍｐとして、電流誤差の絶対値を用いたが、電
流誤差の自乗値を用いてもよい。セットパルスＳｅｔを
極位置信号の立ち下がりで作成したが、極位置信号の立
ち上がりで作成してもよい。
【０１２５】上述の実施例を説明する図面において、ブ
ラシレスモータは埋込磁石型ブラシレスモータであると
して、最大トルクを実現する電流位相β０が０ではなか
ったが、本発明は埋込磁石型ブラシレスモータに限定さ
れるものではなく、表面磁石型ブラシレスモータや突極
性を有するブラシレスモータに用いても本発明に含まれ
る。
【０１２６】上述のモータ制御装置はブラシレスモータ
のみを制御するものではなく、シンクロナスリラクタン
スモータなど他のモータの制御に用いても本発明に含ま
れる。
【０１２７】ステータ電流指令ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ
＊、およびステータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは３相を用い
たが、２相のみを用いて、これらの２相を加算し符号を
変えた値を他の１相として用いてもよい。
【０１２８】駆動手段１０においてＩＢＧＴを用いた
が、バイポーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴなどの他
の駆動デバイスを用いてもよい。また、電源は直流電源
を示したが、交流電源を整流し直流電源としたものを用
いてもよい。
【０１２９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電気自動
車などで用いるモータを弱め界磁制御するとき、精度の
よい飽和度に基づき電流位相を変化させるため、高効率
な弱め界磁制御を実現するという有利な効果が得られ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１におけるモータの制御装置の
動作を示すブロック図
【図２】同電流指令作成手段の動作を示すフローチャー
ト
【図３】同駆動制御器の回路構成図
【図４】飽和時と非飽和時のＰＷＭ信号を示す波形図
【図５】（ａ）飽和時のステータ電流指令とステータ電
流を示す波形図 （ｂ）非飽和時のステータ電流指令とステータ電流を示
す波形図
【図６】（ａ）実施例１における電流ベクトルの軌跡を
示す説明図 （ｂ）同トルク特性を示す図
【図７】同飽和度作成手段の回路構成図
【図８】同飽和度作成手段の動作を説明する波形図
【図９】電流位相指令β＊＝０゜のときの、極位置信号
とステータ電流指令と電流誤差との関係を示す波形図
【図１０】電流位相指令β＊＝４０゜のときの、極位置
信号とステータ電流指令と電流誤差との関係を示す波形
図
【図１１】実施例２におけるモータの制御装置の動作を
示すブロック図
【図１２】同飽和度作成手段の回路構成図
【図１３】実施例３におけるモータの制御装置の動作を
示すブロック図
【図１４】同飽和度作成手段の回路構成図
【図１５】実施例４におけるモータの制御装置の動作を
示すブロック図
【図１６】同飽和度作成手段の回路構成図
【図１７】ｄ軸電流、ｑ軸電流、および電流位相の関係
図
【図１８】埋込磁石型ブラシレスモータにおける電流位
相と出力トルクの関係図
【図１９】（ａ）弱め界磁制御のベクトル図 （ｂ）同ベクトル図 （ｃ）同ベクトル図
【符号の説明】
１Ｕ，１Ｖ，１Ｗ ステータ巻線 ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ 電流検出手段 ３ ロータリーエンコーダ ４ 回転数演算手段 ５ アクセルユニット ６ ２／３相変換手段 １０ 駆動手段 ２０，２２０，３２０，４２０ 飽和度作成手段 ３０ 電流指令作成手段 ４０ 振幅値作成手段 ４１ 加算回路 ４２ 絶対値回路 ５０，２５０，３５０，４５０ 積分手段 ５１，２５１，３５１ スイッチ・分周器制御器 ５２，２５２ 極位置信号スイッチ ５３ 分周器 ５４ セットパルス器 ５５ リセットパルス器 ５６，４５６ 積分器 ５７ セット・ホールド器 ５８，４５８ 乗算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 磯田 峰明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 飯島 友邦 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 楢崎 和成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】Ｐ極（ここでＰは２以上の偶数）のロータ
    と、 前記ロータに鎖交する磁束を発生するＫ相（ここ
    でＫは２以上の整数）のステータ巻線と、前記ステータ
    巻線に流すステータ電流の指令値である電流指令を作成
    する電流指令作成手段と、前記電流指令に基づき前記ス
    テータ巻線に電力を供給する駆動手段と、前記ステータ
    巻線に流れるステータ電流を検出するステータ電流検出
    手段と、前記ステータ電流が前記電流指令にどれだけ追
    従しないかを示す飽和度を作成する飽和度作成手段と、
    前記ロータの極位置に基づき極位置信号を作成する極位
    置信号作成手段とを有するモータの制御装置において、
    前記電流指令作成手段が、前記飽和度に基づき前記電流
    指令を作成し、前記飽和度作成手段が、前記電流指令と
    前記ステータ電流と前記極位置信号とに基づき前記飽和
    度を作成することを特徴とするモータの制御装置。
  2. 【請求項２】飽和度作成手段が、前記電流指令とステー
    タ電流の差の大きさを示す電流誤差振幅値を作成する振
    幅値作成手段と、電流誤差振幅値を極位置信号の半周期
    のｎ倍（ここでｎは整数）の期間だけ積分した結果を前
    記飽和度とする積分手段とから構成されたことを特徴と
    する請求項１記載のモータの制御装置。
  3. 【請求項３】ステータ巻線が、３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ
    相）からなり、積分手段が、Ｕ相の電流誤差振幅値をＶ
    相の極位置信号の立ち上がり、または立ち下がりから積
    分した結果を飽和度とすることを特徴とする請求項２記
    載のモータの制御装置。
  4. 【請求項４】ステータ巻線が、３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ
    相）からなり、積分手段が、Ｖ相の電流誤差振幅値をＷ
    相の極位置信号の立ち上がり、または立ち下がりから積
    分した結果を飽和度とすることを特徴とする請求項２記
    載のモータの制御装置。
  5. 【請求項５】ステータ巻線が、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
    相）からなり、積分手段が、Ｗ相の前記電流誤差振幅値
    をＵ相の極位置信号の立ち上がり、または立ち下がりか
    ら積分した結果を飽和度とすることを特徴とする請求項
    ２記載のモータの制御装置。
  6. 【請求項６】積分手段が、モータの回転数と電流指令と
    の少なくとも１つに基づいてｎを変化させることを特徴
    とする請求項２記載のモータの制御装置。
  7. 【請求項７】積分手段が、モータの回転数が増加すると
    ｎを増加させることを特徴とする請求項６記載のモータ
    の制御装置。
  8. 【請求項８】積分手段が、電流指令の電流位相が進むと
    ｎを増加させることを特徴とする請求項６記載のモータ
    の制御装置。
  9. 【請求項９】積分手段が、積分を開始するタイミングを
    示す積分開始タイミングをＫ相の極位置信号の立ち上が
    りと立ち下がりのタイミングのうちの１つとし、積分開
    始タイミングを回転数とステータ電流指令の少なくとも
    １つに基づき変化させることを特徴とする請求項２記載
    のモータの制御装置。
  10. 【請求項１０】モータの回転数と電流指令との少なくと
    も１つに基づき増幅率を作成する増幅率作成手段を付加
    し、振幅値作成手段が、増幅率に基づき電流誤差振幅値
    を作成することを特徴とする請求項２記載のモータの制
    御装置。
  11. 【請求項１１】モータの回転数と電流指令との少なくと
    も１つに基づき増幅率を作成する増幅率作成手段を付加
    し、積分手段が、増幅率に基づき積分することを特徴と
    する請求項２記載のモータの制御装置。
  12. 【請求項１２】増幅率作成手段が、モータの回転数が増
    加すると増幅率を増加させることを特徴とする請求項１
    ０または請求項１１記載のモータの制御装置。
  13. 【請求項１３】増幅率作成手段が、電流指令の電流位相
    が進むと増幅率を増加させることを特徴とする請求項１
    ０または請求項１１記載のモータの制御装置。
  14. 【請求項１４】ロータの回転位置の基準位置を示す基準
    位置信号を作成する基準位置信号作成手段を付加し、飽
    和度作成手段が、モータの回転数とステータ電流指令と
    の少なくとも１つに基づき極位置信号と基準位置信号と
    から１つを選択した結果を選択信号とし、選択信号に基
    づき前記飽和度を作成することを特徴とする請求項１記
    載のモータの制御装置。
  15. 【請求項１５】飽和度作成手段が、電流指令とステータ
    電流の差の大きさを示す電流誤差振幅値を作成する振幅
    値作成手段と、低速時は前記電流誤差振幅値を前記極位
    置信号の半周期のｎ倍（ここでｎは整数）の期間だけ積
    分した結果を前記飽和度とし、高速時は前記電流誤差振
    幅値を前記基準位置信号の周期のｍ倍（ここでｍは整
    数）の期間だけ積分した結果を前記飽和度とする積分手
    段とから構成されたことを特徴とする請求項１４記載の
    モータの制御装置。
  16. 【請求項１６】Ｐ極（ここでＰは２以上の偶数）のロー
    タと、前記ロータに鎖交する磁束を発生するＫ相（ここ
    でＫは２以上の整数）のステータ巻線と、前記ステータ
    巻線に流すステータ電流の指令値である電流指令を作成
    する電流指令作成手段と、前記電流指令に基づき前記ス
    テータ巻線に電力を供給する駆動手段と、前記ステータ
    巻線に流れるステータ電流を検出するステータ電流検出
    手段と、前記ステータ電流が前記電流指令にどれだけ追
    従しないかを示す飽和度を作成する飽和度作成手段と、
    前記ロータの極位置に基づき極位置信号を作成する極位
    置信号作成手段とを有するモータの制御装置において、
    前記電流指令に基づきステータ電流指令を座標変換によ
    り作成する座標変換手段を付加し、前記電流指令作成手
    段が、前記飽和度に基づき前記電流指令を作成し、前記
    飽和度作成手段が、前記電流指令と前記ステータ電流の
    差の大きさを示す電流誤差振幅値を作成する振幅値作成
    手段と、前記電流誤差振幅値を前記極位置信号の半周期
    のｎ倍（ここでｎは整数）の期間だけ積分した結果を前
    記飽和度とし、積分を開始するタイミングを示す積分開
    始タイミングをＫ相の前記ステータ電流指令と前記ステ
    ータ電流の誤差が０となるタイミングのうちの１つとす
    る積分手段とから構成されたことを特徴とするモータの
    制御装置。
  17. 【請求項１７】電流指令に基づきステータ電流指令を座
    標変換により作成する座標変換手段を付加し、振幅値作
    成手段が、ステータ電流指令とステータ電流の差の絶対
    値を前記電流誤差振幅値とすることを特徴とする請求項
    ２，請求項１５または請求項１６記載のモータの制御装
    置。
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