JP2000350489A - 位置センサレスモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高分解能で高精度な角度の推定を実現し、相
電圧が飽和しても角度の推定を実現し、かつ、誘起電圧
定数が変化しても高精度な角度の推定を実現する位置セ
ンサレスモータ制御装置を提供すること。 【解決手段】 ロータの推定角度を作成する角度推定手
段が、前記推定角度の作成に使用するステータ巻線の相
を示す推定相を選択する推定相選択手段と、前記推定角
度と相電圧値とに基づき前記推定相の相電圧方程式で表
されるモデルからの偏差を作成する偏差作成手段と、前
記偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正する角
度補正手段と、前記相電圧方程式の係数の推定値である
係数推定値を補正する係数推定値補正手段とから構成さ
れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、位置センサを用い
ずに、ロータの角度を推定し、モータを回転駆動する位
置センサレスモータ制御装置に関する。特に、高分解能
で高精度な角度の推定を実現し、相電圧が飽和しても角
度の推定を実現し、かつ、誘起電圧定数が変化しても高
精度な角度の推定を実現する位置センサレスモータ制御
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】機械的な転流機構を持たないブラシレス
モータはロータの角度に基づき電気的に転流する必要が
ある。

【０００３】従来のモータ制御装置は、ブラシレスモー
タに取り付けられたホール素子、レゾルバ、あるいは光
エンコーダなどの位置センサを用いてロータの角度の情
報を得ていた。そのため、位置センサの分だけコストが
上昇し、ブラシレスモータの体格も大きくなっていた。

【０００４】この位置センサを省略することで、低コス
トと小型化を実現する従来の位置センサレスモータ制御
装置として、特開昭６４−４３０９５号公報に開示され
たもの（以下、「従来例１」と言う。）と電気学会論文
集Ｄ１１７巻１号平成９年９８〜１０４頁に記載された
もの（以下、「従来例２」と言う。）とが知られてい
る。以下、この従来の位置センサレスモータ制御装置に
ついて説明する。なお、実施の形態との整合性をとるた
め、これらの文献で使用される値の名称の一部を変更し
ている。

【０００５】これら従来の位置センサレスモータ制御装
置はＹ結線された３相のブラシレスモータを制御する。

【０００６】従来例１の位置センサレスモータ制御装置
のブロック図を図２７に、タイミングチャートを図２８
に示す。なお、図２８において、本発明と比較をする上
での便宜を考慮して、信号の名称を一部変更している。
図２７において、従来例の位置センサレスモータ制御装
置は、まず、各相のステータ巻線に流れる相電流（ｉ
ｕ、ｉｖ、ｉｗ）、各相のステータ巻線に印加される相
電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）、中性点の電圧（ｖｎ）を検
知する。次に、下記式（１）（２）（３）の演算を行っ
て、各相のステータ巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ、
ｅｖ、ｅｗを求める。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダク
タンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／
ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの
時間微分である。

【０００７】 ｅｕ ＝ ｖｕ − ｖｎ − Ｒ・ｉｕ − Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ ・・・（１） ｅｖ ＝ ｖｖ − ｖｎ − Ｒ・ｉｖ − Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ ・・・（２） ｅｗ ＝ ｖｗ − ｖｎ − Ｒ・ｉｗ − Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ ・・・（３）

【０００８】そして、誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは、
比較回路３５（図２７）に入力される。比較回路３５
は、これらの誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗと、各誘起電
圧に一定の定数ｋ（０≦ｋ）を掛けたｋ・ｅｕ、ｋ・ｅ
ｖ、ｋ・ｅｗと、の大小比較を行い、当該比較結果であ
る（ｂ）Ｃ１、（ｃ）Ｃ２、（ｄ）Ｃ３、（ｅ）Ｃ４、
（ｆ）Ｃ５、（ｇ）Ｃ６の各信号を得る（図２８）。前
記各信号は論理回路３６（図２７）に入力される。当該
論理回路３６は、ステータ巻線の出力手段１６（図２
７）を駆動するための駆動信号（ｈ）ＤＳＵ＋、（ｉ）
ＤＳＵ−、（ｊ）ＤＳＶ＋、（ｋ）ＤＳＶ−、（ｌ）Ｄ
ＳＷ＋、（ｍ）ＤＳＷ−を出力する（図２７及び図２
８）。前記駆動信号により、ステータ巻線に流れる電流
が制御され、ロータが所定の向きに回転する。

【０００９】従来例１は、誘起電圧に基づいて、大小比
較を行い、各相の導通期間を決定しているが、モータの
ロータの角度を推定する角度推定手段を有しない。図２
８の（ｂ）Ｃ１のタイミングチャートは、Ｃ１がＨｉｇ
ｈの期間を示すが、Ｃ１がＨｉｇｈの期間の中の細分化
した情報は、ない。例えば、今が、Ｃ１がＨｉｇｈの期
間の中の、初めの期間なのか、真中なのか、終わりの期
間なのかは、分からない。又、モータの角速度は検知し
ていないため、Ｃ１がＨｉｇｈの期間がどれくらい続く
のかも、分からない。単に、今、Ｃ１〜Ｃ６のどの信号
がＨｉｇｈなのかが、分かるだけである。従って、モー
タを滑らかに駆動させるため、モータを正弦波等に波形
で駆動することが出来ない。実施例１においては、導通
期間中、モータの各相に印加される電圧は、一定であ
る。本発明の目的の１つは、モータの角度を推定するこ
とにより、モータを正弦波の波形で駆動し、モータを滑
らかに駆動することである。

【００１０】従来例２の位置センサレスモータ制御装置
のブロック図を図２９に、モータと駆動回路の解析モデ
ル図を図３０に示す。図２９において、従来例２は、ま
ず、目標の角速度（ｄθ／ｄｔ）と、推定モデルが出力
する推定角速度（ｄθｍｂ／ｄｔ）の誤差信号Δω＝
（ｄθ／ｄｔ）−（ｄθｍｂ／ｄｔ）を求め、誤差信号
Δωを速度制御ブロック（ＰＩ制御回路）に入力する。
速度制御ブロックは、目標の角速度に達するために必要
なトルクを発生させる目標電流を出力する。当該目標電
流から実際の電流ｉを差し引く。その差分Δｉが、電流
制御ブロック（ＰＩ制御）に入力される。電流制御ブロ
ックは、目標電流を流すために必要な電圧を、γ−δ軸
上で表される電圧として、出力する。当該必要な電圧
と、推定モデルが出力する誘起電圧（ｅｍ）と、が加算
される。当該加算されたγ−δ軸上で表される電圧が、
各ステータ巻線に印加される電圧を表すｕ，ｖ，ｗ軸上
の電圧に変換された後、当該ｕ，ｖ，ｗ軸上の電圧が、
実際にモータの各ステータ巻線に印加される。

【００１１】上述のように、ｕ軸，ｖ軸，ｗ軸は、ステ
ータ巻線の各相に対応する静止した軸をいう。γ軸とδ
軸は、位置センサレスモータ制御装置が推定するブラシ
レスモータのモデルのロータの磁気双極子の中心を原点
とし、推定のロータの磁気双極子と同一の方向のγ軸
（Ｓ極とＮ極とを結ぶ軸）と、γ軸より、９０度正方向
に（反時計方向に）進んだδ軸とからなる、推定のロー
タと共に回転する座標をいう。同様に、ｄ軸とｑ軸は、
モータの実際のロータの磁気双極子の中心を原点とし、
実際のロータの磁気双極子と同一の方向のｄ軸（Ｓ極と
Ｎ極とを結ぶ軸）と、ｄ軸より、９０度正方向に（反時
計方向に）進んだｑ軸とからなる、実際のロータと共に
回転する座標をいう。

【００１２】図２９のフィードバックループにおいて
は、各相のステータ巻線に流れる相電流が検知され、こ
れらの相電流値を座標変換しγ軸電流値ｉγとδ軸電流
値ｉδとを作成する。ｉγ及びｉδ等と、電圧ｖγ及び
ｖδとの関係は、下記の（７９）式及び（８０）式で表
せる（ｉγ及びｉδは、γ軸電流成分及びδ軸電流成
分）。θｍは、ロータの推定角度である。 ｖγ＝｛Ｒ＋Ｌγδ（ｄθｍ／ｄｔ）＋Ｌγ（ｄ／ｄｔ）｝ｉγ ＋｛−Ｌδ（ｄθｍ／ｄｔ）−Ｌγδ（ｄ／ｄｔ）｝ｉδ ＋ｅ（−ｓｉｎΔθ） （７９） ｖδ＝｛Ｌγ（ｄθｍ／ｄｔ）−Ｌγδ（ｄ／ｄｔ）｝ｉγ ＋｛Ｒ−Ｌγδ（ｄθｍ／ｄｔ）＋Ｌδ（ｄ／ｄｔ）｝ｉδ ＋ｅ（ｃｏｓΔθ） （８０）

【００１３】Ｌγδ≒０、Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑ、Δ
θ＝θ−θｍ（θはロータの実際の角度を表し、θｍは
ロータの推定角度を表す。）とおくと、ｉγ及びｉδ
（γ−δ軸で表した実際のステータ巻線の電流）は、下
記のようになる。 ｉγ（ｎ）＝（１−Ｒ・Ｔ／Ｌｄ）・ｉγ（ｎ−１） ＋（ｄθｍ／ｄｔ）・Ｌｑ・Ｔ／Ｌｄ・ｉδ（ｎ−１） ＋（Ｔ／Ｌｄ）・ｖγ（ｎ−１） ＋（Ｔ・ｅ／Ｌｄ）・（ｓｉｎΔθ） （８１） ｉδ（ｎ）＝｛−（ｄθｍ／ｄｔ）・（Ｌｄ・Ｔ／Ｌｑ）・ｉγ（ｎ−１） ＋（１−Ｒ・Ｔ／Ｌｑ）・ｉδ（ｎ−１） ＋（Ｔ／Ｌｑ）・ｖδ（ｎ−１） ＋（Ｔ・ｅ／Ｌｑ）・（−ｃｏｓΔθ） （８２） Ｔは、演算のインターバル、即ち、ｉγ（ｎ）と、ｉγ
（ｎ−１）の時間差である。

【００１４】同様に、ブラシレスモータのモデルを示す
γ軸とδ軸の電圧方程式にモータ定数をあてはめること
により、γ軸電流モデル値ｉγｍ（推定のγ軸電流成
分）とδ軸電流モデル値ｉδｍ（推定のδ軸電流成分）
は、（８３）式及び（８４）式のように、表せる。 ｉγｍ（ｎ）＝（１−Ｒ・Ｔ／Ｌｄ）・ｉγ（ｎ−１） ＋｛（ｄθｍ／ｄｔ）・Ｌｑ・Ｔ／Ｌｄ・ｉδ（ｎ−１） ＋（Ｔ／Ｌｄ）・ｖγ（ｎ−１） ＋（Ｔ・ｅｍ／Ｌｄ）・０ （８３） ｉδｍ（ｎ）＝｛−（ｄθｍ／ｄｔ）・（Ｌｄ・Ｔ／Ｌｑ）・ｉγ（ｎ−１） ＋（１−Ｒ・Ｔ／Ｌｑ）・ｉδ（ｎ−１） ＋（Ｔ／Ｌｑ）・ｖδ（ｎ−１） ＋（Ｔ・ｅｍ／Ｌｑ）・１ （８４） （Δθ＝０とおいた場合の、ｉγ（ｎ）及びｉδ（ｎ）
の式と同じになる。）

【００１５】実際のγ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδ
と、推定のγ軸電流モデル値ｉγｍ及びδ軸電流モデル
値ｉδｍと、の誤差であるγ軸電流誤差値Δｉγ（ｎ）
＝ｉγ（ｎ）−ｉγｍ（ｎ）とδ軸電流誤差値Δｉδ
（ｎ）＝ｉδ（ｎ）−ｉδｍ（ｎ）は、（８１）式から
（８４）式より、下記のようになる。 Δｉγ（ｎ）＝（Ｔ／Ｌｄ）・ｅ（ｓｉｎΔθ） ≒（Ｔ／Ｌｄ）・ｅ（Δθ） （８５） Δｉδ（ｎ）＝（Ｔ／Ｌｑ）・（ｅｍ−ｅ・ｃｏｓΔθ） ≒（Ｔ／Ｌｑ）・Δｅ （８６） 上記の式のように、速度起電力推定誤差ΔｅはΔｉδ
（ｎ）に比例しており、位置推定誤差ΔθはΔｉγ
（ｎ）に比例している。結局、従来例２は、後述のよう
に、（８６）式に基づいて誘起電圧（起電力）を推定し
ており、（８５）式に基づいてロータの角度を推定して
いる。

【００１６】実際のモータは、誘起電圧が温度に依存し
て変化するため、誘起電圧ｅと電圧ｖγと電圧ｖδが温
度に応じて変化する。一方、温度変化を考慮しない推定
モデルでは、誘起電圧ｅｍと電圧ｖγｍと電圧ｖδｍが
温度に応じて変化しない。実際には、誘起電圧ｅｍが温
度に応じて変化し、その結果ｖγ（ｎ−１）及びｖδ
（ｎ−１）が温度に応じて変化するにもかかわらず、温
度変化をする実測の（８１）式及び（８２）式から、温
度変化をしない推定の（８３）式及び（８４）式を差し
引いた結果である、（８５）式及び（８６）式において
は、温度に対する変化量の異なる、ｅ及びΔｅと、Δｉ
γ（ｎ）及びΔｉδ（ｎ）とが、比例式で表されてい
る。そのため、誘起電圧の温度変化は、推定角度の誤差
を生じる。

【００１７】従来例２では、（８５）式及び（８６）式
より、電流誤差Δｉγ（ｎ）及びΔｉδ（ｎ）に速度起
電力定数Ｋｖ及び位置の推定ゲインＫｐをそれぞれ乗じ
て、推定誘起電圧ｅｍ（ｎ）及び推定角度θｍ（ｎ）を
求めている。 ｅｍ（ｎ）＝ｅｍ（ｎ−１）−ＫｐΔｉδ（ｎ） （８７） θｍ（ｎ）＝θｍ（ｎ−１）＋（Ｔ／Ｋｖ）・ｅｍ（ｎ） ＋Ｋｐ・ｓｇｎ｛θｍ（ｎ−１）｝・Δｉγ（ｎ） （８８） ｓｇｎ｛θｍ（ｎ−１）｝＝ １：θｍ（ｎ−１）≧０ −１：θｍ（ｎ−１）＜０ 図２９において、推定モデル（速度起電力・位置・速度
推定）は、実測したｉγ及びｉδをフィードバックし、
推定モデルが有する、推定のｉγｍ及びｉδｍとの誤差
信号を計算し、その結果得られるΔｉγ（ｎ）及びΔｉ
δ（ｎ）を、（８７）式及び（８８）式に代入すること
により、速度起電力（誘起電圧）ｅｍ（ｎ）と、推定角
度（位置）θｍ（ｎ）とを求める。

【００１８】（８７）式及び（８８）式より、推定角速
度（ｄθｍ／ｄｔ）は、下記の式により求める。 ｄθｍ／ｄｔ＝（１／Ｔ）｛θｍ（ｎ）−θｍ（ｎ−１）｝ ＝｛ｅｍ（ｎ）／Ｋｖ｝ ＋（Ｋｐ／Ｔ）・ｓｇｎ｛θｍ（ｎ−１）｝・Δｉγ（ｎ） （８９） 従来例２においては、推定角速度（ｄθｍ／ｄｔ）は、
ノイズの影響を取り除くため、更にＬＰＦ（低周波フィ
ルタ）を通された後、出力される。

【００１９】上述のように、従来例２は、（８７）式及
び（８８）式により、速度起電力（誘起電圧）ｅｍ
（ｎ）と、推定角度θｍ（ｎ）とを求めており、（８
９）式により推定角速度（ｄθｍ／ｄｔ）を求めてい
る。しかし、実際には、（８７）式及び（８８）式にお
いて一定の定数の係数として使用されている速度起電力
定数Ｋｖは、温度依存性を有する。そのため、夏冬の環
境の温度変化や、モータの運転開始時から連続運転時に
至るまでの機器の内部温度上昇等により、推定モデルの
推定角度の誤差が大きくなるという欠点がある。また、
従来例２の文献は、γ−δ軸上で表される電圧を用い
て、モータのロータの角度を推定している。そのため、
γ−δ軸上で表される電圧をｕ軸、ｖ軸、及びｗ軸で表
されるステータ巻線の相電圧に変換したり、逆に、ｕ
軸、ｖ軸、及びｗ軸で表されるステータ巻線の相電圧等
をγ−δ軸上の信号に変換することが、必要である。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】従来例１の位置センサ
レスモータ制御装置は、相電圧飽和時においても角度を
検出することはできる。しかし、求められた誘起電圧値
ｅｕ、ｅｖ、ｅｗに基づき比較結果を作成し、この比較
結果の論理に基づき通電する相を決定するだけであるた
め、ロータの角度についての情報は、相電圧を切り換え
る点の情報のみであった。従って、従来例１の実施例に
記載された１５０度通電方式の場合は、全ての情報を合
わせても、電気角で３０°の分解能（どの相に電流を流
すべきかという情報）を持つのみであった。

【００２１】また、従来例１は、角度を検出しているだ
けで、角度の推定を行っておらず、モータのステータ巻
線に矩形波電圧を印加している。そのため、矩形波状の
電流をステータ巻線に流すため、トルクリップルが発生
した。ステータ巻線に正弦波の電流を流そうとすれば、
角度の推定を行う必要がある。

【００２２】また、速度は分解能の低い角度に基づき作
成されるため、速度制御性が悪かった。

【００２３】従来例２の位置センサレスモータ制御装置
は、高分解能で角度を推定することはできる。しかし、
従来例２は、γ−δ軸上で表される電圧（回転座標系）
を用いて、モータのロータの角度を推定している。従っ
て、γ軸とδ軸で表される電圧を、各相への印加電圧を
示すｕ、ｖ、ｗ軸に座標変換したり、逆に、ｕ、ｖ、ｗ
軸で表される信号をγ軸とδ軸で表される信号に座標変
換する必要がある。モータを正弦波駆動する場合には、
γ−δ軸上で表される電圧をｕ軸、ｖ軸、及びｗ軸で表
されるステータ巻線の相電圧に変換したり、逆に、ｕ
軸、ｖ軸、及びｗ軸で表されるステータ巻線の相電圧等
をγ−δ軸上の信号に変換することは、容易である。し
かし、モータを正弦波以外の波形（例えば台形波や、矩
形波等）により駆動しようとする場合、例えば、モータ
のステータ巻線に印加される台形波や矩形波を、γ軸及
びδ軸上の波形に変換することは極めて困難である、と
いう問題があった。

【００２４】又、従来例２において、（８１）式、（８
２）式、（８３）式、及び（８４）式は、信号波形が正
弦波であるとの、仮定を導入している。従って、従来例
２の方式を、正弦波以外の波形信号に適用すると、推定
角度の誤差が生じる、という問題があった。

【００２５】そのため、例えば、モータの角速度や出力
トルクが増大し必要な相電圧が大きくなると、相電圧が
飽和して、特に、各相の電圧波形が正弦波でなくなるた
め、正しく角度を推定できず、高い角速度や大きな出力
トルクを実現できなかった。

【００２６】また、従来例２の位置センサレスモータ制
御装置は、（８７）式及び（８８）式に基づいて、角度
の推定を行う。従って、上述のように、速度起電力定数
Ｋｖは温度により変動するため、環境温度の変化、又は
機器の内部温度の上昇等により、角度の推定誤差が増大
するという、問題がある。なお、相抵抗値Ｒも温度に応
じて変化するが、相電圧方程式上で、相抵抗値の項その
ものの大きさが小さいため、推定角度に与える影響は小
さい。

【００２７】本明細書において、「相電圧方程式」の語
は、モータのステータ巻線の相についての方程式の意味
である。相電圧方程式は、例えば（２６）式等のように
厳密な方程式も、（５０）式のように簡略化された方程
式も、含む。又、モータのステータ巻線の相についての
方程式に該当すれば、本明細書に記載した以外の式も含
む概念である。又、本明細書及び特許請求の範囲の記載
において、「方程式」の語と「関数」の語は、同じ意味
で用いられる。

【００２８】更に、従来例２では、目標の角速度（ｄθ
／ｄｔ）を入力してからモータの各相に電圧を印加する
までの経路において、推定誘起電圧ｅｍを加算してい
る。しかし、誘起電圧ｅは温度に応じて変化する値であ
るから、温度変化を考慮しない推定誘起電圧ｅｍの加算
により、温度が変化したときに、推定角度の残留誤差が
増大する欠点があった。

【００２９】本発明は、上記の問題点を解決するもので
あり、高分解能で高精度な角度の推定を実現し、相電圧
が飽和しても高精度の角度の推定を実現し、かつ、誘起
電圧定数が変化しても高精度な角度の推定を実現する位
置センサレスモータ制御装置を提供することを目的とす
る。

【００３０】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１の位置
センサレスモータ制御装置は、モータのステータ巻線の
目標電流と、前記ステータ巻線の実測電流と、前記モー
タのロータの推定角度と、を変数とする関数により、導
出される電圧を、モータの各ステータ巻線に印加する。
本発明により、広い温度範囲にわたって、高い精度で角
度を推定する位置センサレスモータ制御装置が得られ
る。

【００３１】本発明の請求項３の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのステータ巻線のパラメータから導
出された信号により、角度を推定する。本発明により、
相電圧等が飽和する領域に至るまで、広い電圧範囲又は
電流範囲に渡って、高い精度で角度を推定する位置セン
サレスモータ制御装置が得られる。

【００３２】本発明の請求項５の位置センサレスモータ
制御装置は、推定信号（推定モデル）と、測定データに
基づく信号との角度誤差を算出し、当該角度誤差が小さ
くなるように推定信号を補正する。本発明により、例え
ば、正弦波の推定信号を有する角度推定手段により、相
電圧等が飽和する領域に至るまで、広い電圧範囲又は電
流範囲に渡って、高い精度で角度を推定する位置センサ
レスモータ制御装置が得られる。

【００３３】本明細書及び特許請求の範囲の記載におい
ては、「推定信号」の語と、「推定モデル」の語とは、
同じ意味で用いられる。いずれの語も、少なくとも推定
の角度である推定角度を含む信号又はデータの意味であ
り、広義に解釈されるべきである。

【００３４】本発明の請求項６の位置センサレスモータ
制御装置は、推定信号と、測定データに基づく信号と
の，角度誤差及び振幅誤差を算出し、当該角度誤差及び
振幅誤差が小さくなるように推定信号を補正する。本発
明により、負荷の変化や角速度の変化が生じた場合に
も、正しい角速度の推定が出来る位置センサレスモータ
制御装置が、得られる。

【００３５】本発明の請求項７の位置センサレスモータ
制御装置は、実測データに基づいて、推定信号（推定モ
デル）を構成する関数の係数の中の少なくとも１つの係
数の値を、補正する。本発明により、角度の推定精度の
高い位置センサレスモータ制御装置が、得られる。

【００３６】本発明の請求項８の位置センサレスモータ
制御装置は、誘起電圧、及び誘起電圧と実質的に等価で
ある要素を含まない、角度推定の制御系を構成する。本
発明により、広い温度範囲にわたって、高い精度で角度
を推定する位置センサレスモータ制御装置が、得られ
る。

【００３７】本発明の請求項９の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのステータ巻線の複数の相の中か
ら、ひとつの相を選択し、当該相のデータに基づいて、
推定信号を補正する。本発明により、いかなるロータの
角度においても、高い精度で、角度を推定する位置セン
サレスモータ制御装置が、得られる。

【００３８】本発明の請求項１０の位置センサレスモー
タ制御装置は、誤差信号の大きさが、ある範囲を超えた
場合は、モータが、正常に制御にされていないと判断す
る。本発明により、角度推定制御系がプルインレンジ又
はホールドレンジを外れた場合には、モータを減速等す
ることにより、速やかに異常状態を脱出できる位置セン
サレスモータ制御装置が、得られる。

【００３９】本発明の請求項１２の位置センサレスモー
タ制御装置は、誤差信号に、角速度と対応関係を有する
ゲインを掛けた値を用いて、推定信号を補正する。本発
明により、広い速度範囲にわたって、高い精度で角度を
推定する位置センサレスモータ制御装置が、得られる。

【００４０】本発明の請求項１４の位置センサレスモー
タ制御装置は、推定信号の補正量のリミットを設ける。
本発明により、ノイズにより変動を受けにくい位置セン
サレスモータ制御装置が、得られる。

【００４１】本発明の請求項１７の位置センサレスモー
タ制御装置は、回転方向指令が正転方向から逆転方向に
変化した場合は、ステータ巻線の少なくとも２つの相の
電流センサにより検出した前記相電流値を相互に交換
し、かつ、ステータ巻線の少なくとも２つの相の電圧指
令値を相互に交換する。本発明により、わずかな切り換
えにより、正転と逆転とに対応し、かつ、正転時と逆転
時とで、回路ブロック又はプログラムブロックのほとん
どの部分を共用できる位置センサレスモータ制御装置が
得られる。

【００４２】本発明の請求項１８の位置センサレスモー
タ制御装置は、ステータ巻線の計測又は演算された電圧
から、誘起電圧以外の成分を差し引くことにより導出さ
れる誘起電圧を推定信号とする。本発明により、広い温
度範囲にわたって、高い精度で角度を推定する位置セン
サレスモータ制御装置が、得られる。請求項１８に記載
において、「ステータ巻線の演算された電圧」は、ステ
ータ巻線の目標電圧を含む意味である。

【００４３】本発明の請求項３１の位置センサレスモー
タ制御装置は、ステータ巻線の電流と同一の波形の推定
信号を有する。本発明により、広い温度範囲にわたっ
て、高い精度で角度を推定する位置センサレスモータ制
御装置が、得られる。

【００４４】本発明の請求項４３に記載の発明は、相電
圧と同一の波形の推定信号を有する。 本発明により、
演算時間が少なく、安価で小型のマイクロプロセッサ等
により角度推定を行う位置センサレスモータ制御装置
が、得られる。

【００４５】本発明の請求項１に記載の発明は、モータ
のステータ巻線の目標電流と、前記ステータ巻線の実測
電流と、前記モータのロータの推定角度と、を変数とす
る関数により、導出される電圧を、モータの各ステータ
巻線に印加する、ことを特徴とする位置センサレスモー
タ制御装置である。

【００４６】本発明による制御装置の状態方程式は、誘
起電圧（起電力）、又は磁束の要素を含まない。従っ
て、温度に依存する要素がないため、モータのロータの
角度の推定精度が、温度により悪化しないという作用を
有する。

【００４７】本明細書及び特許請求の範囲の記載におい
て、「推定角度」とは、推定された角度の意味であり、
「推定角速度」とは、推定された角速度の意味である。
本明細書及び特許請求の範囲の記載においては、「ロー
タの角度」の語と、「ロータの位相」の語と、「ロータ
の位置」の語は、同じ意味で用いられる。また、本明細
書及び請求の範囲の記載において、「目標角速度」の語
は、目標角速度に比例する目標回転数を含む概念であ
る。同様に、「推定角速度」の語は、推定角速度に比例
する推定回転数を含む概念である。角速度と回転数は、
実質的には、同一の要素だからである。

【００４８】本発明の請求項２に記載の発明は、さら
に、前記ステータ巻線の目標電流が、前記ロータの目標
角速度と、前記ロータの推定角速度と、を変数とする関
数により、導出される、ことを特徴とする請求項１に記
載の位置センサレスモータ制御装置である。

【００４９】本発明による制御装置の状態方程式は、誘
起電圧（起電力）、又は磁束の要素を含まない。従っ
て、温度に依存する要素がないため、モータのロータの
角度の推定精度が、温度により悪化しないという作用を
有する。

【００５０】本発明の請求項３に記載の発明は、モータ
のロータの推定角度を推定する角度推定手段を有し、前
記角度推定手段が、前記モータのステータ巻線の、相電
圧、又は相電流、又は誘起電圧、のいずれかと同一の波
形の第１の信号、又は前記第１の信号の角度情報を有す
る、ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置で
ある。

【００５１】本発明による位置センサレスモータ制御装
置の角度推定手段は、例えば３相モータの駆動装置の場
合、ｕ，ｖ，ｗ軸上の信号である第１の信号を有する。
従って、モータのステータ巻線の、相電圧、又は相電流
等と、推定信号と、の間の演算をする上で、座標回転を
する必要がなく、ｕ，ｖ，ｗ軸だけで、演算することが
出来るという作用を有する。

【００５２】従来例２のように、角度推定手段が、γ
軸、δ軸又はｄ軸、ｑ軸の推定モデル（推定信号）を有
する場合には、モータのステータ巻線の、相電圧、又は
相電流等との間の演算をする上で、座標回転をする必要
がある。モータのステータ巻線の、相電圧、又は相電流
等が正弦波である時には、座標回転は容易であるが、当
該相電圧等が正弦波でない場合には、座標回転は困難で
ある。又、このような場合に、当該相電圧等が正弦波で
あった場合と同じ計算式を用いて、簡略的に座標回転を
行えば、ロータの角度の推定誤差が増大するという問題
がある。

【００５３】例えば、モータの角速度や出力トルクが増
大し必要な相電圧が大きくなると、ステータ巻線の各相
の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でなくな
る（台形波又は矩形波になる。）。このような場合、従
来例２のように、γ軸、δ軸又はｄ軸、ｑ軸の推定モデ
ル（推定信号）を有する装置においては、正しく角度を
推定できず、高い角速度や大きな出力トルクを実現でき
なかった。

【００５４】これに対して、本発明による位置センサレ
スモータ制御装置においては、座標回転が必要ないた
め、正弦波でない推定モデル（推定信号）の生成が容易
に実現できる。これにより、モータの角速度や出力トル
クが増大し必要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線の
各相の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でな
くなっても、正しく角度を推定することが出来、高い角
速度や大きな出力トルクを実現することが出来るという
作用を有する。又、従来例２の（８１）式等は、ロータ
の永久磁石の着磁が正弦波であるとの前提に立っている
が、本発明による位置センサレスモータ制御装置におい
ては、ロータの永久磁石の着磁波形は任意である。従っ
て、本発明は、ロータの永久磁石の着磁波形が正弦波以
外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外の波形を有す
る、モータについても、高い精度でロータの角度を推定
することが出来るという作用を有する。

【００５５】本発明の請求項４に記載の発明は、前記ス
テータ巻線の電流が正弦波信号であるとして取り扱う、
ことを特徴とする請求項３に記載の位置センサレスモー
タ制御装置である。

【００５６】本発明の位置センサレスモータ制御装置に
おいては、ステータ巻線の電流が正弦波信号であるとし
て取り扱うため、角度を推定するための計算が簡略化さ
れるという作用を有する。そのため、小型で、安価なマ
イクロプロセッサにより、短い演算時間で、角度推定を
行うことが可能になるという作用を有する。又、ステー
タ巻線は大きなインダクタンス成分を有するため、ステ
ータ巻線の電流の波形は飽和しにくく、ステータ巻線の
相電圧の波形が飽和した時にも正弦波に近いため、ステ
ータ巻線の相電圧の波形が飽和した時にも、ステータ巻
線の電流の波形を正弦波近似したことによる角度誤差
は、小さいという作用を有する。

【００５７】本発明の請求項５に記載の発明は、モータ
のロータの推定角度を推定する、角度推定手段を、有
し、前記角度推定手段が、前記推定角度と、前記モータ
のステータ巻線の相電流を含む情報より導出される角度
と、の角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤
差を算出し、かつ前記角度誤差又は角度誤差と対応関係
を有する振幅誤差が小さくなるように、前記推定角度を
補正する、ことを特徴とする位置センサレスモータ制御
装置である。

【００５８】従来例は、測定情報等に基づいて導出され
た信号と、推定モデルの波形自体との誤差が少なくなる
ように、推定モデルの波形を補正していたが、本発明の
位置センサレスモータ制御装置の角度推定手段は、角度
誤差という特定のパラメータを算出し、当該角度誤差が
小さくなるように、推定角度を補正している。例えば、
実際のモータ駆動波形が矩形波（又は台形波）である場
合には、従来例では、角度推定手段は矩形波（又は台形
波）の推定モデルを有する必要があった。これに対し
て、本発明の位置センサレスモータ制御装置において
は、上記の場合、角度推定手段は正弦波の推定モデルを
有し、当該矩形波（又は台形波）の角度と、当該正弦波
の角度と、の角度誤差を算出し、角度誤差を小さくする
ように正弦波の推定モデルを補正することが出来るとい
う作用を有する。これにより、推定モデルの生成が容易
になるという作用を有する。

【００５９】本発明による位置センサレスモータ制御装
置においては、モータの角速度や出力トルクが増大し必
要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線の各相の相電圧
が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でなくなっても、
正しく角度を推定することが出来、高い角速度や大きな
出力トルクを実現することが出来るという作用を有す
る。又、本発明による位置センサレスモータ制御装置に
おいては、ロータの永久磁石の着磁波形は任意である。
従って、本発明は、ロータの永久磁石の着磁波形が正弦
波以外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外の波形を
有する、モータについても、高い精度でロータの角度を
推定することが出来るという作用を有する。

【００６０】本発明の請求項６に記載の発明は、モータ
のロータの推定角度を含む推定信号を生成する、角度推
定手段を、有し、前記角度推定手段が、前記推定信号の
前記推定角度と、前記モータのステータ巻線の相電流を
含む情報より導出される角度と、の角度誤差又は角度誤
差と対応関係を有する振幅誤差を算出し、かつ前記角度
誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差が小さく
なるように、前記推定信号を補正し、前記推定信号の振
幅と、前記モータのステータ巻線の相電流を含む情報よ
り導出される振幅と、の振幅誤差を算出し、かつ前記振
幅誤差が小さくなるように、前記推定信号を補正する、
ことを特徴とする、位置センサレスモータ制御装置であ
る。

【００６１】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、角度誤差及び振幅誤差という特定のパ
ラメータを算出し、当該角度誤差が小さくなるように、
推定角度を補正している。これにより、本発明の位置セ
ンサレスモータ制御装置においては、実際のモータの信
号波形が矩形波（又は台形波）である場合、角度推定手
段は正弦波の推定モデルを有し、当該矩形波（又は台形
波）の角度と、当該正弦波の角度と、の角度誤差を算出
し、角度誤差を小さくするように正弦波の推定モデルを
補正することが出来るという作用を有する。これによ
り、推定モデルの生成が容易になるという作用を有す
る。

【００６２】また、推定モデルの振幅と、実際のモータ
の信号波形の振幅と、が振幅誤差を有すると、当該振幅
誤差が角度誤差に影響を与え、推定角度の精度が悪化す
るという問題がある。本発明により、振幅誤差を小さく
するフィードバックループが設けられ、正しい角度誤差
を算出することができるという作用を有する。これによ
り、高い精度で、角度を推定できるという作用を有す
る。

【００６３】例えば、推定モデルと計測結果に基づく信
号との角度差（角速度×時間差）を、当該時間よりも十
分に早い矩形波信号をクロックを入力とするカウンタを
具備し、推定モデルのゼロクロスポイントにより当該カ
ウンタのカウントアップを開始し、計測結果に基づく信
号のゼロクロスポイントで、当該カウンタのカウント値
をカウンタと同じ段数を有するＤフリップフロップにラ
ッチすることにより、直接計測又は算出することが出来
る。しかし、一般的には、このように直接角度誤差を計
測又は算出する方法は、困難であり、精度も悪い。そこ
で、通常は、後述する実施例のように、特定の時点にお
ける、２つの信号のレベル差を計測又は算出し、当該レ
ベル差を角度誤差に変換する方法が、採用される。この
方法の方が、誤差の検出が容易であり、検出精度も高い
からである。しかし、レベル誤差を角度誤差に変換する
方法は、信号の振幅の誤差の影響を受けやすい。本発明
は、特に、かかる方法により角度誤差を検出する装置に
おいて、特に、有効である。

【００６４】また、計測結果の信号のレベルは、負荷の
変化や、角速度の変化等により変化する場合が多い。本
発明により、振幅誤差を小さくするフィードバックルー
プが設けられ、負荷の変化や角速度の変化が生じた場合
にも、正しい角速度の推定が出来るという、作用を有す
る。従って、広い範囲の角速度にわたって、高い精度で
ロータの角度を推定する位置センサレスモータ制御装置
が得られるという、作用を有する。

【００６５】本発明の請求項７に記載の発明は、モータ
のロータの推定角度を推定し、かつ少なくとも前記推定
角度を変数とする関数を有する、角度推定手段を有し、
前記角度推定手段は、前記モータのステータ巻線の相電
流を含む情報に基づいて導出された値に基づいて、前記
関数の係数の中の少なくとも１つの係数の値を、補正す
る、ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置で
ある。

【００６６】位置センサレスモータを、正弦波駆動する
ためには、モータのロータの角度を推定する角度推定手
段を必要とする。角度推定手段は、角度推定手段が有す
る推定モデル（推定信号）の角度と、計測結果に基づく
角度との角度誤差が小さくなるように制御することによ
り、正しい角度を推定する。推定モデルが推定角度を変
数とする関数を有する場合には、当該関数の変数（角
度）以外の係数（例えば、信号の振幅）が正しくない場
合にも、正しい角度推定をすることが出来ない。本発明
の位置センサレスモータ制御装置の角度推定手段は、変
数のみならず、関数の係数についても補正を行うことに
より、関数そのものが実際のモータと同じになるように
し、これにより、変数である角度の推定精度を高めるこ
とが出来るという作用を有する。

【００６７】本発明の請求項８に記載の発明は、モータ
のロータの角度を推定する角度推定手段を有し、前記角
度推定手段の出力から、前記角度推定手段のフィードバ
ック入力に至る信号経路の伝達特性が、誘起電圧、ロー
タの鎖交磁束、及び発電定数を含まない、ことを特徴と
する位置センサレスモータ制御装置である。

【００６８】上述のように、誘起電圧、ロータの鎖交磁
束、及び発電定数は、温度により変化する。本発明の位
置センサレスモータ制御装置は、角度推定手段の出力か
ら角度推定手段のフィードバック入力に至る信号経路の
伝達特性が、上記の温度依存性を有する要素を含まな
い。従って、本発明は、角度推定手段の角度の推定精度
が温度変化により悪化しないという、作用を有する。

【００６９】本明細書及び特許請求の範囲の記載におい
て、「誘起電圧」の語は、「発電電圧」の語と同じ意味
である。「発電定数」の語は、「誘起電圧定数」及び
「起電力定数」の語と、同じ意味である。

【００７０】本発明の請求項９に記載の発明は、モータ
のロータの推定角度を推定する、角度推定手段を、有
し、前記角度推定手段が、前記モータのステータ巻線の
相を選択し、選択された前記相の相電圧又は相電流又は
誘起電圧に基づいて、前記推定角度を補正する、ことを
特徴とする位置センサレスモータ制御装置である。

【００７１】角度推定手段は、内蔵する推定モデルを、
計測結果に基づく信号又は値に基づいて補正することに
より、正しい角度を推定する。しかし、常に単一の信号
（例えば、特定の相（ｕ軸）の相電圧）に基づいて補正
を行うと、角度の誤差の検出精度が高くなる角度と低く
なる角度が存在する。そのため、角度推定の精度が、角
度に依存して高くなったり低くなったりするという問題
がある。本発明の位置センサレスモータ制御装置は、複
数のステータ巻線の相の中で、最も大きな角度誤差を検
出できる相を選択し、選択された前記相の相電圧等に基
づいて、前記推定角度を補正することにより、いかなる
ロータの角度においても、常に高い精度で、角度を推定
することが出来る、という作用を有する。

【００７２】本発明の請求項１０に記載の発明は、モー
タのロータの角度の情報を含む推定信号を有する角度推
定手段を有し、前記モータのステータ巻線の電流を含む
情報より導出された値と、前記推定信号から導出された
値と、の誤差が定められた範囲を超える場合は、前記モ
ータが、正常に制御にされていないと判断する、ことを
特徴とする位置センサレスモータ制御装置である。

【００７３】位置センサレスモータ制御装置は、計測デ
ータ等に基づいてモータのロータの角度を推定するが、
何らかの原因により、角度の推定誤差が一定の範囲を超
えた場合（その結果、例えば、推定角速度が実際の角速
度とまったく異なる値になった場合）、その後、計測デ
ータ等に基づいて推定角度を補正しても、補正が正しく
されず、いつまでも、正しい角度を推定できない（角度
推定制御が収束しない）。本発明の位置センサレスモー
タ制御装置は、角度の推定誤差が一定の範囲を超えたこ
とを検知することが出来るという作用を有する。これに
より、通常のフィードバックループによっては角度推定
制御がいつまでも収束しないような場合には、モータを
停止する等の他の手段を取ることにより、制御から外れ
た状態（脱調）から、速やかに脱出することが出来る。

【００７４】本発明の請求項１１に記載の発明は、前記
誤差が定められた範囲を超える場合は、前記モータを減
速又は停止させる、ことを特徴とする請求項１０に記載
の位置センサレスモータ制御装置である。

【００７５】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、角度の推定誤差が一定の範囲を超えたことを検知し
た場合には、モータを減速又は停止させるという作用を
有する。特に、モータを停止させる場合には、確実に、
角度推定制御を正常な状態に戻すことが可能である。
又、モータを減速させることによっても、角度推定制御
を正常な状態に戻すことが出来る可能性が高いという、
作用を有する。例えば、高速回転時の角度推定手段と、
低速回転時の角度推定手段と、を有する位置センサレス
モータ制御装置において、高速回転時に、高速回転時の
角度推定手段が脱調した場合、モータを減速し、低速回
転時の角度推定手段により角度推定を行い、正しい推定
角度が得られた時点で、再び、モータを加速し、高速回
転時の角度推定手段による角度推定を再開する。

【００７６】本発明の請求項１２に記載の発明は、モー
タのロータの角度及び角速度の情報を含む推定信号を有
する角度推定手段を有し、前記角度推定手段は、前記モ
ータのステータ巻線の電流を含む情報より導出された値
と、前記推定信号から導出された値と、の誤差である誤
差信号を生成し、かつ、前記誤差信号に、前記角速度と
対応関係を有するゲインを掛けた値を用いて、前記推定
信号を補正する、ことを特徴とする位置センサレスモー
タ制御装置である。

【００７７】誤差信号に一定のゲインを掛けた補正量に
より推定信号を補正する場合は、モータの角速度が遅い
場合には補正量が大きすぎ、モータの角速度が速い場合
には補正量が小さすぎるという問題がある。本発明の位
置センサレスモータ制御装置の角度推定手段は、誤差信
号に、前記角速度と対応関係を有するゲインを掛けた値
である補正量を用いて、推定モデルを補正することによ
り、遅い角速度から速い角速度に至るまで、適切な補正
量を得ることが出来、広い速度範囲で高い精度の角度推
定を行うことが出来るという作用を有する。

【００７８】本発明の請求項１３に記載の発明は、前記
角速度が速くなるに応じて、前記ゲインの絶対値は、大
きくなる場合があり、かつ、小さくなることがない、こ
とを特徴とする請求項１２に記載の位置センサレスモー
タ制御装置である。

【００７９】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、角速度が遅い場合には誤差信号に小さ
なゲインを掛けた補正量を用いて、又、角速度が速い場
合には誤差信号に大きなゲインを掛けた補正量を用い
て、推定モデルを補正する。これにより、遅い角速度か
ら速い角速度に至るまで、適切な補正量を得ることが出
来、広い速度範囲で高い精度の角度推定を行うことが出
来るという作用を有する。

【００８０】本発明の請求項１４に記載の発明は、モー
タのロータの角度及び角速度の情報を含む推定信号を有
する角度推定手段を有し、前記角度推定手段は、前記モ
ータのステータ巻線の電流を含む情報より導出された値
と、前記推定信号から導出された値と、の誤差である誤
差信号を生成し、かつ、前記誤差信号より導出された補
正量を用いて、前記推定信号を補正し、かつ、前記補正
量が、前記角速度と対応関係を有する上限値又は下限値
の少なくともいずれか１つを、超えないようにする、こ
とを特徴とする位置センサレスモータ制御装置である。

【００８１】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するという作用を有する。例えば、単発的なノイズに
より誤った誤差信号が得られた場合にも、推定信号が大
幅に変化して、角度推定手段のプルインレンジ又はホー
ルドレンジを外れるという問題を防ぐことが出来る。

【００８２】本発明の請求項１５に記載の発明は、前記
角速度が速くなるに応じて、前記上限値又は下限値の絶
対値は、大きくなる場合があり、かつ、小さくなること
がない、ことを特徴とする請求項１４に記載の位置セン
サレスモータ制御装置である。

【００８３】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するが、補正量が過大であるか否かの判断レベルは、
モータの角速度に依存する。そこで、補正量の上限値又
は下限値を角速度に応じて変化させることにより、遅い
角速度から速い角速度に至るまで、適切な上限値又は下
限値を設定でき、広い速度範囲でノイズに強い角度の推
定を行うことが出来るという作用を有する。

【００８４】本発明の請求項１６に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記推定角度と、前記モータ
の推定角速度と、前記ステータ巻線の計測又は演算され
た電流と、の中の少なくとも１つをパラメータとする補
償量のテーブルを有し、かつ、前記パラメータに対応す
る補償量を用いて、前記推定角度を補償する、ことを特
徴とする位置センサレスモータ制御装置である。

【００８５】本発明の角度推定手段は、上記のパラメー
タに対応する補償量のテーブルを有することにより、演
算のみにより角度を推定する装置よりも、精度の高い精
度で角度を推定することが出来るという作用を有する。

【００８６】本発明の請求項１７に記載の発明は、モー
タのステータ巻線の電流の値である相電流値を検知する
電流センサと、前記モータのロータの推定角度に基づき
前記ステータ巻線に印加する電圧の指令値を示す相電圧
指令値を作成する電圧指令値作成手段と、前記相電圧指
令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加する駆動手
段と、前記推定角度を生成する角度推定手段と、前記ロ
ータの回転する方向の指令を示す回転方向指令を出力す
る回転方向指令手段と、を具備する位置センサレスモー
タ制御装置において、前記回転方向指令が逆転方向を示
す場合は、少なくとも２つの相の前記相電流値を相互に
交換し、かつ、少なくとも２つの相の前記電圧指令値を
相互に交換する、ことを特徴とする位置センサレスモー
タ制御装置である。

【００８７】本発明は、非常にわずかな切り換えによ
り、正転と逆転とに対応し、かつ、正転時と逆転時と
で、回路ブロック又はプログラムブロックのほとんどの
部分を共用できる位置センサレスモータ制御装置が実現
できるという作用を有する。

【００８８】本発明の請求項１８に記載の発明は、モー
タのロータの推定角度を推定する角度推定手段を有し、
前記角度推定手段が、ステータ巻線の計測又は演算され
た相電圧から、誘起電圧以外の成分を差し引くことによ
り導出される誘起電圧と、同一の波形である第２の信
号、又は前記第２の信号から導出され得る第３の信号、
又は前記第２の信号若しくは前記第３の信号の角度情報
を有する、ことを特徴とする位置センサレスモータ制御
装置である。

【００８９】本発明は、ステータ巻線の計測又は演算さ
れた電圧から、誘起電圧以外の成分を差し引くことによ
り、誘起電圧を導出する。

【００９０】従来例のように、誘起電圧を用いて、推定
信号を生成する場合には、温度変化による誘起電圧の変
化が、角度の推定精度を悪化させる。例えば従来例２の
ように、（８７）式及び（８８）式より誘起電圧を求め
る方法は、導出される推定角度θｍは、温度依存性を有
する。

【００９１】本発明の、ステータ巻線の計測又は演算さ
れた電圧から、誘起電圧以外の成分を差し引くことによ
り、誘起電圧を導出する位置センサレスモータ制御装置
は、正しい誘起電圧を得ることが出来る。当該誘起電圧
の大きさは温度依存性を有するが、ｕ軸の誘起電圧と、
ｖ軸の誘起電圧と、ｗ軸の誘起電圧と、の相対的な大き
さは温度に依存しないため、角度を推定する上で、何の
悪影響も及ぼさない。このため、本発明は、広い温度範
囲で高い推定精度を有する角度推定手段を実現できると
いう、作用を有する。

【００９２】本発明の角度推定手段は、基本的には、
ｕ，ｖ，ｗ（３相モータの場合）のいずれかの相の誘起
電圧と同一の波形である第２の信号を、推定信号とし
て、有する。しかし、これに限定されるものではなく、
前記第２の信号から導出され得る第３の信号、例えば、
γ軸及びδ軸（又はｄ軸及びｑ軸）で表示された誘起電
圧を、角度推定手段が有してもよい。両者は、互換性が
あり、上記の問題については、同一の効果を有するから
である。

【００９３】又、角度推定手段は、例えば正弦波である
上記第２の信号の波形をそのまま有してもよく、又は、
角度情報のみを、数字情報として有しても良い。

【００９４】又、例えば、モータのステータ巻線に印加
する相電圧の波形が矩形波や台形波であって、推定モデ
ルが、ステータ巻線に印加する相電圧の波形と同一の角
度を有する正弦波である場合も含む。当該正弦波は、矩
形波や台形波の相電圧の角度情報を有するからである。

【００９５】上述のように、角度推定手段がｕ，ｖ，ｗ
（３相モータの場合）のいずれかの相の誘起電圧を推定
信号として有する方が、正弦波以外の推定モデルの生成
が容易であるという点で、より好ましい。

【００９６】本発明の請求項１９に記載の発明は、前記
第２の信号又は前記第３の信号又は前記角度情報が、前
記モータのステータ巻線の計測又は演算された相電圧
と、前記ステータ巻線の計測された相電流と、前記モー
タのロータの推定角度と、を変数とする関数により、導
出される、ことを特徴とする請求項１８に記載の位置セ
ンサレスモータ制御装置である。

【００９７】本発明は、温度依存性のない、ステータ巻
線の計測又された相電圧と、前記ステータ巻線の計測さ
れた相電流等に基づいて、誘起電圧を導出するか、又
は、ステータ巻線の計測された相電圧等に基づいて、誘
起電圧を導出する。これらの要素に基づいて導出された
誘起電圧により推定される角度は、上述のように温度変
化の影響を受けない。本発明は、広い温度範囲で高い精
度で角度を推定できる角度推定手段を提供するという作
用を有する。

【００９８】本発明の請求項２０に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記第２の信号又は前記第３
の信号又は前記角度情報から導出された信号と、前記ス
テータ巻線の計測又は演算された相電圧から誘起電圧以
外の成分を差し引くことにより導出される誘起電圧と、
の角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差を
算出し、かつ前記角度誤差又は角度誤差と対応関係を有
する振幅誤差が小さくなるように、前記第２の信号、又
は前記第３の信号、又は前記角度情報、の推定角度を補
正する、ことを特徴とする、請求項１８に記載の位置セ
ンサレスモータ制御装置である。

【００９９】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、実際のモータの誘起電圧の波形が矩形
波（又は台形波）である場合も、正弦波の推定モデルを
有し、当該矩形波（又は台形波）の角度と、当該正弦波
の角度と、の角度誤差を算出し、角度誤差を小さくする
ように正弦波の推定モデルを補正することが出来るとい
う作用を有する。これにより、矩形波（又は台形波）の
推定モデルを生成する必要がなく、推定モデルの生成が
容易になるという作用を有する。

【０１００】従って、本発明による位置センサレスモー
タ制御装置においては、モータの角速度や出力トルクが
増大し必要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線の各相
の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でなくな
っても、正しく角度を推定することが出来、高い角速度
や大きな出力トルクを実現することが出来るという作用
を有する。又、本発明による位置センサレスモータ制御
装置においては、ロータの永久磁石の着磁波形は任意で
ある。従って、本発明は、ロータの永久磁石の着磁波形
が正弦波以外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外の
波形を有する、モータについても、高い精度でロータの
角度を推定することが出来るという作用を有する。

【０１０１】本発明の請求項２１に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記第２の信号又は前記第３
の信号の振幅と、前記ステータ巻線の計測又は演算され
た相電圧から誘起電圧以外の成分を差し引くことにより
導出される誘起電圧の振幅と、の振幅誤差を算出し、か
つ前記振幅誤差が小さくなるように、前記第２の信号、
又は前記第３の信号の振幅を補正する、ことを特徴とす
る、請求項２０に記載の位置センサレスモータ制御装置
である。

【０１０２】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、推定モデルの振幅と実際のモータの信号波形の振幅
との振幅誤差が角度の推定に悪影響を及ぼす場合に、当
該振幅誤差を小さくするフィードバックループが設ける
ことにより、正しい角度誤差を算出することができると
いう作用を有する。これにより、高い精度で、角度を推
定できるという作用を有する。

【０１０３】特に、特定の時点における、２つの信号の
レベル差を計測又は算出し、当該レベル差を角度誤差に
変換することにより、角度誤差を検出する装置におい
て、有効である。

【０１０４】また、負荷の変化や角速度の変化により信
号の振幅が変化した場合にも、正しい角速度の推定が出
来るという、作用を有する。従って、広い範囲の角速度
にわたって、高い精度でロータの角度を推定する位置セ
ンサレスモータ制御装置が得られるという、作用を有す
る。

【０１０５】本発明の請求項２２に記載の発明は、モー
タのロータの角度の情報を含む誘起電圧の推定信号を有
する角度推定手段を有し、前記角度推定手段は、前記モ
ータのステータ巻線の各相の電流を含む情報に基づいて
導出された前記各相の誘起電圧と、前記誘起電圧の推定
信号と、の誤差の中で、最も大きな誤差を選択し、前記
最も大きな誤差が小さくなるように、前記推定信号を補
正する、ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装
置である。

【０１０６】角度推定手段は、内蔵する推定モデルを、
計測結果に基づく信号又は値に基づいて補正することに
より、正しい角度を推定する。しかし、常に、特定の相
（ｕ軸）の誘起電圧に基づいて補正を行うと、角度の誤
差の検出精度が高くなる角度と低くなる角度が存在す
る。そのため、角度推定の精度が、角度に依存して高く
なったり低くなったりするという問題がある。本発明の
位置センサレスモータ制御装置は、複数のステータ巻線
の相の中で、最も大きな角度誤差を検出できる相を選択
し、選択された前記相の誘起電圧に基づいて、前記推定
角度を補正することにより、いかなるロータの角度にお
いても、常に高い精度で、角度を推定することが出来
る、という作用を有する。

【０１０７】「各相の誘起電圧と、前記誘起電圧の推定
信号と、の誤差」の算出とは、各相の角度の変位（３相
モータであれば、相互に１２０度ずつずれている。）を
考慮して、誤差を算出する意味である。請求項２２の
他、請求項２３、３４、及び３５について、同様であ
る。例えば、誘起電圧の推定信号が、ｕｖｗ軸上で一定
の角度を有すると、する。ひとつの実施例においては、
各相の誘起電圧を、推定信号の角度と同じ角度になるよ
うに、それぞれ座標変換し、当該座標変換後の誘起電圧
と、推定信号と、の誤差を算出する。他の実施例におい
ては、推定信号を、それぞれの相の角度と同じ角度にな
るように、座標変換し、当該座標変換後の推定信号と、
各相の誘起電圧と、の誤差を算出する。

【０１０８】本発明の請求項２３に記載の発明は、モー
タのロータの角度の情報を含む誘起電圧の推定信号を有
する角度推定手段を有し、前記角度推定手段は、前記モ
ータのステータ巻線の各相の電流を含む情報に基づいて
導出された前記各相の誘起電圧の中で、最も小さな誘起
電圧の相を選択し、かつ、前記選択された相の誘起電圧
と、前記誘起電圧の推定信号と、の誤差が小さくなるよ
うに、前記推定信号を補正する、ことを特徴とする位置
センサレスモータ制御装置である。

【０１０９】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、複数のステータ巻線の相の中で、最も大きな角度誤
差を検出できる相を選択し、選択された前記相の誘起電
圧に基づいて、前記推定角度を補正することにより、い
かなるロータの角度においても、常に高い精度で、角度
を推定することが出来る、という作用を有する。又、請
求項２３の発明においては、全ての相について誤差を算
出する必要がなく、各相の誘起電圧を比較して、最も小
さな誘起電圧の相を選択するという簡単な方法により、
正常な状態において誤差が最大になる相を選択し、当該
選択された相についてのみ、誤差を演算するため、演算
時間が少なくて済むという、作用を有する。

【０１１０】本発明の請求項２４に記載の発明は、前記
第２の信号又は前記第３の信号の振幅が定められた範囲
を超える場合は、前記モータを減速又は停止させる、こ
とを特徴とする、請求項２１に記載の位置センサレスモ
ータ制御装置である。

【０１１１】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、推定信号である第２の信号又は第３の信号の振幅が
一定の範囲を超えたことを検知することが出来るという
作用を有する。これにより、通常のフィードバックルー
プによっては角度推定制御がいつまでも収束しないよう
な場合には、モータを停止する等の他の手段を取ること
により、制御から外れた状態（脱調）から、脱出するこ
とが出来る。

【０１１２】本発明の請求項２５に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記角度誤差又は角度誤差と
対応関係を有する振幅誤差に、前記モータのロータの推
定角速度と対応関係を有するゲインを掛けた値である補
正量を用いて、前記第２の信号、又は前記第３の信号、
又は前記角度情報、の推定角度を補正する、ことを特徴
とする請求項２０に記載の位置センサレスモータ制御装
置である。

【０１１３】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、誤差信号に、前記角速度と対応関係を
有するゲインを掛けた値を用いて、推定モデルを補正す
ることにより、遅い角速度から速い角速度に至るまで、
適切な補正量を得ることが出来、広い速度範囲で高い角
度の推定を行うことが出来るという作用を有する。

【０１１４】本発明の請求項２６に記載の発明は、前記
角速度が速くなるに応じて、前記ゲインの絶対値は、大
きくなる場合があり、かつ、小さくなることがない、こ
とを特徴とする請求項２５に記載の位置センサレスモー
タ制御装置である。

【０１１５】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、角速度が遅い場合には誤差信号に小さ
なゲインを掛けた補正量を用いて、又、角速度が速い場
合には誤差信号に大きなゲインを掛けた補正量を用い
て、推定モデルを補正する。これにより、遅い角速度か
ら速い角速度に至るまで、適切な補正量を得ることが出
来、広い速度範囲で高い角度の推定を行うことが出来る
という作用を有する。

【０１１６】本発明の請求項２７に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記補正量が、前記角速度と
対応関係を有する上限値又は下限値の少なくともいずれ
か１つを、超えないようにする、ことを特徴とする請求
項２０に記載の位置センサレスモータ制御装置である。

【０１１７】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するという作用を有する。例えば、単発的なノイズに
より誤った誤差信号が得られた場合にも、推定信号が大
幅に変化して、角度推定手段のプルインレンジ又はホー
ルドレンジを外れるという問題を防ぐことが出来る。

【０１１８】本発明の請求項２８に記載の発明は、前記
角速度が速くなるに応じて、前記上限値又は下限値の絶
対値は、大きくなる場合があり、かつ、小さくなること
がない、ことを特徴とする請求項２７に記載の位置セン
サレスモータ制御装置である。

【０１１９】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するが、補正量が過大であるか否かの判断レベルは、
モータの角速度に依存する。そこで、補正量の上限値又
は下限値を角速度に応じて変化させることにより、遅い
角速度から速い角速度に至るまで、適切な上限値又は下
限値を設定でき、広い速度範囲でノイズに強い角度の推
定を行うことが出来るという作用を有する。

【０１２０】本発明の請求項２９に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記推定角度と、前記モータ
の推定角速度と、前記ステータ巻線の計測又は演算され
た電流と、の中の少なくとも１つをパラメータとする補
償量のテーブルを有し、かつ、前記角度誤差又は角度誤
差と対応関係を有する振幅誤差から導出された補正量
と、前記パラメータに対応するテーブルの補償量と、を
用いて、前記第２の信号、又は前記第３の信号、又は前
記角度情報、の推定角度を補正し、かつ補償する、こと
を特徴とする請求項２０に記載の位置センサレスモータ
制御装置である。

【０１２１】本発明の角度推定手段は、上記のパラメー
タに対応する補償量のテーブルを有することにより、演
算のみにより角度を推定する装置よりも、精度の高い精
度で角度を推定することが出来るという作用を有する。

【０１２２】本発明の請求項３０に記載の発明は、正弦
波信号であると仮定した前記モータのステータ巻線の計
測又は演算された電流を用いて、前記誘起電圧以外の成
分を導出する、ことを特徴とする請求項１８に記載の位
置センサレスモータ制御装置である。

【０１２３】本発明の位置センサレスモータ制御装置に
おいては、ステータ巻線の電流が正弦波信号であるとし
て取り扱うため、角度を推定するための計算が簡略化さ
れるという作用を有する。そのため、小型で、安価なマ
イクロプロセッサにより、短い演算時間で、角度推定を
行うことが可能になるという作用を有する。又、ステー
タ巻線は大きなインダクタンス成分を有するため、ステ
ータ巻線の電流の波形は飽和しにくく、ステータ巻線の
相電圧の波形が飽和した時にも正弦波に近いため、ステ
ータ巻線の相電圧の波形が飽和した時にも、ステータ巻
線の電流の波形を正弦波近似したことによる角度誤差
は、小さいという作用を有する。

【０１２４】本発明の請求項３１に記載の発明は、モー
タのロータの角度を推定する角度推定手段を有し、前記
角度推定手段が、ステータ巻線の電流と同一の波形の第
４の信号、又は前記第４の信号から導出され得る第５の
信号、又は前記第４の信号若しくは前記第５の信号の角
度情報を有する、ことを特徴とする位置センサレスモー
タ制御装置である。

【０１２５】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線の電流信号を基準に、角度を推定す
る。（７２）式で表されるように、誘起電圧から導出さ
れた推定角度の角度誤差と、ステータ巻線の電流から導
出された推定角度の角度誤差は等価である。従って、電
流から導出された推定角度は、温度に対して安定であ
る。又、一般に、ステータ巻線の電流の値は、温度に対
して安定である。従って、本発明は、広い温度範囲で高
い推定精度を有する角度推定手段を実現できるという、
作用を有する。

【０１２６】本発明の角度推定手段は、基本的には、
ｕ，ｖ，ｗ（３相モータの場合）のいずれかの相の相電
流と同一の波形である第４の信号を、推定信号として、
有する。しかし、これに限定されるものではなく、前記
第４の信号から導出され得る第５の信号、例えば、γ軸
及びδ軸（又はｄ軸及びｑ軸）で表示されたステータ巻
線の電流信号を、角度推定手段が有してもよい。両者
は、互換性があり、上記の問題については、同一の効果
を有するからである。

【０１２７】又、角度推定手段は、例えば正弦波である
上記第４の信号又は第５の信号の波形をそのまま有して
もよく、又は、角度情報のみを、数字情報として有して
も良い。

【０１２８】又、例えば、モータのステータ巻線に印加
する相電流の波形が矩形波であって、推定モデルが、ス
テータ巻線に印加する相電流の波形と同一の角度を有す
る正弦波である場合も含む。当該正弦波は、矩形波の相
電流の角度情報を有するからである。

【０１２９】上述のように、角度推定手段がｕ，ｖ，ｗ
（３相モータの場合）のいずれかの相の相電流を推定信
号として有する方が、正弦波以外の推定モデルの生成が
容易である（座標回転が不要であるため）という点で、
より好ましい。

【０１３０】本発明の請求項３２に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記第４の信号又は前記第５
の信号又は前記角度情報と、ステータ巻線の電流から導
出された信号と、の角度誤差又は角度誤差と対応関係を
有する振幅誤差を算出し、かつ前記角度誤差又は角度誤
差と対応関係を有する振幅誤差が小さくなるように、前
記第４の信号、又は前記第５の信号、又は前記角度情
報、の推定角度を補正する、ことを特徴とする、請求項
３１に記載の位置センサレスモータ制御装置である。

【０１３１】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、実際のモータの電流の波形が矩形波で
ある場合も、正弦波の推定モデルを有し、当該矩形波の
角度と、当該正弦波の角度と、の角度誤差を算出し、角
度誤差を小さくするように正弦波の推定モデルを補正す
ることが出来るという作用を有する。これにより、矩形
波の推定モデルを生成する必要がなく、推定モデルの生
成が容易になるという作用を有する。

【０１３２】従って、本発明による位置センサレスモー
タ制御装置においては、モータの角速度や出力トルクが
増大し必要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線の各相
の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でなくな
っても、正しく角度を推定することが出来、高い角速度
や大きな出力トルクを実現することが出来るという作用
を有する。又、本発明による位置センサレスモータ制御
装置においては、ロータの永久磁石の着磁波形は任意で
ある。従って、本発明は、ロータの永久磁石の着磁波形
が正弦波以外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外の
波形を有する、モータについても、高い精度でロータの
角度を推定することが出来るという作用を有する。

【０１３３】本発明の請求項３３に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記角度推定手段が有する前
記第４の信号又は前記第５の信号の振幅と、ステータ巻
線の電流から導出された信号と、の振幅誤差を算出し、
かつ前記振幅誤差が小さくなるように、前記第４の信
号、又は前記第５の信号、の振幅を補正する、ことを特
徴とする、請求項３２に記載の位置センサレスモータ制
御装置である。

【０１３４】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、推定モデルの振幅と実際のモータの信号波形の振幅
との振幅誤差が角度の推定に悪影響を及ぼす場合に、当
該振幅誤差を小さくするフィードバックループが設ける
ことにより、正しい角度誤差を算出することができると
いう作用を有する。これにより、高い精度で、角度を推
定できるという作用を有する。

【０１３５】特に、特定の時点における、２つの信号の
レベル差を計測又は算出し、当該レベル差を角度誤差に
変換することにより、角度誤差を検出する装置におい
て、有効である。

【０１３６】また、負荷の変化や角速度の変化により信
号野振幅が変化した場合にも、正しい角速度の推定が出
来るという、作用を有する。従って、広い範囲の角速度
にわたって、高い精度でロータの角度を推定する位置セ
ンサレスモータ制御装置が得られるという、作用を有す
る。

【０１３７】本発明の請求項３４に記載の発明は、モー
タのロータの角度の情報を含むステータ巻線の電流の推
定信号を有する角度推定手段を有し、前記角度推定手段
は、測定された前記モータのステータ巻線の各相の電流
と、前記電流の推定信号と、の誤差の中で、最も大きな
誤差を選択し、前記最も大きな誤差が小さくなるよう
に、前記推定信号を補正する、ことを特徴とする位置セ
ンサレスモータ制御装置である。

【０１３８】角度推定手段は、内蔵する推定モデルを、
計測結果に基づく信号又は値に基づいて補正することに
より、正しい角度を推定する。しかし、常に、特定の相
（ｕ軸）の相電流に基づいて補正を行うと、角度の誤差
の検出精度が高くなる角度と低くなる角度が存在する。
そのため、角度推定の精度が、角度に依存して高くなっ
たり低くなったりするという問題がある。本発明の位置
センサレスモータ制御装置は、複数のステータ巻線の相
の中で、最も大きな角度誤差を検出できる相を選択し、
選択された前記相の相電流に基づいて、前記推定角度を
補正することにより、いかなるロータの角度において
も、常に高い精度で、角度を推定することが出来る、と
いう作用を有する。

【０１３９】本発明の請求項３５に記載の発明は、モー
タのロータの角度の情報を含むステータ巻線の電流の推
定信号を有する角度推定手段を有し、前記角度推定手段
は、測定された前記モータのステータ巻線の各相の電流
の中で、最も小さな電流の相を選択し、前記選択された
相の電流と、前記電流の推定信号と、の誤差が小さくな
るように、前記推定信号を補正する、ことを特徴とする
位置センサレスモータ制御装置である。

【０１４０】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、複数のステータ巻線の相の中で、最も大きな角度誤
差を検出できる相を選択し、選択された前記相の相電流
に基づいて、前記推定角度を補正することにより、いか
なるロータの角度においても、常に高い精度で、角度を
推定することが出来る、という作用を有する。又、請求
項３５の発明においては、全ての相について誤差を算出
する必要がなく、各相の誘起電圧を比較して、最も小さ
な誘起電圧の相を選択するという簡単な方法により、正
常な状態において誤差が最大になる相を選択し、当該選
択された相についてのみ、誤差を演算するため、演算時
間が少なくて済むという、作用を有する。

【０１４１】本発明の請求項３６に記載の発明は、前記
角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差が定
められた範囲を超える場合は、前記モータを減速又は停
止させる、ことを特徴とする、請求項３２に記載の位置
センサレスモータ制御装置である。

【０１４２】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、角度の推定誤差が一定の範囲を超えたことを検知す
ることが出来るという作用を有する。これにより、通常
のフィードバックループによっては角度推定制御がいつ
までも収束しないような場合には、モータを停止する等
の他の手段を取ることにより、制御から外れた状態（脱
調）から、脱出することが出来る。

【０１４３】本発明の請求項３７に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記角度誤差又は角度誤差と
対応関係を有する振幅誤差に、前記モータのロータの推
定角速度と対応関係を有するゲインを掛けた値である補
正量を用いて、前記第４の信号、又は前記第５の信号、
又は前記角度情報、の推定角度を補正する、ことを特徴
とする請求項３２に記載の位置センサレスモータ制御装
置である。

【０１４４】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、誤差信号に、前記角速度と対応関係を
有するゲインを掛けた値を用いて、推定モデルを補正す
ることにより、遅い角速度から速い角速度に至るまで、
適切な補正量を得ることが出来、広い速度範囲で高い角
度の推定を行うことが出来るという作用を有する。

【０１４５】本発明の請求項３８に記載の発明は、前記
角速度が速くなるに応じて、前記ゲインの絶対値は、大
きくなる場合があり、かつ、小さくなることがない、こ
とを特徴とする請求項３７に記載の位置センサレスモー
タ制御装置である。

【０１４６】本発明の位置センサレスモータ制御装置の
角度推定手段は、角速度が遅い場合には誤差信号に小さ
なゲインを掛けた補正量を用いて、又、角速度が速い場
合には誤差信号に大きなゲインを掛けた補正量を用い
て、推定モデルを補正する。これにより、遅い角速度か
ら速い角速度に至るまで、適切な補正量を得ることが出
来、広い速度範囲で高い角度の推定を行うことが出来る
という作用を有する。

【０１４７】本発明の請求項３９に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記補正量が、前記角速度と
対応関係を有する上限値又は下限値の少なくともいずれ
か１つを、超えないようにする、ことを特徴とする請求
項３２に記載の位置センサレスモータ制御装置である。

【０１４８】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するという作用を有する。例えば、単発的なノイズに
より誤った誤差信号が得られた場合にも、推定信号が大
幅に変化して、角度推定手段のプルインレンジ又はホー
ルドレンジを外れるという問題を防ぐことが出来る。

【０１４９】本発明の請求項４０に記載の発明は、前記
角速度が速くなるに応じて、前記上限値又は下限値の絶
対値は、大きくなる場合があり、かつ、小さくなること
がない、ことを特徴とする請求項３９に記載の位置セン
サレスモータ制御装置である。

【０１５０】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するが、補正量が過大であるか否かの判断レベルは、
モータの角速度に依存する。そこで、補正量の上限値又
は下限値を角速度に応じて変化させることにより、遅い
角速度から速い角速度に至るまで、適切な上限値又は下
限値を設定でき、広い速度範囲でノイズに強い角度の推
定を行うことが出来るという作用を有する。

【０１５１】本発明の請求項４１に記載の発明は、前記
角度推定手段は、さらに、前記推定角度と、前記ロータ
の推定角速度と、前記ステータ巻線の計測又は演算され
た電流と、の中の少なくとも１つをパラメータとする補
償量のテーブルを有し、かつ、前記パラメータに対応す
るテーブルの補償量を用いて、前記第４の信号、又は前
記第５の信号、又は前記角度情報、の推定角度を補償す
る、ことを特徴とする請求項３２に記載の位置センサレ
スモータ制御装置である。

【０１５２】本発明の角度推定手段は、上記のパラメー
タに対応する補償量のテーブルを有することにより、演
算のみにより角度を推定する装置よりも、精度の高い精
度で角度を推定することが出来るという作用を有する。

【０１５３】本発明の請求項４２に記載の発明は、前記
モータのステータ巻線の計測又は演算された電流が、正
弦波信号であるとして取り扱う、ことを特徴とする請求
項３１に記載の位置センサレスモータ制御装置である。

【０１５４】本発明の位置センサレスモータ制御装置に
おいては、ステータ巻線の電流が正弦波信号であるとし
て取り扱うため、角度を推定するための計算が簡略化さ
れるという作用を有する。そのため、小型で、安価なマ
イクロプロセッサにより、短い演算時間で、角度推定を
行うことが可能になるという作用を有する。又、ステー
タ巻線は大きなインダクタンス成分を有するため、ステ
ータ巻線の電流の波形は飽和しにくく、ステータ巻線の
相電圧の波形が飽和した時にも正弦波に近いため、ステ
ータ巻線の相電圧の波形が飽和した時にも、ステータ巻
線の電流の波形を正弦波近似したことによる角度誤差
は、小さいという作用を有する。

【０１５５】本発明の請求項４３に記載の発明は、モー
タのロータの推定角度を推定する角度推定手段を有し、
前記角度推定手段が、ステータ巻線の計測又は演算され
た相電圧と、同一の波形である第６の信号、又は前記第
６の信号から導出され得る第７の信号、又は前記第６の
信号若しくは前記第７の信号の角度情報を有する、こと
を特徴とする位置センサレスモータ制御装置である。

【０１５６】本発明の位置センサレスモータ制御装置に
おいては、ステータ巻線の計測又は演算された相電圧と
同一の波形の信号等を推定モデルにすることにより、演
算時間が少なく、安価で小型のマイクロプロセッサ等に
より角度推定を行うことが可能になるという作用を有す
る。

【０１５７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の位置センサレスモ
ータ制御装置の一実施の形態である具体的な実施例につ
いて添付の図面を参照して説明する。

【０１５８】《実施例１》以下、実施例１における位置
センサレスモータ制御装置を説明する。実施例１の位置
センサレスモータ制御装置は、ステータ巻線の各相の相
電圧方程式から誘起電圧値を求め、この誘起電圧値と誘
起電圧基準値との偏差を求め、この偏差が０に収斂する
ように推定角度θｍを補正する。そして、高分解能で高
精度な角度の推定を実現し、相電圧が飽和しても角度の
推定を実現し、かつ、誘起電圧定数などのモータ定数が
変化しても高精度な角度の推定を実現する。本明細書及
び請求項の記載において、「誤差」の語と、「偏差」の
語は、同じ意味で用いられる。

【０１５９】まず、実施例１の位置センサレスモータ制
御装置の構成を説明する。

【０１６０】［図１の説明］図１は、実施例１における
位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図
である。ＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎ
ｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏ
ｔｏｒ：埋込磁石型同期モータ）１０は、相電流が流れ
るステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗが巻回されたス
テータ（図示せず）と、このステータ（図示せず）に対
向し近接して配置されたロータ１２とが設けられてい
る。ここで、ステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗはＹ
結線（各ステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの片端が
１点で接続される結線）されている。このブラシレスモ
ータ１０は、ロータ１２の内部に永久磁石１３が配置さ
れ、相電流により生成される磁束とこの永久磁石１３に
よる磁束との相互作用によりロータ１２が回転する。

【０１６１】実施例１の位置センサレスモータの制御装
置は、アナログｕ相電流値ｉｕａを出力する電流センサ
２１ｕと、アナログｖ相電流値ｉｖａを出力する電流セ
ンサ２１ｖと、アナログｕ相電流値ｉｕａとアナログｖ
相電流値ｉｖａとアナログ速度指令値ω＊ａと回転方向
指令ωｄｉｒ＊とを入力しスイッチング指令信号ｇｕ
ｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌとサーボ
オン信号ｓｖ＊とを出力するマイコン（「マイクロ・コ
ンピュータ」又は「マイクロプロセッサ」の意味であ
る。）２２と、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、
ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌとサーボオン信号ｓｖ
＊とを入力しステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印
加する電圧を制御する駆動部３０とから構成される。

【０１６２】［図２の説明］図２は、実施例１における
駆動部３０の構成を示す回路図である。駆動部３０は、
電源３１と、コレクタが電源３１の正極に接続されエミ
ッタが相巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗにそれぞれ接続さ
れた上側ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂ
ｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート・バ
イポーラ・トランジスタ）３２ｕ、３２ｖ、３２ｗと、
上側ＩＧＢＴ３２ｕ、３２ｖ、３２ｗにそれぞれ逆並列
接続された上側フライホイールダイオード３３ｕ、３３
ｖ、３３ｗと、コレクタがステータ巻線１１ｕ、１１
ｖ、１１ｗにそれぞれ接続されエミッタが電源３１の負
極に接続された下側ＩＧＢＴ３４ｕ、３４ｖ、３４ｗ
と、下側ＩＧＢＴ３４ｕ、３４ｖ、３４ｗにそれぞれ逆
並列接続された下側フライホイールダイオード３５ｕ、
３５ｖ、３５ｗと、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕ
ｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌとサーボオン信号
ｓｖ＊とに基づきそれぞれ上側ＩＧＢＴ３２ｕ、３２
ｖ、３２ｗのゲート電圧と下側ＩＧＢＴ３４ｕ、３４
ｖ、３４ｗのゲート電圧とを制御するプリドライブ器３
６とから構成される。

【０１６３】マイコン２２は、ハード的に、ＣＰＵ、Ｒ
ＯＭ、ＲＡＭ、タイマ、ポート、およびこれらをつなぐ
バスなどから構成される。

【０１６４】マイコン２２は、機能的に、アナログ速度
指令値ω＊ａと推定速度ωｍとを入力しγ軸電流指令値
ｉγ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊とを出力する速度制御部
４０と、アナログｕ相電流値ｉｕａとアナログｖ相電流
値ｉｖａと回転方向指令ωｄｉｒ＊とγ軸電流指令値ｉ
γ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊と推定角度θｍとを入力し
ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとｕ相電圧指令値ｖｕ
＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とス
イッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、
ｇｗｈ、ｇｗｌとを出力する電流制御部５０と、γ軸電
流指令値ｉγ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊と推定角度θｍ
と推定速度ωｍとを入力し補償量αを作成する補償量作
成部６０と、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとｕ相電
圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令
値ｖｗ＊と補償量αとを入力し推定角度θｍと推定速度
ωｍと誘起電圧振幅推定値ｅｍとを出力する角度推定部
７０と、推定速度ωｍと誘起電圧振幅推定値ｅｍとを入
力しサーボオン信号ｓｖ＊を出力する脱調検出部９０と
から構成される。本明細書及び特許請求の範囲の記載に
おいて、「推定速度」の語と「推定角速度」の語とは、
いずれも、角速度の意味で用いている。

【０１６５】［図３の説明］図３は、実施例１における
速度制御部４０の構成を示すブロック図である。速度制
御部４０は、アナログ速度指令値ω＊ａを入力し速度指
令値ω＊を出力するＡＤＣ（アナログ・ディジタル・コ
ンバータ：Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒ
ｔｅｒ）４１と、速度指令値ω＊と推定速度ωｍとを入
力しトルク指令値Ｔ＊を出力するトルク指令値作成部４
２と、トルク指令値Ｔ＊を入力しγ軸電流指令値ｉγ＊
とδ軸電流指令値ｉδ＊とを出力する電流指令値作成部
４３とから構成される。

【０１６６】［図４の説明］図４は、実施例１における
電流制御部５０の構成を示すブロック図である。電流制
御部５０は、アナログｕ相電流値ｉｕａを入力し交換前
ｕ相電流値ｉｕ１を出力するＡＤＣ５１ｕと、アナログ
ｖ相電流値ｉｖａを入力し交換前ｖ相電流値ｉｖ１を出
力するＡＤＣ５１ｖと、交換前ｕ相電流値ｉｕ１と交換
前ｖ相電流値ｉｖ１と回転方向指令ωｄｉｒ＊とを入力
しｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとを出力する相電流
値交換部５２と、γ軸電流指令値ｉγ＊とδ軸電流指令
値ｉδ＊と推定角度θｍとを入力しｕ相電流指令値ｉｕ
＊とｖ相電流指令値ｉｖ＊とｗ相電流指令値ｉｗ＊とを
出力する相電流指令値作成部５３と、ｕ相電流値ｉｕと
ｖ相電流値ｉｖとｕ相電流指令値ｉｕ＊とｖ相電流指令
値ｉｖ＊とｗ相電流指令値ｉｗ＊とを入力しｕ相電圧指
令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖ
ｗ＊とを出力する相電圧指令値作成部５４と、ｕ相電圧
指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値
ｖｗ＊と回転方向指令ωｄｉｒ＊を入力し交換後ｕ相電
圧指令値ｖｕ＊１と交換後ｖ相電圧指令値ｖｖ＊１と交
換後ｗ相電圧指令値ｖｗ＊１とを出力する相電圧指令値
交換部５６と、交換後ｕ相電圧指令値ｖｕ＊１と交換後
ｖ相電圧指令値ｖｖ＊１と交換後ｗ相電圧指令値ｖｗ＊
１とを入力しスイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇ
ｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを出力するＰＷＭ制御器
５７とから構成される。

【０１６７】［図５の説明］図５は、実施例１における
角度推定部７０の構成を示すブロック図である。角度推
定部７０は、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖ
ｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とを入力しｕ相電圧値ｖｕ
とｖ相電圧値ｖｖとｗ相電圧値ｖｗとを出力する相電圧
値作成部７１と、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとｕ
相電圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電圧値ｖｗと推定
角度θｍと推定速度ωｍとを入力しｕ相誘起電圧値ｅｕ
とｖ相誘起電圧値ｅｖとｗ相誘起電圧値ｅｗとを出力す
る誘起電圧値演算部７２と、推定角度θｍと補償量αと
を入力し推定相指標ηを出力する推定相選択部７３と、
推定相指標ηとｕ相誘起電圧値ｅｕとｖ相誘起電圧値ｅ
ｖとｗ相誘起電圧値ｅｗとを入力し誘起電圧選択値ｅｓ
を出力する誘起電圧選択値選択部７４と、推定相指標η
と推定角度θｍと補償量αと誘起電圧振幅推定値ｅｍと
を入力し誘起電圧基準値ｅｓｍを出力する誘起電圧基準
値作成部７５と、誘起電圧選択値ｅｓと誘起電圧基準値
ｅｓｍとを入力し偏差εを出力する偏差作成部７６と、
推定速度ωｍを入力し比例ゲインκｐと積分ゲインκｉ
と比例リミットζｐと積分リミットζｉとを出力するゲ
インリミット作成部７７と、推定相指標ηと偏差εと比
例ゲインκｐと積分ゲインκｉと比例リミットζｐと積
分リミットζｉとを入力し推定角度θｍと推定速度ωｍ
とを出力する角度速度補正部７８と、ｕ相誘起電圧値ｅ
ｕとｖ相誘起電圧値ｅｖとｗ相誘起電圧値ｅｗとを入力
し誘起電圧振幅推定値ｅｍを出力する誘起電圧振幅推定
値補正部８０とから構成される。

【０１６８】誘起電圧振幅推定値補正部８０は、ｕ相誘
起電圧値ｅｕとｖ相誘起電圧値ｅｖとｗ相誘起電圧値ｅ
ｗとを入力し誘起電圧振幅演算値ｅｃを出力する誘起電
圧振幅演算値作成部８１と、誘起電圧振幅演算値ｅｃを
入力し誘起電圧振幅推定値ｅｍを出力する誘起電圧振幅
推定値変更部８２とから構成される。

【０１６９】［図６の説明］図６は、実施例１における
脱調検出部９０の構成を示すブロック図である。脱調検
出部９０は、推定速度ωｍを入力し誘起電圧振幅脱調判
断上限値ｅｏｕｔｈと誘起電圧振幅脱調判断下限値ｅｏ
ｕｔｌとを出力する誘起電圧脱調判断値作成部９１と、
誘起電圧振幅脱調判断上限値ｅｏｕｔｈと誘起電圧振幅
脱調判断下限値ｅｏｕｔｌと誘起電圧振幅推定値ｅｍと
を入力しサーボオン信号ｓｖ＊を出力する脱調判断部９
２とから構成される。

【０１７０】［図７の説明］次に、座標系を説明する。
図７は、実施例１における座標系の説明図である。図７
において、説明を簡単にするために、磁極数が２のＩＰ
ＭＳＭが示されている。ｄ軸とｑ軸は、実際のロータ１
２の角度θによる軸である。ｄ軸をロータ１２に配置さ
れた永久磁石１３による磁束と同じ向きとし、ｑ軸をｄ
軸に対して９０°進んだ向きとする。そして、ステータ
巻線１１ｕとｄ軸のなす角度を角度θとする。ここで、
図７において、反時計回りの向きを正転とする。正転の
向きに回転するとき角度θは進む。この正転の向きは、
ステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに流れる電流が、
ｕ相、ｖ相、ｗ相の順に変化する向きである。また、γ
軸とδ軸は推定角度θｍにより定められる軸である。ス
テータ巻線１１ｕから推定角度θｍだけ回転した軸をγ
軸とし、δ軸をγ軸に対して９０°進んだ向きとする。
さらに、角度θと推定角度θｍの差を角度誤差Δθ（＝
θ−θｍ）とする。

【０１７１】ここで、図７では、正の角度誤差Δθがあ
るときを示しているが、角度推定に誤差がなく角度誤差
Δθが０のとき、推定角度θｍと角度θとが一致し、ｄ
軸とγ軸とが一致し、ｑ軸とδ軸とが一致する。なお、
以下の説明では、角度θと推定角度θｍと角度誤差Δθ
とを電気角で表す。以下、特に明記しないとき、角度に
関する値は電気角で表わす。ここで、機械角はロータ１
２そのものの角度を表し、（電気角）＝（ｐ／２）・
（機械角）である。なお、ｐは磁極数である。

【０１７２】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
の外部にある速度指令値作成部（図示せず）は、アナロ
グ速度指令値ω＊ａを作成する。

【０１７３】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
の外部にある回転方向指令作成部（図示せず）は、回転
方向指令ωｄｉｒ＊を作成する。ＩＰＭＳＭ１０を正転
させるとき、回転方向指令ωｄｉｒ＊＝Ｆ（Ｆｏｒｗａ
ｒｄ）とする。また、ＩＰＭＳＭ１０を逆転させると
き、回転方向指令ωｄｉｒ＊＝Ｒ（Ｒｅｖｅｒｓｅ）と
する。

【０１７４】次に、本発明の実施例１の位置センサレス
モータ制御装置の動作を説明する。

【０１７５】電流センサ２１ｕ、２１ｖは、それぞれス
テータ巻線１１ｕ、１１ｖに流れる電流を検知し、アナ
ログｕ相電流値ｉｕａ、アナログｖ相電流値ｉｖａを作
成する。

【０１７６】［図２の説明］次に、駆動部３０の動作を
説明する。駆動部３０は、サーボオン信号ｓｖ＊がＨｉ
ｇｈ（「Ｈ」と言う。）のとき、ステータ巻線１１ｕ、
１１ｖ、１１ｗに印加する電圧を制御する。また、サー
ボオン信号ｓｖ＊がＬｏｗ（「Ｌ」と言う。）のとき、
通電を停止する。

【０１７７】電源３１は、駆動部３０に電力を供給す
る。

【０１７８】そして、サーボオン信号ｓｖ＊がＨのと
き、プリドライブ器３６は、スイッチング信号ｇｕｈが
Ｈのとき上側ＩＧＢＴ３２ｕが通電し、スイッチング信
号ｇｕｈがＬのとき上側ＩＧＢＴ３２ｕが非通電である
ように、上側ＩＧＢＴ３２ｕのゲート電圧を制御する。
一方、スイッチング信号ｇｕｌがＨのとき下側ＩＧＢＴ
３４ｕが通電し、スイッチング信号ｇｕｌがＬのとき下
側ＩＧＢＴ３４ｕが非通電であるように、下側ＩＧＢＴ
３４ｕのゲート電圧を制御する。また、ｖ相、およびｗ
相についても同様に、スイッチング信号ｇｖｈ、ｇｖ
ｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基づき上側ＩＧＢＴ３２ｖ、３２
ｗ、下側ＩＧＢＴ３４ｖ、３４ｗのゲート電圧を制御す
る。

【０１７９】一方、サーボオン信号ｓｖ＊がＬのとき、
プリドライブ器３６は、全てのＩＧＢＴが非通電である
ように、上側ＩＧＢＴ３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、および
下側ＩＧＢＴ３４ｕ、３４ｖ、３４ｗのゲート電圧を制
御する。

【０１８０】次に、マイコン２２の動作を説明する。

【０１８１】［図３の説明］まず、速度制御部４０の動
作を説明する。速度制御部４０は、ある設定された時間
ごとに起動され、ＡＤＣ４１、トルク指令値作成部４
２、電流指令値作成部４３の順に下記の動作をさせ、外
部から入力されるアナログ速度指令値ω＊ａとおりの速
度でロータ１２が回転するようにγ軸電流指令値ｉγ＊
とδ軸電流指令値ｉδ＊とを制御するものである。

【０１８２】ＡＤＣ４１は、アナログ値であるアナログ
速度指令値ω＊ａをディジタル値である速度指令値ω＊
にアナログ／ディジタル変換する。

【０１８３】トルク指令値作成部４２は、推定速度ωｍ
が速度指令値ω＊とおりになるように比例積分制御（Ｐ
Ｉ制御）を用いてトルク指令値Ｔ＊を制御する。下記式
（４）のように、速度指令値ω＊と推定速度ωｍとの差
を比例ゲインＫＰＷ、および積分ゲインＫＩＷで比例積
分制御した結果をトルク指令値Ｔ＊とする。

【０１８４】 Ｔ＊ ＝ ＫＰＷ・（ω＊−ωｍ）＋ＫＩＷ・Σ（ω＊−ωｍ） ・・・（４）

【０１８５】電流指令値作成部４３は、ＩＰＭＳＭ１０
の出力トルクがトルク指令値Ｔ＊になるように、γ軸電
流指令値ｉγ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊とを作成する。
下記式（５）のように、トルク指令値Ｔ＊をある設定さ
れた値ＫＴで除算した結果を電流指令値振幅ｉａとす
る。また、下記式（６）のように、電流指令値振幅ｉａ
に−ｓｉｎ（βＴ）を乗じた結果をγ軸電流指令値ｉγ
＊とする。一方、下記式（７）のように、電流指令値振
幅ｉａにｃｏｓ（βＴ）を乗じた結果をδ軸電流指令値
ｉδ＊とする。ここで、βＴは電流指令値振幅ｉａが与
えられたときに最大出力トルクまたは最大効率を実現す
る電流位相であり、０°から４５°の間のある設定され
た角度である。以後、この位相を電流指令位相βＴと呼
ぶ。

【０１８６】 ｉａ ＝ Ｔ＊／ＫＴ ・・・（５） ｉγ＊ ＝ −ｉａ・ｓｉｎ（βＴ） ・・・（６） ｉδ＊ ＝ ｉａ・ｃｏｓ（βＴ） ・・・（７）

【０１８７】［図４の説明］次に、電流制御部５０の動
作を説明する。電流制御部５０は、ある設定された時間
（電流制御周期）ごとに起動され、ＡＤＣ５１ｕ、５１
ｖ、相電流値交換部５２、相電流指令値作成部５３、相
電圧指令値作成部５４、相電圧指令値交換部５６、ＰＷ
Ｍ制御器５７の順に下記の動作をし、γ軸電流指令値ｉ
γ＊、およびδ軸電流指令値ｉδ＊とおりにステータ巻
線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに電流が流れるようにスイッ
チング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、
ｇｗｌを制御する。

【０１８８】ＡＤＣ５１ｕ、ＡＤＣ５１ｖは、それぞれ
アナログ値であるアナログｕ相電流値ｉｕａ、アナログ
ｖ相電流値ｉｖａをディジタル値である交換前ｕ相電流
値ｉｕ１、交換前ｖ相電流値ｉｖ１にアナログ／ディジ
タル変換する。

【０１８９】相電流値交換部５２は、正転指令時には、
交換前の相電流値をそのまま相電流値とする。一方、逆
転指令時には、交換前の相電流値を入れ替える。回転方
向指令ωｄｉｒ＊＝Ｆのとき、下記式（８）のように、
交換前ｕ相電流値ｉｕ１をｕ相電流値ｉｕとし、交換前
ｖ相電流値ｉｖ１をｖ相電流値ｉｖとする。また、回転
方向指令ωｄｉｒ＊＝Ｒのとき、下記式（９）のよう
に、交換前ｕ相電流値ｉｕ１、および交換前ｖ相電流値
ｉｖ１をそれぞれｖ相電流値ｉｖ、およびｕ相電流値ｉ
ｕとする。

【０１９０】 ｉｕ＝ｉｕ１、 ｉｖ＝ｉｖ１ （ωｄｉｒ＊＝Ｆのとき） ・・・（８） ｉｕ＝ｉｖ１、 ｉｖ＝ｉｕ１ （ωｄｉｒ＊＝Ｒのとき） ・・・（９）

【０１９１】相電流指令値作成部５３は、推定角度θｍ
による回転座標系であるγδ軸上のγ軸電流指令値ｉγ
＊とδ軸電流指令値ｉδ＊とを静止座標系に変換する。
そして、各相に流す電流の指令値であって正弦波状で互
いに電気角で１２０°ずれたｕ相電流指令値ｉｕ＊とｖ
相電流指令値ｉｖ＊とｗ相電流指令値ｉｗ＊とを作成す
る。具体的には、下記式（１０）（１１）（１２）のよ
うにする。

【０１９２】 ｉｕ＊ ＝ ｛√（２／３）｝・｛ｉγ＊・ｃｏｓθｍ−ｉδ＊・ｓｉｎθｍ｝ ・・・（１０） ｉｖ＊ ＝ ｛√（２／３）｝・｛ｉγ＊・ｃｏｓ（θｍ−１２０°） −ｉδ＊・ｓｉｎ（θｍ−１２０°）｝ ・・・（１１） ｉｗ＊ ＝ ｛√（２／３）｝・｛ｉγ＊・ｃｏｓ（θｍ＋１２０°） −ｉδ＊・ｓｉｎ（θｍ＋１２０°）｝ ・・・（１２）

【０１９３】相電圧指令値作成部５４は、まず、ｗ相電
流値を求める。下記式（１３）のように、ｕ相電流値ｉ
ｕとｖ相電流値ｉｖの和の符号を逆転したものをｗ相電
流値ｉｗとする。

【０１９４】 ｉｗ ＝ − （ｉｕ ＋ ｉｖ） ・・・（１３）

【０１９５】次に、ｕ相電流値ｉｕがｕ相電流指令値と
おりになるように比例積分制御（ＰＩ制御）を用いてｕ
相電圧指令値ｖｕ＊を制御する。下記式（１４）のよう
に、ｕ相電流指令値ｉｕ＊とｕ相電流値ｉｕとの差を比
例ゲインＫＰＫ、および積分ゲインＫＩＫで比例積分制
御をした結果をｕ相電圧指令値ｖｕ＊とする。ただし、
駆動部３０が電源３１の電圧よりも大きな電圧をステー
タ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印加することができな
いため、下記式（１５）のようなリミットを設ける。こ
こで、Ｅは電源３１の電圧値である。

【０１９６】また、ｖ相とｗ相とについても同様に、そ
れぞれ下記式（１６）（１７）（１８）（１９）のよう
に、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とを
作成する。

【０１９７】 ｖｕ＊ ＝ ＫＰＫ・（ｉｕ＊−ｉｕ）＋ＫＩＫ・Σ（ｉｕ＊−ｉｕ） ・・・（１４） −（Ｅ／２） ≦ ｖｕ＊ ≦ （Ｅ／２） ・・・（１５） ｖｖ＊ ＝ ＫＰＫ・（ｉｖ＊−ｉｖ）＋ＫＩＫ・Σ（ｉｖ＊−ｉｖ） ・・・（１６） −（Ｅ／２） ≦ ｖｖ＊ ≦ （Ｅ／２） ・・・（１７） ｖｗ＊ ＝ ＫＰＫ・（ｉｗ＊−ｉｗ）＋ＫＩＫ・Σ（ｉｗ＊−ｉｗ） ・・・（１８） −（Ｅ／２） ≦ ｖｗ＊ ≦ （Ｅ／２） ・・・（１９）

【０１９８】相電圧指令値交換部５６は、正転指令時に
は、各相の相電圧値をそのままとする。一方、逆転指令
時には、ｕ相とｖ相の電圧指令値を入れ替える。回転方
向指令ωｄｉｒ＊＝Ｆのとき、下記式（２０）のよう
に、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊を交換後ｕ相電流値ｖｕ＊１
とし、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊を交換後ｖ相電圧指令値ｖ
ｖ＊１とする。また、回転方向指令ωｄｉｒ＊＝Ｒのと
き、下記式（２１）のように、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、
およびｖ相電圧指令値ｖｖ＊をそれぞれ交換後ｖ相電圧
指令値ｖｖ＊１、および交換後ｕ相電圧指令値ｖｕ＊１
とする。

【０１９９】 ｖｕ＊１＝ｖｕ＊、 ｖｖ１＊＝ｖｖ＊ （ωｄｉｒ＊＝Ｆのとき） ・・・（２０） ｖｕ＊１＝ｖｖ＊、 ｖｖ１＊＝ｖｕ＊ （ωｄｉｒ＊＝Ｒのとき） ・・・（２１）

【０２００】ＰＷＭ制御器５７は、交換後ｕ相電圧指令
値ｖｕ＊１と交換後ｖ相電圧指令値ｖｖ＊１と交換後ｗ
相電圧指令値ｖｗ＊１とをパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕ
ｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）する。具
体的には、ある設定された周波数とＥ／２の振幅とを持
つ三角波を発生し、この三角波と交換後ｕ相電圧指令値
ｖｕ＊１とを比較し、交換後ｕ相電圧指令値ｖｕ＊１の
ほうが大きいとき、スイッチング信号ｇｕｈをＨ、ｇｕ
ｌをＬにする。一方、交換後ｕ相電圧指令値ｖｕ＊１の
ほうが小さいとき、スイッチング信号ｇｕｈをＬ、ｇｕ
ｌをＨにする。なお、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ
の状態が遷移するとき、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕ
ｌを双方ともＬにする短い時間を設ける（この短い時間
はデッド・タイムと呼ばれる）。また、ｖ相、およびｗ
相とについても同様に、それぞれ交換後ｖ相電圧指令値
ｖｖ＊１、および交換後ｗ相電圧指令値ｖｗ＊１に基づ
きスイッチング信号ｇｖｈ、ｇｖｌ、およびｇｗｈ、ｇ
ｗｌを作成する。

【０２０１】［図１の説明］次に、実施例１の特徴の１
つである補償量作成部６０の動作を説明する。補償量作
成部６０は、電流制御部５０の動作が終了するごとに動
作する。この補償量作成部６０は、角度推定部７０にお
いて角度推定θｍを補償する量を示す補償量αを作成す
る。角度推定部７０は、精度のよい推定角度θｍを作成
するが、多少誤差が含まれる。そこで、この誤差をあら
かじめ実験などで求めテーブル化する。具体的には、下
記式（２２）のように、推定角度を６０°で除算した剰
余（θｍ％６０）、推定速度ωｍ、γ軸電流指令値ｉγ
＊、およびδ軸電流指令値ｉδ＊に対する補償量αのテ
ーブルαｔａｂｌｅを用いる。ここで、推定角度θｍを
６０で除算した剰余（θｍ％６０）を使用するのは、周
期が電気角の６０°で変化する誤差が発生するからであ
る。

【０２０２】 α ＝ αｔａｂｌｅ（θｍ％６０°，ωｍ，ｉγ＊，ｉδ＊）・・・（２２）

【０２０３】［図５の説明］次に、実施例１の特徴の１
つである角度推定部７０の動作を説明する。

【０２０４】はじめに、角度推定部７０の動作の原理を
説明する。角度推定部７０は、推定角度θｍと誘起電圧
振幅推定値ｅｍとを補正することで角度推定を実現す
る。すなわち、角度推定部７０は、まず、誘起電圧の基
準値（誘起電圧基準値ｅｓｍ）を作成する。そして、こ
の誘起電圧基準値ｅｓｍの角度（位相）とステータ巻線
１１ｕ、１１ｖ、１１ｗにおける相電圧方程式から求め
た誘起電圧値（ｕ相誘起電圧値ｅｕ、ｖ相誘起電圧値ｅ
ｖ、ｗ相誘起電圧値ｅｗ）の位相とが一致するように、
推定角度θｍを補正する。また、誘起電圧基準値ｅｓｍ
の振幅（誘起電圧振幅推定値ｅｍ）と誘起電圧値（ｕ相
誘起電圧値ｅｕ、ｖ相誘起電圧値ｅｖ、ｗ相誘起電圧値
ｅｗ）の振幅とが一致するように、誘起電圧振幅推定値
ｅｍを補正する。

【０２０５】まず、誘起電圧値の位相と誘起電圧基準値
の位相とを一致させる方法を説明する。 ［図８の説明］図８は、実施例１におけるｕ相の誘起電
圧値と誘起電圧基準値と偏差とを示す波形図である。図
８において、誘起電圧値は、誘起電圧基準値より電気角
で２０°遅れている。また、誘起電圧値の振幅は、誘起
電圧基準値の振幅（誘起電圧振幅推定値ｅｍ）の９０％
である。

【０２０６】ｕ相の誘起電圧値（ｕ相誘起電圧値ｅｕ）
とｕ相の誘起電圧基準値（ｕ相誘起電圧基準値ｅｕｍ）
の位相が一致しないとき、これらの差である偏差（ｕ相
偏差εｕ）は０ではない。そのため、このｕ相偏差εｕ
が０に収斂するように、推定角度θｍを補正すること
で、位相を一致させる。

【０２０７】ここで、推定を行う相を推定角度θｍによ
って選択する。ｕ相、ｖ相、ｗ相はそれぞれ電気角で１
２０°ずれる。そのため、常に位相差の影響が偏差に一
番影響を及ぼす相を用いて角度推定することで、推定精
度を向上する。つまり、推定角度θｍが、電気角で０°
〜３０°、１５０°〜２１０°、および３３０°〜３６
０°では、ｕ相偏差εｕの大きさがほぼ最大となるた
め、ｕ相で推定を行う。推定角度θｍがこれ以外の範囲
のとき、ｖ相あるいはｗ相で推定を行う。

【０２０８】図８において、推定角度θｍ＝０°付近の
とき、ｕ相偏差εｕは正である。そのため、推定角度θ
ｍがこの区間にあるとき、偏差εが正であれば推定角度
θｍが進んでいると判断し、推定角度θｍを遅らすよう
に補正する。反対に、偏差εが負であれば推定角度θｍ
が遅れていると判断し、推定角度θｍを進めるように補
正する。

【０２０９】また、図８において、推定角度θｍ＝１８
０°付近のとき、ｕ相偏差εｕは負である。そのため、
推定角度θｍがこの区間にあるとき、偏差εが負であれ
ば推定角度θｍが進んでいると判断し、推定角度θｍを
遅らすように補正する。反対に、偏差εが正であれば推
定角度θｍが遅れていると判断し、推定角度θｍを進め
るように補正する。

【０２１０】次に、誘起電圧値の振幅と誘起電圧基準値
の振幅（誘起電圧振幅推定値ｅｍ）とを一致させる方法
を説明する。すべての相の誘起電圧値（ｕ相誘起電圧値
ｅｕ、ｖ相誘起電圧値ｅｖ、およびｗ相誘起電圧値ｅ
ｗ）を求め、振幅を演算し、それを誘起電圧振幅推定値
ｅｍとする。

【０２１１】以上のように動作させることにより、推定
角度θｍと誘起電圧振幅推定値ｅｍとを補正し、誘起電
圧値と誘起電圧基準値とを一致させることで、角度を推
定する。

【０２１２】さらに、実施例１において、偏差を用いて
推定角度θｍを補正するときのゲインとリミットとを推
定速度ωｍにより変化させることで、制御を安定化させ
る。また、実施例１において、補償量αだけ誘起電圧基
準値ｅｓｍの位相を変化させることにより、角度推定の
精度をさらに向上させる。

【０２１３】では、角度推定部７０の動作の詳細を説明
する。角度推定部７０は、ある設定された周期（角度推
定周期：ΔＴ）ごとに起動され、相電圧値作成部７１、
誘起電圧値演算部７２、推定相選択部７３、誘起電圧選
択値選択部７４、誘起電圧基準値作成部７５、偏差作成
部７６、ゲインリミット作成部７７、角度速度補正部７
８、誘起電圧振幅演算値作成部８１、誘起電圧振幅推定
値変更部８２の順に下記の動作をさせ、推定角度θｍと
推定速度ωｍとを作成する。また、電流制御部５０、補
償量作成部６０、角度推定部７０の順に動作させ、角度
推定周期ΔＴと電流制御周期とを同一とする。

【０２１４】角度推定周期ΔＴは、モータの構造に依存
せず、マイコンの処理能力に依存する。本実施例におい
ては、角度推定周期ΔＴは６７μ秒である。モータのロ
ータの磁極数が４極である本実施例の角度推定周期ΔＴ
を電気角Δθで表すと、モータ回転数１８００ｒｐｍ
（角速度６０π／秒）において、下記の式より、Δθは
１．４５度になる。 Δθ＝３６０度×（４極／２）×６７μｓ×（１８００
ｒｐｍ／６０ｓ）＝１．４５度 上記のようにΔＴは非常に小さな値であり、リアルタイ
ムに近い角度推定が行われている。従って、従来例のよ
うに、離散サンプリング（電気角６０度ごとに角度推定
を行っている。）に基づく応答の遅延（サンプリング周
期の半分の期間の遅延が発生する。）が起きない。この
リアルタイムに近い応答性は、モータの急加速又は急減
速等において、従来例よりも高い追随性を実現する。こ
のように、非常に短い角度推定周期により角度を推定で
きることは、他の全ての実施例において、同様である。

【０２１５】相電圧値作成部７１は、下記式（２３）
（２４）（２５）のように、相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊を相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗとする。

【０２１６】 ｖｕ ＝ ｖｕ＊ ・・・（２３） ｖｖ ＝ ｖｖ＊ ・・・（２４） ｖｗ ＝ ｖｗ＊ ・・・（２５）

【０２１７】誘起電圧値演算部７２は、各相の誘起電圧
値（ｕ相誘起電圧値ｅｕ、ｖ相誘起電圧値ｅｖ、ｗ相誘
起電圧値ｅｗ）を作成する。各相の相電圧方程式を誘起
電圧値について解く。具体的には、下記式（２６）（２
７）（２８）のようにする。ここで、ｄ／ｄｔは時間微
分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／
ｄｔには推定速度ωｍを電気角速度に変換したものを用
いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ
（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、
ｗ相電流値ｉｗは式（１３）のように、ｕ相電流値ｉｕ
とｖ相電流値ｉｖとの和の符号を変えたものとする。こ
こで、Ｒはステータ巻線一相あたりの抵抗、ｌａはステ
ータ巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａはステ
ータ巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、お
よびＬａｓはステータ巻線一相あたりの有効インダクタ
ンスの振幅である。

【０２１８】 ｅｕ ＝ ｖｕ − Ｒ・ｉｕ − （ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ＋ ０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ ＋ ０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ・・・（２６） ｅｖ ＝ ｖｖ − Ｒ・ｉｖ − （ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ＋ ０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ＋ ０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ ・・・（２７） ｅｗ ＝ ｖｗ − Ｒ・ｉｗ − （ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ?１２０°）｝／ｄｔ ＋ ０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ ＋ ０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ − Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ ・・・（２８）

【０２１９】推定相選択部７３は、偏差の大きさが最も
大きい相を推定に使用する相（推定相）にする。なお、
補償量αも考慮する。下記式（２９）のように、（推定
角度θｍ＋補償量α）が０°以上３０°未満のとき、推
定相指標ηを０にする。（推定角度θｍ＋補償量α）が
３０°以上９０°未満のとき、推定相指標ηを１にす
る。……。（推定角度θｍ＋補償量α）が２７０°以上
３３０°未満のとき、推定相指標ηを５にする。そし
て、（推定角度θｍ＋補償量α）が３３０°以上３６０
°未満のとき、推定相指標ηを０にする。ここで、推定
相指標η＝０、３のとき推定相はｕ相であり、推定相指
標η＝１、４のとき推定相はｗ相であり、推定相指標η
＝２、５のとき推定相はｖ相である。

【０２２０】 η＝０ 推定相＝ｕ相 （ ０°≦θｍ＋α＜ ３０°のとき） η＝１ 推定相＝ｗ相 （ ３０°≦θｍ＋α＜ ９０°のとき） η＝２ 推定相＝ｖ相 （ ９０°≦θｍ＋α＜１５０°のとき） η＝３ 推定相＝ｕ相 （１５０°≦θｍ＋α＜２１０°のとき） η＝４ 推定相＝ｗ相 （２１０°≦θｍ＋α＜２７０°のとき） η＝５ 推定相＝ｖ相 （２７０°≦θｍ＋α＜３３０°のとき） η＝０ 推定相＝ｕ相 （３３０°≦θｍ＋α＜３６０°のとき） ・・・（２９）

【０２２１】誘起電圧選択値選択部７４は、推定相の誘
起電圧値を誘起電圧選択値ｅｓにする。下記式（３０）
のように、推定相指標η＝０、および３のとき、ｕ相誘
起電圧値ｅｕを誘起電圧選択値ｅｓにする。また、推定
相指標η＝２、および５のとき、ｖ相誘起電圧値ｅｖを
誘起電圧選択値ｅｓにする。さらに、推定相指標η＝
１、および４のとき、ｗ相誘起電圧値ｅｗを誘起電圧選
択値ｅｓにする。

【０２２２】 ｅｓ ＝ ｅｕ （η＝０、３のとき） ｅｓ ＝ ｅｖ （η＝２、５のとき） ｅｓ ＝ ｅｗ （η＝１、４のとき） ・・・（３０）

【０２２３】誘起電圧基準値値作成部７５は、推定相の
誘起電圧値の基準値である誘起電圧基準値ｅｓｍを作成
する。下記式（３１）のように、推定相η＝０、３のと
き、ｕ相の誘起電圧基準値（ｕ相誘起電圧基準値ｅｕ
ｍ）を誘起電圧基準値ｅｓｍにする。また、推定相η＝
２、５のとき、ｖ相の誘起電圧基準値（ｖ相誘起電圧基
準値ｅｖｍ）を誘起電圧基準値ｅｓｍにする。推定相η
＝１、４のとき、ｗ相の誘起電圧基準値（ｗ相誘起電圧
基準値ｅｗｍ）を誘起電圧基準値ｅｓｍにする。ロータ
の永久磁石に正弦波着磁がなされているとして、各相の
誘起電圧基準値ｅｓｍは、正弦波とする。

【０２２４】 ｅｓｍ ＝ ｅｕｍ （η＝０、３のとき） ｅｓｍ ＝ ｅｖｍ （η＝２、５のとき） ｅｓｍ ＝ ｅｗｍ （η＝１、４のとき） ｅｕｍ ＝ −ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋α） ｅｖｍ ＝ −ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋α−１２０°） ｅｗｍ ＝ −ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋α−２４０°） ・・・（３１）

【０２２５】偏差作成部７６は、誘起電圧選択値ｅｓと
誘起電圧基準値ｅｓｍとの偏差εを作成する。下記式
（３２）のように、誘起電圧選択値ｅｓから誘起電圧基
準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。

【０２２６】 ε ＝ ｅｓ − ｅｓｍ ・・・（３２）

【０２２７】［図９の説明］ゲインリミット作成部７７
は、推定速度ωｍが大きくなると大きくなる比例ゲイン
κｐと積分ゲインκｉと比例リミットζｐと積分リミッ
トζｉとを作成する。図９（ａ）のように、推定速度ω
ｍがある設定された値ω１より小さいとき比例ゲインκ
ｐをある設定された値κｐ１にする。また、推定速度ω
ｍがある設定された値ω２より大きいとき比例ゲインκ
ｐをある設定された値κｐ２にする。さらに、推定速度
ωがω１からω２の範囲にあるときは、（ω１，κｐ
１）と（ω２，κｐ２）とで補間した値を比例ゲインκ
ｐにする。また、同様に、図９（ｂ）（ｃ）（ｄ）のよ
うに、積分ゲインκｉ、比例リミットζｐ、および積分
リミットζｉを作成する。

【０２２８】角度速度補正部７８は、偏差εを０に収斂
させるように推定角度θｍを補正する。また、推定速度
ωｍを作成する。まず、補正する向きを示す補正符号σ
を作成する。下記式（３３）のように、推定相指標η＝
０、２、４のとき、補正符号σを−１にする。また、推
定相指標η＝１、３、５のとき、補正符号σを１にす
る。

【０２２９】 σ ＝ −１ （η＝０、２、４） σ ＝ ＋１ （η＝１、３、５） ・・・（３３）

【０２３０】次に、角度推定周期毎に推定角度θｍをど
れだけ進めるかを示す進み量θｍｐを作成する。下記式
（３４）のように、偏差εに補正符号σを乗じ比例ゲイ
ンｋｐ乗じ、その乗算結果の絶対値が比例リミットζｐ
を越えないように制限した値を進み量比例項θｍｐｐと
する。また、下記式（３５）のように、偏差εに補正符
号σを乗じ積分ゲインｋｉ乗じ、その乗算結果の絶対値
が積分リミットζｐを越えないように制限した値を進み
量積分項θｍｐｉとする。そして、進み量積分項θｍｐ
ｉを積分した結果と進み量比例項θｍｐｐとの加算結果
を進み量θｍｐとする。

【０２３１】 θｍｐｐ ＝ κｐ・σ・ε、−ζｐ ≦ θｍｐｐ ≦ ζｐ・・・（３４） θｍｐｉ ＝ κｉ・σ・ε、−ζｉ ≦ θｍｐｉ ≦ ζｉ・・・（３５） θｍｐ ＝ θｍｐｐ ＋ Σθｍｐｉ ・・・（３６）

【０２３２】次に、推定角度θｍを進み量θｍｐだけ進
める。下記式（３７）のように、進み量θｍｐを積分し
たものを推定角度θｍとする。

【０２３３】 θｍ ＝ Σθｍｐ ・・・（３７）

【０２３４】そして、進み量θｍｐに１次ディジタルロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）を作用したものを推定速度ω
ｍとする。具体的には、下記式（３８）のようにする。
ここで、ωｍ（ｎ）は今回の推定速度であり、ωｍ（ｎ
−１）は前回の推定速度である。また、ＫＴＰＷは進み
量を速度の単位に変化する係数である。さらに、ＫＬＷ
はローパスフィルタの係数であり、０から１までの値を
とり、小さくなるほどローパスフィルタの効果が大きく
なる。

【０２３５】ωｍ（ｎ） ＝ ＫＬＷ・（ＫＴＰＷ・θｍｐ） ＋ （１−ＫＬＷ）・ωｍ（ｎ−１） ・・・（３８）

【０２３６】誘起電圧振幅演算値作成部８１は、各相の
誘起電圧値の絶対値を加算した結果に基づき誘起電圧演
算値ｅｃを作成する。下記式（３９）のように、ｕ相誘
起電圧値ｅｕの絶対値とｖ相誘起電圧値ｅｖの絶対値と
ｗ相誘起電圧値ｅｗの絶対値との加算結果にある設定さ
れた係数ＫＥＣを乗じたものを誘起電圧演算値ｅｃとす
る。ここで、係数ＫＥＣは下記式（４０）のように与え
られ、各相が正弦波であるとして、各相の絶対値の和を
振幅に変換するために乗算される。なお、θｍ％６０は
推定角度θｍを６０で除算したときの剰余である。

【０２３７】 ｅｃ ＝ ＫＥＣ・（｜ｅｕ｜＋｜ｅｖ｜＋｜ｅｗ｜） ・・・（３９） ＫＥＣ ＝ ０．５／ｓｉｎ｛（θｍ％６０）＋６０°｝ ・・・（４０）

【０２３８】誘起電圧振幅推定値変更部８２は、誘起電
圧振幅演算値ｅｃに１次ディジタルローパスフィルタ
（ＬＰＦ）を作用したものを誘起電圧振幅推定値ｅｍと
する。具体的には、下記式（４１）のようにする。ここ
で、ｅｍ（ｎ）は今回の誘起電圧振幅推定値であり、ｅ
ｍ（ｎ−１）は前回の誘起電圧振幅推定値である。ま
た、ＫＬＥＭはローパスフィルタの係数であり、０から
１までの値をとり、小さくなるほどローパスフィルタの
効果が大きくなる。なお、ローパスフィルタは、誘起電
圧振幅演算値ｅｃと前回の誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ
−１）との誤差（振幅誤差）を求め、これに係数ＫＬＥ
Ｍを乗じた結果を前回の誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ−
１）に加えたものを今回の誘起電圧振幅推定値ｅｍ
（ｎ）とする。このように、ローパスフィルタを用いる
ことで、振幅誤差を算出し、この振幅誤差が小さくなる
ように、誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ）を補正する。

【０２３９】 ｅｍ（ｎ） ＝ ＫＬＥＭ・ｅｃ ＋ （１−ＫＬＥＭ）・ｅｍ（ｎ−１） ・・・（４１）

【０２４０】［図６の説明］次に、実施例１の特徴の１
つである脱調検出部９０の動作を説明する。まず、脱調
検出部９０の動作の原理を説明する。ＩＰＭＳＭ１０
は、永久磁石１３が配置されるため、ロータ１２が回転
すると誘起電圧が発生する。この誘起電圧の振幅は、ロ
ータ１２が回転する速度に比例して大きくなる。ここ
で、角度推定部７０は、この誘起電圧の振幅を誘起電圧
振幅推定値ｅｍとして推定している。例えば、ユーザー
がパラメータを設定するとき、角度推定部７０で使用す
るインダクタンスとして誤った値を入力し、まれに脱調
することがある。そして、脱調が発生したとき、角度推
定部７０が推定する誘起電圧振幅推定値ｅｍと推定速度
ωｍとの間に矛盾が生じる。

【０２４１】脱調検出部９０は、この矛盾を検出し、サ
ーボオン信号ｓｖ＊をＬにして、駆動部３０における通
電を禁止する。また、実施例１の位置センサレスモータ
制御装置の外部にもサーボオン信号ｓｖ＊を出力し、上
位ＣＰＵやユーザーに知らせる。そして、上位ＣＰＵが
再起動などの処理をしたり、ユーザーがパラメータを変
更するなどをし、脱調からの復旧を図る。

【０２４２】［図１０の説明］では、脱調検出部９０の
動作の詳細を説明する。誘起電圧振幅脱調判断値作成部
９１は、ロータ１２が推定速度ωｍで回転するときに発
生すると予測される誘起電圧にある幅を持たせた範囲の
上限値と下限値とを作成する。図１０は、実施例１にお
ける推定速度ωｍに対する誘起電圧振幅上限値ｅｏｕｔ
ｈと誘起電圧振幅下限値ｅｏｕｔｌの関係図である。図
１０のように、誘起電圧振幅脱調判断上限値ｅｏｕｔｈ
を、切片がＥＯＵＴＨ０であり傾きがＥＯＵＴＨ１であ
る推定角度ωｍに関する１次関数とする。また、誘起電
圧振幅脱調判断下限値ｅｏｕｔｌを、ωｍ軸との交点が
ＥＯＵＴＬ０であり傾きがＥＯＵＴＬ１である推定角度
ωｍに関する１次関数とする。

【０２４３】脱調判断部９２は、誘起電圧振幅推定値ｅ
ｍが誘起電圧振幅脱調判断上限値ｅｏｕｔｈと誘起電圧
振幅脱調判断下限値ｅｏｕｔｌとで表される範囲外のと
き、脱調と判断する。下記式（４２）のように、誘起電
圧振幅推定値ｅｍが、誘起電圧振幅脱調判断下限値ｅｏ
ｕｔｌよりも小さいとき、脱調と判断し、サーボオン信
号ｓｖ＊をＬにする。また、誘起電圧振幅推定値ｅｍ
が、誘起電圧振幅脱調判断上限値ｅｏｕｔｈよりも大き
いとき、脱調と判断し、サーボオン信号ｓｖ＊をＬにす
る。これら以外のとき、脱調していないと判断し、サー
ボオン信号ｓｖ＊をＨにする。

【０２４４】 ｓｖ＊ ＝ Ｌ （ｅｍ ＜ ｅｏｕｔｌ） ｓｖ＊ ＝ Ｈ （ｅｏｕｔｌ ≦ ｅｍ ≦ ｅｏｕｔｈ） ｓｖ＊ ＝ Ｌ （ｅｍ ＞ ｅｏｕｔｈ） ・・・（４２）

【０２４５】以上のように動作させることにより、実施
例１の位置センサレスモータ制御装置は、高分解能で高
精度に角度を推定することができる。また、実施例１の
位置センサレスモータ制御装置は、相電圧が飽和しても
角度を推定することができる。さらに、実施例１の位置
センサレスモータ制御装置は、誘起電圧定数が変化して
も高精度に角度を推定することができる。

【０２４６】他の実施例においては、脱調検出部９０
は、偏差εが定められた値より大きい場合に、脱調と判
断し、サーボオン信号ｓｖ＊をＬにする。また、偏差ε
が定められた値より小さい場合に、脱調していないと判
断し、サーボオン信号ｓｖ＊をＨにする。この実施例に
おいては、単発的なノイズにより脱調検出部９０が誤動
作することを防止するため、偏差εが定められた値より
大きい状態が、定められた時間以上連続する場合、又は
定められた回数以上連続する場合、脱調と判断し、サー
ボオン信号ｓｖ＊をＬにすることが、より好ましい。

【０２４７】以下、実施例１の位置センサレスモータ制
御装置の効果を説明する。

【０２４８】従来例１の位置センサレスモータ制御装置
は、３相の誘起電圧値を作成し、これらの誘起電圧値に
基づき比較結果を作成し、この比較結果の論理に基づき
矩形波駆動をしていた。そのため、通電相の切り替わり
時に、電流が歪み、トルクリップルが発生していた。

【０２４９】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧基準値を作成し、誘起電圧値との差である
偏差εを用いて推定角度θｍを補正する。そして、補正
された推定角度θｍに基づき正弦波状の相電流指令値ｉ
ｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成し制御することで、正弦波
状の相電流を流す。

【０２５０】このように、実施例１の位置センサレスモ
ータ制御装置は、誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差
εを用いて推定角度θｍを作成し、正弦波状の相電流を
流すことで、トルクリップルが低減された位置センサレ
スモータ制御装置を実現する。

【０２５１】従来例１の位置センサレスモータ制御装置
は、各相の誘起電圧値を演算し、それらの０クロスにお
いて、角度を特定する。すると、角度を検知できるの
は、電気角１回転当たり６回であり、分解能は電気角で
６０°である。そのため、この角度を補間し使用する
と、速度が急変したときに応答できない。また、この角
度に基づき速度を作成し速度制御すると、速度制御の応
答性が低い。

【０２５２】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧基準値を作成し、誘起電圧値との差である
偏差εを用いて推定角度θｍを補正する。この推定角度
θｍの補正は、角度推定周期ΔＴごとに行われるため、
求められた推定角度θｍは分解能が高く精度が高い。ま
た、この推定角度θｍに基づき作成された推定速度ωｍ
も精度が高い。

【０２５３】このように、実施例１は、角度推定周期Δ
Ｔごとに偏差εを求め推定角度θｍを補正することで、
常に高分解能で高精度な推定角度θｍを作成する位置セ
ンサレスモータ制御装置を実現する。

【０２５４】推定相をある特定の１相に固定したときを
考えると、ある特定の角度付近において角度を推定でき
るのみである。例えば、推定相がｕ相のとき、角度θが
０°と１８０°付近でのみ角度の推定を実現する。その
ため、他の角度では角度を推定できないため、推定角度
θｍの精度が悪くなる。

【０２５５】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、推定角度θｍにより、推定に用いる相（推定相）を
切り替える。ここで、この推定相の誘起電圧基準値ｅｓ
ｍを作成し、この推定相の誘起電圧値である誘起電圧選
択値ｅｓを作成する。そして、誘起電圧基準値ｅｓｍと
誘起電圧選択値ｅｓとの差である偏差εを用いて推定角
度θｍを補正する。こうすることで、常に、推定角度θ
ｍの推定誤差の影響が最も現れる相の偏差εを用いて推
定角度θｍを補正する。

【０２５６】このように、実施例１は、推定角度θｍに
より、推定に用いる相を切り替えることで、常に高精度
な推定角度θｍの推定を行う位置センサレスモータ制御
装置を実現する。

【０２５７】従来例２の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線に流れる相電流とステータ巻線間に印
加される電圧とが正弦波状であることを前提とし、ｄ軸
とｑ軸とで表される回転座標系で制御を行う。したがっ
て、ロータの速度や出力トルクが増大し必要な相電圧が
大きくなると、相電圧が飽和するため、正しく角度を推
定できず、高い角速度や大きな出力トルクを実現できな
かった。

【０２５８】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線の各相の相電圧方程式に基づき、誘起
電圧基準値ｅｓｍを作成し、誘起電圧値との差である偏
差εを用いて推定角度θｍを補正する。ステータ巻線の
相電圧方程式は、相電流と相電圧とが正弦波状でなくて
も成り立つため、相電圧が飽和しても推定角度θｍを推
定する。

【０２５９】このように、実施例１は、ステータ巻線の
各相の相電圧方程式に基づき推定角度θｍを補正するこ
とで、相電圧が飽和しても推定角度θｍを作成し高速や
大きな出力トルクでモータを駆動する位置センサレスモ
ータ制御装置を実現する。

【０２６０】従来例２の位置センサレスモータ制御装置
は、モータ定数である抵抗値、ｄ軸インダクタンス、ｑ
軸インダクタンス、および誘起電圧定数を電圧方程式に
あてはめ角度の推定を行う。したがって、モータが駆動
されモータの温度が変化すると、永久磁石の磁束量が変
化し、誘起電圧定数が変化するため、正しく角度を推定
できなかった。

【０２６１】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、各相の誘起電圧値から誘起電圧振幅推定値ｅｍを補
正し、この誘起電圧振幅推定値ｅｍを用いて誘起電圧基
準値ｅｓｍを作成し、角度誤差Δθに応じ変化する偏差
εを求め推定角度θを作成する。ここで、速度と誘起電
圧定数とから誘起電圧値を求めずに、各相の相電圧か
ら、誘起電圧以外の成分を差し引くことにより誘起電圧
振幅推定値ｅｍを求めるため、誘起電圧定数の変化の影
響を受けない。

【０２６２】このように、実施例１は、誘起電圧振幅推
定値ｅｍを補正することで、誘電圧定数が変化しても高
精度な推定角度θｍを作成する位置センサレスモータ制
御装置を実現する。

【０２６３】脱調を検出しないときを考えると、脱調時
には、位置センサレスモータ制御装置に速度指令を与え
ても、この速度指令とおりにロータ１２が回転しない。

【０２６４】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、ロータ１２が推定速度ωｍで回転するときに発生す
ると予測される誘起電圧の振幅にある幅を持たせた範囲
の上限値ｅｏｕｔｈと下限値ｅｏｕｔｌとを作成する。
そして、誘起電圧推定値ｅｍがこの上限値ｅｏｕｔｈと
下限値ｅｏｕｔｌの範囲外のとき、脱調と判断し、サー
ボオン信号ｓｖ＊をＬにする。すると、駆動部３０にお
ける通電が禁止される。また、実施例１の位置センサレ
スモータ制御装置の外部にもサーボオン信号ｓｖ＊を出
力し、上位ＣＰＵによる再起動やユーザーによるパラメ
ータの再設定を求めるなどをする。

【０２６５】このように、実施例１は、推定速度ωｍと
誘起電圧振幅推定値ｅｍとの矛盾を検知することで、脱
調を検知する位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。

【０２６６】角度推定のゲインが一定であるときを考え
ると、ロータの回転する速度により実効的なゲインが変
化する。偏差εの大きさが同一であれば、進み量θｐを
変化させる量は同一である。ここで、高速時と比較し
て、低速時において、角度推定周期ΔＴごとに進む角度
（進み量θｐ）が小さい。そのため、低速時において、
進み量θｐに対して進み量θｐを変化させる割合が大き
くなる。すると、低速時において最適なゲインに設定す
ると、高速時でのゲインは小さなものとなり、高速時に
おいて最適なゲインに設定すると、低速時でのゲインは
大きなものとなる。したがって、低速から高速まで最適
なゲインとならず、角度推定が不安定となることがあ
る。

【０２６７】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、推定速度ωｍが大きくなると比例ゲインκｐと積分
ゲインκｉとを大きくする。そして、低速から高速まで
最適なゲインを保つ。

【０２６８】このように、実施例１は、速度により角度
推定のゲインを変化させることで、低速から高速まで安
定に角度推定する位置センサレスモータ制御装置を実現
する。

【０２６９】また、角度推定のリミットに関しても同様
である。実施例１は、速度により角度推定のリミットを
変化させることで、低速から高速まで安定に角度推定す
る位置センサレスモータ制御装置を実現する。

【０２７０】補償量αを使用しないときを考える。補償
量αを使用しないときの角度推定部７０は、精度のよい
推定角度θｍを作成するが、多少誤差が含まれる。

【０２７１】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、この誤差をあらかじめ実験などで求めテーブル化
し、角度推定θｍを補償する量を示す補償量αを作成す
る。そして、この補償量αを推定角度θｍに加算した角
度に基づき誘起電圧基準値ｅｓｍを作成することで角度
推定の誤差を補償する。

【０２７２】このように、実施例１は、補償量αにより
角度推定の誤差を補償し、さらに精度のよく角度を推定
する位置センサレスモータ制御装置を実現する。

【０２７３】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、逆転指令時のとき、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉ
ｖとを交換し、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値
ｖｖ＊とを交換する。こうすることで、ｕ相のステータ
巻線１１ｕとｖ相のステータ巻線１１ｖとの接続を変更
したことと同様の作用があるため、簡単なソフトの変更
のみで逆転を実現する。

【０２７４】このように、実施例１は、逆転指令時に相
電流値同士を交換し相電圧指令値同士を交換すること
で、簡単なソフトの変更のみで容易にロータを逆転させ
る位置センサレスモータ制御装置を実現する。

【０２７５】《実施例２》次に、本発明の実施例２にお
ける位置センサレスモータ制御装置を説明する。実施例
１の位置センサレスモータ制御装置は、電流制御部５０
で作成される相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から
相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを作成した。実施例２の位置
センサレスモータ制御装置は、電圧センサを付加し相電
圧を直接検知するものである。そして、高分解能で高精
度な角度の推定を実現し、相電圧が飽和しても角度の推
定を実現し、かつ、誘起電圧定数が変化しても高精度な
角度の推定を実現する。

【０２７６】まず、実施例２の位置センサレスモータ制
御装置の構成を説明する。図１１は、実施例２における
位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図
である。また、図１２は、実施例２における角度推定部
の構成を示すブロック図である。 ［図１１の説明］実施例２の位置センサレスモータ制御
装置は、実施例１の位置センサモータ制御装置と比較し
て、ステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの端子電圧を
それぞれ検知しアナログｕ相電圧値ｖｕａ、アナログｖ
相電圧値ｖｖａ、アナログｗ相電圧値ｖｗａを出力する
電圧センサ２２３ｕ、２２３ｖ、２２３ｗが付加され
る。また、マイコン２２２の構成が実施例１と異なる。
また、このマイコン２２２の中の電流制御部２５０と角
度推定部２７０とが実施例１と異なる。また、この角度
推定部２７０の中の相電圧値作成部２７１が実施例１と
異なる。入出力に関して実施例１と異なることは、電流
制御部２５０が相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を
出力しないことと、角度推定部２７０が相電圧指令値ｖ
ｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の代わりにアナログ相電圧値ｖｕ
ａ、ｖｖａ、ｖｗａを入力することである。

【０２７７】その他の構成は、実施例１と同様であり、
同一の符号を付け説明を省略する。

【０２７８】次に、実施例２の位置センサレスモータ制
御装置の動作を説明する。

【０２７９】電圧センサ２２３ｕ、２２３ｖ、２２３ｗ
は、それぞれステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印
加される電圧を検知し、アナログｕ相電圧値ｖｕａ、ア
ナログｖ相電圧値ｖｖａ、アナログｗ相電圧値ｖｗａを
作成する。これらのアナログ相電圧値には、適当なロー
パスフィルタが作用される。

【０２８０】［図１２の説明］相電圧値作成部２７１
は、アナログ・ディジタル・コンバータから構成され、
それぞれアナログ値であるアナログｕ相電圧値ｖｕａ、
アナログｖ相電圧値ｖｖａ、アナログｗ相電圧値ｖｗａ
をデジタル値であるｕ相電圧値ｖｕ、ｖ相電圧値ｖｖ、
ｗ相電流値ｖｗにアナログ／ディジタル変換する。

【０２８１】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から相電圧値
ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを作成した。実施例２の位置センサレ
スモータ制御装置のように、電圧センサを付加し相電圧
を直接検知しても、実施例１と同様の作用を得られるた
め、実施例１と同様の効果を得る。

【０２８２】また、実施例２は、電圧センサ２２３ｕ、
２２３ｖ、２２３ｗを付加しステータ巻線１１ｕ、１１
ｖ、１１ｗの電圧を直接検知するすることで、相電圧値
ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの精度を上げ、推定角度θｍの推定精
度がさらに高い位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。

【０２８３】《実施例３》 ［図１３の説明］次に、本発明の実施例３における位置
センサレスモータ制御装置について説明する。実施例１
の位置センサレスモータ制御装置は、３相の相電流指令
値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成し、この相電流指令値
ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊とおりにステータ巻線１１ｕ、
１１ｖ、１１ｗに電流が流れるように電流制御した。実
施例３の位置センサレスモータ制御装置は、相電流を推
定角度θｍによる回転座標系であるγδ軸上のγ軸電流
値ｉγ、δ軸電流値ｉδに変換し、これらがそれぞれγ
軸電流指令値ｉγ＊、δ軸電流指令値ｉδ＊とおりにな
るように電流制御する。そして、ステータ巻線に流れる
電流とステータ巻線に印加される電圧とに基づき、高分
解能で高精度な角度の推定を実現し、かつ、相電圧が飽
和しても角度の推定を実現する。

【０２８４】まず、実施例３の位置センサレスモータ制
御装置の構成を説明する。図１３は、実施例３の位置セ
ンサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図であ
る。マイコン３２２のみが実施例１と異なる。また、こ
のマイコン３２２の中の電流制御部３５０が実施例１と
異なる。その他の構成は実施例１と同様であり、実施例
１と同様の構成には同一の符号を付け説明を省略する。

【０２８５】［図１４の説明］電流制御部３５０は、ア
ナログｕ相電流値ｉｕａとアナログｖ相電流値ｉｖａと
回転方向指令ωｄｉｒ＊とγ軸電流指令値ｉγ＊とδ軸
電流指令値ｉδ＊と推定角度θｍと推定速度ωｍとを入
力しｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとｕ相電圧指令値
ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊
とスイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖ
ｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌとを出力する。

【０２８６】電流制御部３５０は、アナログｕ相電流値
ｉｕａを入力し交換前ｕ相電流値ｉｕ１を出力するＡＤ
Ｃ５１ｕと、アナログｖ相電流値ｉｖａを入力し交換前
ｖ相電流値ｉｖ１を出力するＡＤＣ５１ｖと、交換前ｕ
相電流値ｉｕ１と交換前ｖ相電流値ｉｖ１と回転方向指
令ωｄｉｒ＊を入力しｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖ
とを出力する相電流値交換部５２と、ｕ相電流値ｉｕと
ｖ相電流値ｉｖと推定角度θｍとを入力しγ軸電流値ｉ
γとδ軸電流値ｉδとを出力する三相二相変換部３５３
と、γ軸電流値ｉγとδ軸電流値ｉδとγ軸電流指令値
ｉγ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊と推定速度ωｍとを入力
しγ軸電圧指令値ｖγ＊とδ軸電圧指令値ｖδ＊とを出
力する電圧指令値作成部３５４と、γ軸電圧指令値ｖγ
＊とδ軸電圧指令値ｖδ＊と推定角度θｍとを入力しｕ
相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧
指令値ｖｗ＊とを出力する二相三相変換部３５５と、ｕ
相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧
指令値ｖｗ＊と回転方向指令ωｄｉｒ＊を入力し交換後
ｕ相電圧指令値ｖｕ＊１と交換後ｖ相電圧指令値ｖｖ＊
１と交換後ｗ相電圧指令値ｖｗ＊１とを出力する相電圧
指令値交換部５６と、交換後ｕ相電圧指令値ｖｕ＊１と
交換後ｖ相電圧指令値ｖｖ＊１と交換後ｗ相電圧指令値
ｖｗ＊１とを入力しスイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕ
ｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを出力するＰＷＭ
制御器５７とから構成される。

【０２８７】次に、実施例３の位置センサレスモータ制
御装置の動作を説明する。電流制御部３５０の動作のみ
が実施例１と異なる。その他の構成の動作は実施例１と
同様であり、説明を省略する。

【０２８８】電流制御部３５０は、ある設定された時間
（電流制御周期）ごとに起動され、ＡＤＣ５１ｕ、５１
ｖ、相電流値交換部５２、三相二相変換部３５３、電圧
指令値作成部３５４、二相三相変換部３５５、相電圧指
令値交換部５６、ＰＷＭ制御器５７の順に下記の動作を
し、γ軸電流指令値ｉγ＊、およびδ軸電流指令値ｉδ
＊とおりにステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに電流
が流れるようにスイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖ
ｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを制御する。

【０２８９】ＡＤＣ５１ｕ、５１ｖは、および、相電流
値交換部５２は、実施例１と同様であり説明を省略す
る。

【０２９０】三相二相変換部３５３は、ステータ巻線１
１ｕ、１１ｖ、１１ｗに流れる電流を示す電流値を推定
角度θｍによる回転座標系であるγδ軸上のγ軸電流値
ｉγとδ軸電流値ｉδに変換する。また、後述の二相三
相変換部３５５は、ステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１
ｗに印加する電圧について三相二相変換部３５３で行わ
れる変換の逆変換を行う。具体的には、三相二相変換部
３５３は、下記式（４３）、（４４）のようにγ軸電流
値ｉγとδ軸電流値ｉδとを作成する。

【０２９１】 ｉγ＝｛√（２）｝・｛ｉｕ・ｓｉｎ（θｍ＋６０°）＋ｉｖ・ｓｉｎθｍ｝ ・・・（４３） ｉδ＝｛√（２）｝・｛ｉｕ・ｃｏｓ（θｍ＋６０°）＋ｉｖ・ｃｏｓθｍ｝ ・・・（４４）

【０２９２】電圧指令値作成部３５４は、γ軸電流値ｉ
γがγ軸電流指令値ｉγ＊とおりになるように比例積分
制御（ＰＩ制御）と非干渉制御とを用いてγ軸電圧指令
値ｖγ＊を制御する。また、δ軸電流値ｉδがδ軸電流
指令値ｉδ＊とおりになるように比例積分制御（ＰＩ制
御）と非干渉制御とを用いてδ軸電圧指令値ｖδ＊を制
御する。

【０２９３】下記式（４５）のように、γ軸電流指令値
ｉγ＊とγ軸電流値ｉγの差を比例ゲインＫＰＤ、およ
び積分ゲインＫＩＤで比例積分制御した結果に、ステー
タ巻線一相あたりの抵抗Ｒにγ軸電流指令値ｉγ＊を乗
じた結果を加算し、角速度ωｅにｑ軸インダクタンスＬ
ｑを乗じさらにδ軸電流指令値ｉδ＊を乗じた結果を減
算したものをγ軸電圧指令値ｖγ＊とする。ここで、角
速度ωｅは推定速度ωｍから計算される。

【０２９４】 ｖγ＊ ＝ＫＰＤ・（ｉγ＊−ｉγ）＋ＫＩＤ・Σ（ｉγ＊−ｉγ） ＋Ｒ・ｉγ＊−ωｅ・Ｌｑ・ｉδ＊ ・・・（４５）

【０２９５】また、下記式（４６）のように、δ軸電流
指令値ｉδ＊とδ軸電流値ｉδの差を比例ゲインＫＰ
Ｑ、および積分ゲインＫＩＱで比例積分制御した結果
に、相抵抗Ｒにδ軸電流指令値ｉδ＊を乗じた結果を加
算し、角速度ωｅにｄ軸インダクタンスＬｄを乗じさら
にγ軸電流指令値ｉγ＊を乗じた結果を加算し、角速度
ωｅに永久磁石１３によるｄｑ軸巻線鎖交磁束実効値ψ
を乗じた結果を加算したものをδ軸電圧指令値ｖδ＊と
する。

【０２９６】 ｖδ＊ ＝ ＫＰＱ・（ｉδ＊−ｉδ）＋ＫＩＱ・Σ（ｉδ＊−ｉδ） ＋Ｒ・ｉδ＊＋ωｅ・Ｌｄ・ｉγ＊＋ωｅ・ψ ・・・（４６）

【０２９７】二相三相変換部３５５は、推定角度θｍに
よる回転座標系であるγδ軸上のγ軸電圧指令値ｖγ＊
とδ軸電圧指令値ｖδ＊とを静止座標系に変換し、ステ
ータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印加するｕ相電圧指
令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖ
ｗ＊とを作成する。具体的には、下記式（４７）、（４
８）、（４９）のようにする。ただし、駆動部３０が電
源３１の電圧よりも大きな電圧をステータ巻線１１ｕ、
１１ｖ、１１ｗに印加することができないため、式（１
５）（１７）（１９）のようなリミットを設ける。

【０２９８】 ｖｕ＊ ＝ ｛√（２／３）｝・｛ｖγ＊・ｃｏｓθｍ −ｖδ＊・ｓｉｎθｍ｝ ・・・（４７） ｖｖ＊ ＝ ｛√（２／３）｝・｛ｖγ＊・ｃｏｓ（θｍ−１２０°） −ｖδ＊・ｓｉｎ（θｍ−１２０°）｝ ・・・（４８） ｖｗ＊ ＝ ｛√（２／３）｝・｛ｖγ＊・ｃｏｓ（θｍ＋１２０°） −ｖδ＊・ｓｉｎ（θｍ＋１２０°）｝ ・・・（４９）

【０２９９】相電圧指令値交換部５６、およびＰＷＭ制
御器５７は、実施例１と同様の動作をするため、その動
作の説明を省略する。

【０３００】その他の構成の動作は実施例１と同様であ
り説明を省略する。

【０３０１】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、３相の相電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成
し、電流制御した。実施例３の位置センサレスモータ制
御装置のように、推定角度θｍによる回転座標系である
γδ軸上で電流制御しても、実施例１と同様の作用をす
るため、実施例１と同様な効果を持つ。

【０３０２】《実施例４》次に、本発明の実施例４にお
ける位置センサレスモータ制御装置について説明する。
実施例１の位置センサレスモータ制御装置は、厳密な相
電圧方程式を用いて誘起電圧値を求めた。実施例４の位
置センサレスモータ制御装置は、簡略化した相電圧方程
式を用いて誘起電圧値を求めるものであり、角度推定の
演算時間の短縮を実現する。

【０３０３】［図１５の説明］まず、実施例４の位置セ
ンサレスモータ制御装置の構成を説明する。図１５は、
実施例４における位置センサレスモータ制御装置の構成
を示すブロック図であり、図１６は、実施例４における
角度推定部の構成を示すブロック図である。マイコン４
２２のみが実施例１と異なる。また、このマイコン４２
２の中の速度制御部４４０と電流制御部４５０と角度推
定部４７０とが実施例１と異なる。また、この角度推定
部４７０の中の誘起電圧値演算部４７２が実施例１と異
なる。その他の構成は実施例１に示したものと同様であ
り、実施例１と同様の構成には同一の符号を付け説明を
省略する。

【０３０４】速度制御部４４０は、アナログ速度指令値
ω＊ａと推定速度ωｍとを入力しγ軸電流指令値ｉγ＊
とδ軸電流指令値ｉδ＊と電流指令振幅ｉａと電流指令
位相βＴとを出力する。電流制御部４５０は、アナログ
ｕ相電流値ｉｕａとアナログｖ相電流値ｉｖａと回転方
向指令ωｄｉｒ＊とγ軸電流指令値ｉγ＊とδ軸電流指
令値ｉδ＊と推定角度θｍとを入力しｕ相電圧指令値ｖ
ｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊と
スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖ
ｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌとを出力する。角度推定部４７０
は、電流指令振幅ｉａと電流指令位相βＴとｕ相電圧指
令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖ
ｗ＊と補償量αとを入力し推定角度θｍと推定速度ωｍ
と誘起電圧振幅推定値ｅｍとを出力する。

【０３０５】次に、実施例４の位置センサレスモータ制
御装置の動作を説明する。速度制御部４４０、および電
流制御部４５０は、それぞれ、実施例１の速度制御部４
０、および電流制御部５０と比較して出力が異なるのみ
であり、動作は同様である。また、誘起電圧値演算部４
７２以外の構成は、実施例３と同様である。そのため、
この誘起電圧演算部４７２以外の構成の説明を省略す
る。

【０３０６】［図１６の説明］誘起電圧値演算部４７２
は、各相の誘起電圧値（ｕ相誘起電圧値ｅｕ、ｖ相誘起
電圧値ｅｖ、ｗ相誘起電圧値ｅｗ）を作成する。各相の
相電圧方程式を誘起電圧値について解き、これを簡略化
する。具体的には、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波
であると仮定し、電流指令振幅ｉａと電流指令位相βＴ
とから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作成し、これを式（２
６）（２７）（２８）に代入し、簡略化し、下記式（５
０）（５１）（５２）を得る。

【０３０７】 ｅｕ ＝ ｖｕ ＋ Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ） ＋ １．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ） − １．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ） ・・・（５０） ｅｖ ＝ ｖｖ ＋ Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°） ＋ １．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−１２０°） − １．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−１２０°） ・・・（５１） ｅｗ ＝ ｖｗ ＋ Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°） ＋ １．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−２４０°） − １．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−２４０°） ・・・（５２）

【０３０８】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、厳密な相電圧方程式を用いて誘起電圧値を求めた。
実施例４の位置センサレスモータ制御装置のように、簡
略化した相電圧方程式を用いて誘起電圧値を求めても、
実施例１と同様の作用を得られるため、実施例１と同様
の効果を得る。

【０３０９】また、実施例４は、実施例１と比較して各
相の相電圧値を簡略化することで、誘起電圧値（ｕ相誘
起電圧値ｖｕ、ｖ相誘起電圧値ｖｖ、ｗ相誘起電圧値ｖ
ｗ）を演算する時間を短縮する位置センサレスモータ制
御装置を実現する。

【０３１０】また、実施例４は、相電流波形が正弦波状
であると仮定した相電流値を使用することで、電流セン
サ２１ｕ、２１ｖが検知するアナログ相電流値ｉｕａ、
ｉｖａにノイズが混入しても、このノイズの影響なく角
度を推定する位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。《実施例５》次に、本発明の実施例５における位置
センサレスモータ制御装置について説明する。実施例１
の位置センサレスモータ制御装置は、推定角度θｍによ
り推定相を切り替えた。実施例５の位置センサレスモー
タ制御装置は、各相の内で誘起電圧値の大きさが一番小
さい相を推定相とするものである。

【０３１１】［図１７及び図１８の説明］まず、実施例
５の位置センサレスモータ制御装置の構成を説明する。
図１７は、実施例５における位置センサレスモータ制御
装置の構成図を示すブロック図であり、図１８は、実施
例５における角度推定部５７０の構成を示すブロック図
である。マイコン５２２のみが実施例１と異なる。ま
た、このマイコン５２２の中の角度推定部５７０が実施
例１と異なる。また、この角度推定部５７０の中の推定
相選択部５７３が実施例１と異なる。その他の構成は実
施例１に示したものと同様であり、実施例１と同様の構
成には同一の符号を付け説明を省略する。

【０３１２】［図１９の説明］次に、実施例５の位置セ
ンサレスモータ制御装置の動作を説明する。推定相選択
部５７３は、各相の内で誘起電圧値の大きさが一番小さ
い相を推定相とする。図１９は、実施例５における各相
の誘起電圧値と推定相指標の関係を示す波形図である。
下記式（５３）と図１９のように、各相の内で誘起電圧
値の大きさが一番小さい相がｕ相であり、ｖ相誘起電圧
値が正であり、かつｗ相誘起電圧値が負であるとき、推
定相指標を０とし、推定相をｕ相とする。他の場合につ
いても、下記式（５３）と図１９より推定相指標ηと推
定相を求める。

【０３１３】 η＝０ 推定相＝ｕ相 （｜ｅｕ｜が最小、ｅｖ＞０、ｅｗ＜０のとき） η＝１ 推定相＝ｗ相 （｜ｅｗ｜が最小、ｅｖ＞０、ｅｕ＜０のとき） η＝２ 推定相＝ｖ相 （｜ｅｖ｜が最小、ｅｗ＞０、ｅｕ＜０のとき） η＝３ 推定相＝ｕ相 （｜ｅｕ｜が最小、ｅｗ＞０、ｅｖ＜０のとき） η＝４ 推定相＝ｗ相 （｜ｅｗ｜が最小、ｅｕ＞０、ｅｖ＜０のとき） η＝５ 推定相＝ｖ相 （｜ｅｖ｜が最小、ｅｕ＞０、ｅｗ＜０のとき） ・・・（５３）

【０３１４】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、推定角度θｍにより推定相を切り替えた。実施例５
の位置センサレスモータ制御装置のように、各相の内で
誘起電圧値の大きさが一番小さい相を推定相としても、
実施例１と同様の作用を得られるため、実施例１と同様
の効果を得る。

【０３１５】《実施例６》次に、本発明の実施例６にお
ける位置センサレスモータ制御装置について説明する。
実施例１の位置センサレスモータ制御装置は、誘起電圧
値と誘起電圧基準値ｅｓｍとのとの偏差に基づき推定角
度θｍを補正した。実施例６の位置センサレスモータ制
御装置は、相電圧方程式を大幅に簡略化し、相電圧基準
値を作成し、相電圧値と相電圧基準値との偏差を求め、
この偏差が０に収斂するように推定角度θｍを補正す
る。また、実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線の各相の相電圧方程式の係数のうち誘
起電圧振幅を補正した。実施例６の位置センサレスモー
タ制御装置は、相電圧振幅を補正する。

【０３１６】そして、高分解能で高精度な角度の推定を
実現し、相電圧が飽和しても角度の推定を実現し、か
つ、モータ定数が変化しても高精度に角度を推定する位
置センサレスモータ制御装置を実現する。

【０３１７】［図２０の説明］まず、実施例６の位置セ
ンサレスモータ制御装置の構成を説明する。図２０は、
実施例６における位置センサレスモータ制御装置の構成
を示すブロック図である。実施例６の位置センサレスモ
ータ制御装置は、マイコン６２２が実施例１と異なる。
このマイコン６２２の中の補償量作成部６６０と角度推
定部６７０と脱調検出部６９０とが実施例１と異なる。
その他の構成は、実施例１と同様であり、同一の符号を
付け説明を省略する。

【０３１８】実施例１において、角度推定部７０は、誘
起電圧振幅推定値ｅｍを出力し、脱調検出部９０は、こ
の誘起電圧振幅推定値ｅｍを入力した。実施例６におい
て、この誘起電圧振幅推定値ｅｍの代わりに相電圧振幅
推定値ｖｍを入出力する。すなわち、実施例６におい
て、角度推定部６７０は、相電圧振幅推定値ｖｍを出力
し、脱調検出部６９０は、相電圧振幅推定値ｖｍを入力
する。

【０３１９】［図２１の説明］図２１は、実施例６にお
ける角度推定部６７０の構成を示すブロック図である。
角度推定部６７０は、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧
指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とを入力しｕ相電
圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電圧値ｖｗとを出力す
る相電圧値作成部７１と、推定角度θｍと補償量αとを
入力し推定相指標ηを出力する推定相選択部７３と、推
定相指標ηとｕ相電圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電
圧値ｖｗとを入力し相電圧選択値ｖｓを出力する相電圧
選択値選択部６７４と、推定相指標ηと推定角度θｍと
補償量αと相電圧振幅推定値ｖｍとを入力し相電圧基準
値ｖｓｍを出力する相電圧基準値作成部６７５と、相電
圧選択値ｖｓと相電圧基準値ｖｓｍとを入力し偏差εを
出力する偏差作成部６７６と、推定速度ωｍを入力し比
例ゲインκｐと積分ゲインκｉと比例リミットζｐと積
分リミットζｉとを出力するゲインリミット作成部７７
と、推定相指標ηと偏差εと比例ゲインκｐと積分ゲイ
ンκｉと比例リミットζｐと積分リミットζｉとを入力
し推定角度θｍと推定速度ωｍとを出力する角度速度補
正部７８と、ｕ相電圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電
圧値ｖｗとを入力し相電圧振幅推定値ｖｍを出力する相
電圧振幅推定値補正部６８０とから構成される。

【０３２０】相電圧振幅推定値値補正部６８０は、ｕ相
電圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電圧値ｖｗとを入力
し相電圧振幅演算値ｖｃを出力する相電圧振幅演算値作
成部６８１と、相電圧振幅演算値ｖｃを入力し相電圧振
幅推定値ｖｍを出力する相電圧振幅推定値変更部６８２
とから構成される。

【０３２１】［図２２の説明］図２２は、実施例６にお
ける脱調検出部６９０の構成を示すブロック図である。
脱調検出部６９０は、推定速度ωｍを入力し相電圧振幅
脱調判断上限値ｖｏｕｔｈと相電圧振幅脱調判断下限値
ｖｏｕｔｌとを出力する相電圧脱調判断値作成部６９１
と、相電圧振幅脱調判断上限値ｖｏｕｔｈと相電圧振幅
脱調判断下限値ｖｏｕｔｌと相電圧基準値ｖｍとを入力
しサーボオン信号ｓｖ＊を出力する脱調判断部６９２と
から構成される。

【０３２２】次に、本発明の実施例６の位置センサレス
モータ制御装置の動作を説明する。補償量作成部６６
０、角度推定部６７０、および脱調検出部６９０以外の
構成の動作は実施例１の構成の動作と同様であり説明は
省略する。

【０３２３】まず、実施例６の位置センサレスモータ制
御装置の角度推定の原理を説明する。ｄｑ軸上におい
て、電圧方程式は下記式（５４）のように表される。ｄ
軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑを制御したとき、ｄ軸電
圧値ｖｄ、ｑ軸電圧値ｖｑは一意に決まるため、その電
圧位相βｖも一意に決まり、下記式（５５）のようにな
る。

【０３２４】 ｖｄ ＝ Ｒ・ｉｄ − ωｅ・Ｌｑ・ｉｑ ｖｑ ＝ Ｒ・ｉｑ ＋ ωｅ（ψ＋ Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（５４） βｖ ＝−ａｔａｎ［｛Ｒ・ｉｄ−ωｅ・Ｌｑ・ｉｑ｝／ ｛Ｒ・ｉｑ＋ωｅ・（ψ＋Ｌｄ・ｉｄ）｝］ ・・・（５５）

【０３２５】ここで、この電圧位相を持つ相電圧基準値
ｖｓｍを作成し、この相電圧基準値ｖｓｍに相電圧が一
致するように、推定角度θｍと相電圧基準値の振幅であ
る相電圧振幅推定値ｖｍとを補正する。こうして、角度
推定を実現する。さて、両者を一致させる方法は、実施
例１と同様の原理を用いる。また、電圧位相を求めると
き、ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑとを用いる代わり
に、それらの推定軸γδ軸上の指令値であるγ軸電流指
令値ｉγ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊とを用いる。なお、
この電圧位相は補償量αに含める。

【０３２６】また、脱調を検出する方法を変更する。ロ
ータ１２が回転する速度が大きくなると、誘起電圧が大
きくなるため、大きな相電圧を印加する必要がある。そ
のため、電流制御部５０により作成される相電圧指令の
振幅が大きくなる。実施例１において、誘起電圧の振幅
が速度に比例することを用いて脱調を検出した。相電圧
指令値の振幅についても、速度とともに大きくなる傾向
があるので、実施例６のおいて、相電圧指令値の振幅を
用いて実施例１と同様の方法で脱調を検出する。

【０３２７】では、実施例６の位置センサレスモータ制
御装置の動作の詳細を説明する。まず、補償量作成部６
６０の動作を説明する。補償量作成部６６０は、電流制
御部５０の動作が終了するごとに動作する。この補償量
作成部６６０は、角度推定部６７０において角度推定θ
ｍを補償する量を示す補償量αを作成する。この補償量
αは、電圧位相と角度推定の誤差とを足し合わせたたも
のである。

【０３２８】まず、電圧位相分（α１）を作成する。こ
れは、式（５５）をγ軸電流指令値ｉγ＊とδ軸電流指
令値ｉδ＊とを用いて書き換え、下記式（５６）のよう
に、表される。次に、角度推定の誤差分（α２）を作成
する。これは、実施例１と同様に、下記式（５７）のよ
うにする。そして、下記式（５８）のように、両者の和
を補償量αとする。

【０３２９】 α１ ＝−ａｔａｎ［｛Ｒ・ｉγ＊−ωｅ・Ｌｑ・ｉδ＊｝／ ｛Ｒ・ｉδ＊＋ωｅ・（ψ＋Ｌｄ・ｉγ＊）｝］・・・（５６） α２ ＝ αｔａｂｌｅ（θｍ％６０°，ωｍ，ｉγ＊，ｉδ＊） ・・・（５７） α ＝ α１ ＋ α２ ・・・（５８）

【０３３０】次に、角度推定部６７０の動作を説明す
る。相電圧作成部７１、および推定相選択部７３は、実
施例１と同様であり、その説明を省略する。

【０３３１】相電圧選択値選択部６７４は、推定相の相
電圧値を相電圧選択値ｖｓにする。下記式（５９）のよ
うに、推定相指標η＝０、および３のとき、ｕ相電圧値
ｖｕを相電圧選択値ｖｓにする。また、推定相指標η＝
２、および５のとき、ｖ相電圧値ｅｖを相電圧選択値ｖ
ｓにする。さらに、推定相指標η＝１、および４のと
き、ｗ相電圧値ｖｗを相電圧選択値ｖｓにする。

【０３３２】 ｖｓ ＝ ｖｕ （η＝０、３のとき） ｖｓ ＝ ｖｖ （η＝２、５のとき） ｖｓ ＝ ｖｗ （η＝１、４のとき） ・・・（５９）

【０３３３】相電圧基準値値作成部６７５は、推定相の
相電圧値の基準値である相電圧基準値ｖｓｍを作成す
る。下記式（６０）のように、推定相η＝０、３のと
き、ｕ相の相電圧基準値（ｕ相電圧基準値ｖｕｍ）を相
電圧基準値ｖｓｍにする。また、推定相η＝２、５のと
き、ｖ相の相電圧基準値（ｖ相電圧基準値ｖｖｍ）を相
電圧基準値ｖｓｍにする。推定相η＝１、４のとき、ｗ
相の相電圧基準値（ｗ相電圧基準値ｖｗｍ）を相電圧基
準値ｖｓｍにする。

【０３３４】 ｖｓｍ ＝ ｖｕｍ （η＝０、３のとき） ｖｓｍ ＝ ｖｖｍ （η＝２、５のとき） ｖｓｍ ＝ ｖｗｍ （η＝１、４のとき） ｖｕｍ ＝ −ｖｍ・ｓｉｎ（θｍ＋α） ｖｖｍ ＝ −ｖｍ・ｓｉｎ（θｍ＋α−１２０°） ｖｗｍ ＝ −ｖｍ・ｓｉｎ（θｍ＋α−２４０°） ・・・（６０）

【０３３５】偏差作成部７６は、相電圧選択値ｖｓと相
電圧基準値ｖｓｍとの偏差εを作成する。下記式（６
１）のように、相電圧選択値ｖｓから相電圧基準値ｖｓ
ｍを減算したものを偏差εにする。

【０３３６】 ε ＝ ｖｓ − ｖｓｍ ・・・（６１）

【０３３７】ゲインリミット作成部７７、および角度補
正部７８は、実施例１と同様であり、説明を省略する。

【０３３８】相電圧振幅演算値作成部６８１は、各相の
相電圧値の絶対値を加算した結果に基づき相電圧演算値
ｖｃを作成する。下記式（６２）のように、ｕ相電圧値
ｖｕの絶対値とｖ相電圧値ｖｖの絶対値とｗ相電圧値ｖ
ｗの絶対値との加算結果にある設定された係数ＫＥＣを
乗じたものを相電圧演算値ｖｃとする。ここで、係数Ｋ
ＥＣは式（４０）のように与えられ、各相が正弦波であ
るとして、各相の絶対値の和を振幅に変換するために乗
算される。

【０３３９】 ｖｃ ＝ ＫＥＣ・（｜ｖｕ｜＋｜ｖｖ｜＋｜ｖｗ｜） ・・・（６２）

【０３４０】誘起電圧振幅推定値変更部６８２は、相電
圧振幅演算値ｖｃに１次ディジタルローパスフィルタ
（ＬＰＦ）を作用したものを相電圧振幅推定値ｖｍとす
る。具体的には、下記式（６３）のようにする。ここ
で、ｖｍ（ｎ）は今回の相電圧振幅推定値であり、ｖｍ
（ｎ−１）は前回の相電圧振幅推定値である。また、Ｋ
ＬＥＭはローパスフィルタの係数であり、０から１まで
の値をとり、ＫＬＥＭが小さくなるほどローパスフィル
タの効果が大きくなる。なお、ローパスフィルタは、相
電圧振幅演算値ｖｃと前回の相電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ
−１）との誤差（振幅誤差）を求め、これに係数ＫＬＥ
Ｍを乗じた結果を前回の相電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ−
１）に加えたものを今回の相電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ）
とする。このように、ローパスフィルタを用いること
で、振幅誤差を算出し、この振幅誤差が小さくなるよう
に、相電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ）を補正する。

【０３４１】 ｖｍ（ｎ） ＝ ＫＬＥＭ・ｖｃ ＋ （１−ＫＬＥＭ）・ｖｍ（ｎ−１） ・・・（６３）

【０３４２】［図２３の説明］次に、脱調検出部６９０
の動作の詳細を説明する。相電圧振幅脱調判断値作成部
６９１は、ロータ１２が推定速度ωｍで回転するときに
発生すると予測される相電圧の振幅にある幅を持たせた
範囲の上限値と下限値とを作成する。図２３は、実施例
６における推定速度ωｍに対する相電圧振幅上限値ｖｏ
ｕｔｈと相電圧振幅下限値ｖｏｕｔｌの関係図である。
図２３のように、相電圧振幅脱調判断上限値ｖｏｕｔｈ
を、切片がＶＯＵＴＨ０であり傾きがＶＯＵＴＨ１であ
る推定角度ωｍに関する１次関数とする。また、相電圧
振幅脱調判断下限値ｖｏｕｔｌを、ωｍ軸との交点がＶ
ＯＵＴＬ０であり傾きがＶＯＵＴＬ１である推定角度ω
ｍに関する１次関数とする。

【０３４３】脱調判断部６９２は、相電圧振幅推定値ｖ
ｍが相電圧振幅脱調判断上限値ｖｏｕｔｈと相電圧振幅
脱調判断下限値ｖｏｕｔｌとの範囲外のとき、脱調と判
断する。下記式（６４）のように、相電圧振幅推定値ｖ
ｍが、相電圧振幅脱調判断下限値ｖｏｕｔｌよりも小さ
いとき、脱調と判断し、サーボオン信号ｓｖ＊をＬにす
る。また、相電圧振幅推定値ｖｍが、相電圧振幅脱調判
断上限値ｖｏｕｔｈよりも大きいとき、脱調と判断し、
サーボオン信号ｓｖ＊をＬにする。これら以外のとき、
脱調していないと判断し、サーボオン信号ｓｖ＊をＨに
する。

【０３４４】 ｓｖ＊ ＝ Ｌ （ｖｍ ＜ ｖｏｕｔｌ） ｓｖ＊ ＝ Ｈ （ｖｏｕｔｌ ≦ ｖｍ ≦ ｖｏｕｔｈ） ｓｖ＊ ＝ Ｌ （ｖｍ ＞ ｖｏｕｔｈ） ・・・（６４）

【０３４５】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧値と誘起電圧基準値ｅｓｍとの偏差を０に
収斂するように動作させることにより推定角度θｍを作
成した。実施例６の位置センサレスモータ制御装置のよ
うに、相電圧値と相電圧基準値ｖｓｍとの偏差を０に収
斂するように動作させても、実施例１と同様の作用をす
る。そのため、実施例６は、実施例１と同様の効果を有
する。

【０３４６】また、実施例１の位置センサレスモータ制
御装置は、誘起電圧基準値に誘起電圧値を一致させるよ
うに推定角度θｍと誘起電圧振幅推定値ｅｍとを補正し
た。よって、各相の誘起電圧値（ｕ相誘起電圧値ｅｕ、
ｖ相誘起電圧値ｅｖ、ｗ相誘起電圧値ｅｗ）を演算する
ための演算時間が必要であった。

【０３４７】実施例６の位置センサレスモータ制御装置
は、相電圧基準値ｖｓｍに相電圧値を一致させるように
推定角度θｍと相電圧振幅推定値ｖｍとを補正する。こ
こで、各相の相電圧値（ｕ相電圧値ｖｕ、ｖ相電圧値ｖ
ｖ、ｗ相電圧値ｖｗ）は、電流制御部５０により作成さ
れるため、角度推定部７０において、演算時間を必要と
しない。

【０３４８】このように、実施例６は、相電圧基準値ｖ
ｓｍに相電圧値を一致させるようにすることにより、演
算時間少なく角度推定を実現する位置センサレスモータ
制御装置を実現する。

【０３４９】《実施例７》次に、本発明の実施例７にお
ける位置センサレスモータ制御装置について説明する。
実施例１の位置センサレスモータ制御装置は、誘起電圧
値と誘起電圧基準値との偏差に基づき推定角度θｍを補
正した。また、実施例６の位置センサレスモータ制御装
置は、相電圧方程式を大幅に簡略化し、相電圧基準値を
作成し、相電圧値と相電圧基準値との偏差を求め、この
偏差が０に収斂するように推定角度θｍを補正する。本
発明は各相のステータ巻線の相電圧方程式に着目するこ
とが主旨であり、前者は誘起電圧に、後者は相電圧に着
目したものである。このように、本発明は様々な変形が
可能である。実施例７は、その一例を示すものであり、
相電流に着目する。実施例７の位置センサレスモータ制
御装置は、相電流基準値を作成し、この相電流基準値と
相電流の偏差を求め、この偏差が誘起電圧の偏差と等価
であることを利用し、この偏差が０に収斂するように推
定角度θｍを補正するものである。

【０３５０】また、実施例１から実施例６の位置センサ
レスモータ制御装置は、ＩＰＭＳＭ（埋込磁石型同期モ
ータ）を制御した。実施例７の位置センサレスモータ制
御装置は、ＳＰＭＳＭ（表面磁石型同期モータ）を制御
する。

【０３５１】［図２４の説明］図２４は、実施例７にお
ける位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロッ
ク図である。ＳＰＭＳＭ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａ
ｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍ
ｏｔｏｒ：表面磁石型同期モータ）７１０は、相電流が
流れるステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗが巻回され
たステータ（図示せず）と、このステータ（図示せず）
に対向し近接して配置されたロータ７１２とが設けられ
ている。ここで、ステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗ
はＹ結線されている。このブラシレスモータ７１０は、
ロータ７１２の表面に永久磁石７１３が配置され、相電
流により生成される磁束とこの永久磁石７１３による磁
束との相互作用によりロータ７１２が回転する。

【０３５２】実施例７の位置センサレスモータ制御装置
は、マイコン７２２が実施例１と異なる。このマイコン
７２２の中の速度制御部７４０と角度推定部７７０とが
実施例１と異なる。その他の構成は、実施例１と同様で
あり、同一の符号を付け説明を省略する。

【０３５３】［図２５の説明］図２５は、実施例７にお
ける速度制御部の構成を示すブロック図である。速度制
御部７４０の中の電流指令値作成部７４３が実施例１と
異なる。速度制御部７４０の中の他の構成は、実施例１
と同様であり、説明を省略する。

【０３５４】［図２６の説明］図２６は、実施例７にお
ける角度推定部の構成を示すブロック図である。角度推
定部７７０は、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値
ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とを入力しｕ相電圧値ｖ
ｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電圧値ｖｗとを出力する相電
圧値作成部７１と、ｕ相電圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖと
ｗ相電圧値ｖｗと推定角度θｍと推定速度ωｍとｕ相電
流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとを入力しｕ相誘起電圧値ｅ
ｕとｖ相誘起電圧値ｅｖとｗ相誘起電圧値ｅｗとを出力
する誘起電圧値演算部７２と、推定角度θｍと補償量α
とを入力し推定相指標ηを出力する推定相選択部７３
と、推定相指標ηとｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖと
を入力し相電流選択値ｉｓを出力する相電流選択値選択
部７７４と、推定相指標ηと推定角度θｍと補償量αと
誘起電圧振幅推定値ｅｍとｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値
ｉｖとｕ相電圧値ｖｕとｖ相電圧値ｖｖとｗ相電圧値ｖ
ｗとを入力し相電流基準値ｉｓｍを出力する相電流基準
値作成部７７５と、相電流選択値ｉｓと相電流基準値ｉ
ｓｍとを入力し偏差εを出力する偏差作成部７７６と、
推定速度ωｍを入力し比例ゲインκｐと積分ゲインκｉ
と比例リミットζｐと積分リミットζｉとを出力するゲ
インリミット作成部７７と、推定相指標ηと偏差εと比
例ゲインκｐと積分ゲインκｉと比例リミットζｐと積
分リミットζｉとを入力し推定角度θｍと推定速度ωｍ
とを出力する角度速度補正部７７８と、ｕ相誘起電圧値
ｅｕとｖ相誘起電圧値ｅｖとｗ相誘起電圧値ｅｗとを入
力し誘起電圧振幅推定値ｅｍを出力する誘起電圧振幅推
定値補正部８０とから構成される。誘起電圧振幅推定値
補正部８０は、実施例１と同様であり、説明を省略す
る。

【０３５５】次に、本発明の実施例７の位置センサレス
モータ制御装置の動作を説明する。実施例７において、
速度制御部７４０、および角度推定部７７０以外の構成
は実施例１と同様であり説明を省略する。

【０３５６】まず、速度制御部７４０の動作を説明す
る。速度制御部７４０は、ある設定された時間ごとに起
動され、ＡＤＣ４１、トルク指令値作成部４２、電流指
令値作成部７４３の順に下記の動作をさせ、外部から入
力されるアナログ速度指令値ω＊ａとおりの速度でロー
タ７１２が回転するようにγ軸電流指令値ｉγ＊とδ軸
電流指令値ｉδ＊とを制御するものである。

【０３５７】ＡＤＣ２１、およびトルク指令値作成部４
２の動作は、実施例１と同様であり説明を省略する。

【０３５８】電流指令値作成部７４３は、ＳＰＭＳＭ７
１０の出力トルクがトルク指令値Ｔ＊とおりになるよう
に、γ軸電流指令値ｉγ＊とδ軸電流指令値ｉδ＊とを
作成する。式（５）のように、トルク指令値Ｔ＊をある
設定された値ＫＴで除算した結果を電流指令値振幅ｉａ
とする。また、下記式（６５）のように、γ軸電流指令
値ｉγ＊を０とする。一方、下記式（６６）のように、
δ軸電流指令値ｉδ＊を電流指令値振幅ｉａとする。

【０３５９】 ｉγ＊ ＝ ０ ・・・（６５） ｉδ＊ ＝ ｉａ ・・・（６６）

【０３６０】次に、角度推定部７７０の動作を説明す
る。まず、相電流基準値と相電流値との偏差の意味を説
明する。

【０３６１】ＳＰＭＳＭ７１０において、ｕ相の相電圧
方程式は下記式（６７）のように表される。ここで、ｖ
ｕはｕ相電圧値、ｅｕはｕ相誘起電圧値、Ｒは相抵抗
値、ｉｕはｕ相電流値、Ｌはインダクタンス、ｄ／ｄｔ
は時間微分を表す。ここで、ｕ相誘起電圧値ｅｕは、後
述の相電圧方程式から演算された相誘起電圧値ｅｕその
ものを示さない。

【０３６２】 ｖｕ ＝ ｅｕ＋ Ｒ・ｉｕ ＋ Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ ・・・（６７）

【０３６３】式（６７）を１次オイラー近似により離散
化し、ｕ相電流値ｉｕについて解いたものが、下記式
（６８）である。ｉｕ（ｎ）は今回に角度推定部７７０
が起動されたときのｕ相電流値ｉｕである。また、ｉｕ
（ｎ−１）、ｖｕ（ｎ−１）、ｅｕ（ｎ−１）は、それ
ぞれ前回に角度推定部７７０が起動されたときのｕ相電
流値ｉｕ、ｕ相電圧値ｖｕ、ｕ相誘起電圧値ｅｕであ
る。である。なお、ΔＴは角度推定周期であり、角度推
定部７７０が起動される周期を表す。

【０３６４】 ｉｕ（ｎ） ＝ ｉｕ（ｎ−１） ＋ ΔＴ／Ｌ・｛ｖｕ（ｎ−１）−ｅｕ（ｎ−１）−Ｒ・ｉｕ（ｎ−１）｝ ・・・（６８）

【０３６５】また、誘起電圧値ｅｕ（ｎ−１）は下記式
（６９）のように表される。ここで、ｅは誘起電圧振
幅、θ（ｎ−１）は前回に角度推定部７７０が起動され
たときの角度θである。なお、誘起電圧の波形が正弦波
状であると仮定する。

【０３６６】 ｅｕ（ｎ−１） ＝ −ｅ・ｓｉｎ｛θ（ｎ−１）｝ ・・・（６９）

【０３６７】一方、モデル化したモータにおいて、離散
化した方程式は、下記式（７０）で表される。ここで、
ｉｕｍはｕ相電流基準値、ｅｕｍはｕ相誘起電圧基準値
である。また、ｕ相誘起電圧基準値ｅｕｍ（ｎ−１）は
下記式（７１）のように表される。ここで、ｅｍは誘起
電圧振幅推定値、θｍ（ｎ−１）は前回に角度推定部７
７０が起動されたときの推定角度θｍである。

【０３６８】 ｉｕｍ（ｎ） ＝ ｉｕ（ｎ−１） ＋ΔＴ／Ｌ・｛ｖｕ（ｎ−１）−ｅｕｍ（ｎ−１）−Ｒ・ｉｕ（ｎ−１）｝ ・・・（７０） ｅｕｍ（ｎ−１） ＝ −ｅｍ・ｓｉｎ｛θｍ（ｎ−１）｝ ・・・（７１）

【０３６９】ここで、ｕ相において、下記式（７２）の
ように、ｕ相電流値ｉｕと相電流基準値ｉｕｍとの偏差
（ｕ相偏差εｕ）をとる。そして、相電圧方程式におけ
る抵抗値ＲとインダクタンスＬとが正しければ、ｕ相偏
差εｕはｕ相の誘起電圧値と誘起電圧基準値の偏差に比
例する。ただし、実施例１と比較して、その符号は異な
る。

【０３７０】 εｕ ＝ ｉｕ（ｎ） − ｉｕｍ（ｎ） ＝ − ΔＴ／Ｌ・｛ｅｕ（ｎ−１） − ｅｕｍ（ｎ−１）｝ ・・・（７２）

【０３７１】したがって、実施例１と同様の考えが適応
でき、ｕ相電流値ｉｕと相電流基準値ｉｕｍとを一致さ
せるように動作させることで、角度推定を実現する。た
だし、偏差の符号が異なるため、推定角度θｍを補正す
る向きを逆にする。

【０３７２】では、角度推定部７７０の動作の詳細を説
明する。角度推定部７７０は、ある設定された周期（角
度推定周期：ΔＴ）ごとに起動され、相電圧値作成部７
１、誘起電圧値演算部７２、推定相選択部７３、相電流
選択値選択部７７４、相電流基準値作成部７７５、偏差
作成部７７６、ゲインリミット作成部７７、角度速度補
正部７７８、誘起電圧振幅演算値作成部８１、誘起電圧
振幅推定値変更部８２の順に下記の動作をさせ、推定角
度θｍと推定速度ωｍとを作成する。また、電流制御部
７５０、補償量作成部６０、角度推定部７７０の順に動
作させ、角度推定周期ΔＴと電流制御周期とを同一とす
る。

【０３７３】相電圧値作成部７１、誘起電圧値演算部７
２、および推定相選択部７３は実施例１と同様であり説
明を省略する。

【０３７４】相電流選択値選択部７７４は、推定相の相
電流値を相電流選択値ｉｓにする。下記式（７３）のよ
うに、推定相指標η＝０、および３のとき、ｕ相電流値
ｉｕを相電流選択値ｉｓにする。また、推定相指標η＝
２、および５のとき、ｖ相電流値ｉｖを相電流選択値ｉ
ｓにする。さらに、推定相指標η＝１、および４のと
き、ｗ相電流値ｉｗを相電流選択値ｉｓにする。

【０３７５】 ｉｓ ＝ ｉｕ （η＝０、３のとき） ｉｓ ＝ ｉｖ （η＝２、５のとき） ｉｓ ＝ ｉｗ （η＝１、４のとき） ・・・（７３）

【０３７６】相電流基準値作成部７７５は、推定相の相
電流基準値を相電流基準値ｉｓｍとする。下記式（７
４）のように、推定相指標η＝０、および３のとき、ｕ
相電流基準値ｉｕｍを相電流基準値ｉｓｍにする。ま
た、推定相指標η＝２、および５のとき、ｖ相電流基準
値ｉｖｍを相電流選択値ｉｓｍにする。さらに、推定相
指標η＝１、および４のとき、ｗ相電流基準値ｉｗｍを
相電流基準値ｉｓｍにする。なお、ｕ相電流基準値ｉｕ
ｍは、式（７０）で表され、ｖ相電流基準値ｉｖｍ、お
よびｗ相電流基準値ｉｗｍは、下記式（７５）で表され
る。

【０３７７】 ｉｓｍ ＝ ｉｕｍ （η＝０、３のとき） ｉｓｍ ＝ ｉｖｍ （η＝２、５のとき） ｉｓｍ ＝ ｉｗｍ （η＝１、４のとき） ・・・（７４）

【０３７８】 ｉｖｍ（ｎ） ＝ ｉｖ（ｎ−１） ＋ΔＴ／Ｌ・｛ｖｖ（ｎ−１）−ｅｖｍ（ｎ−１）−Ｒ・ｉｖ（ｎ−１）｝ ｉｗｍ（ｎ） ＝ ｉｗ（ｎ−１） ＋ΔＴ／Ｌ・｛ｖｗ（ｎ−１）−ｅｗｍ（ｎ−１）−Ｒ・ｉｗ（ｎ−１）｝ ・・・（７５）

【０３７９】偏差作成部７７６は、偏差εを作成する。
下記式（７６）のように、相電流選択値ｉｓと相電流基
準値ｉｓｍの偏差を偏差εにする。

【０３８０】 ε ＝ ｉｓ − ｉｓｍ ・・・（７６）

【０３８１】ゲインリミット作成部７７は、実施例１と
同様であり説明を省略する。

【０３８２】角度速度補正部７７８は、偏差εを０に収
斂させるように推定角度θｍを補正する。また、推定角
度ωｍを作成する。まず、補正する向きを示す補正符号
σを作成する。下記式（７７）のように、推定相指標η
＝０、２、４のとき、補正符号σを１にする。また、推
定相指標η＝１、３、５のとき、補正符号σを−１にす
る。推定角度θｍの補正の方法は、実施例１と同様であ
り、説明を省略する。

【０３８３】 σ ＝ ＋１ （η＝０、２、４） σ ＝ −１ （η＝１、３、５） ・・・（７７）

【０３８４】誘起電圧振幅演算値作成部８１、および誘
起電圧振幅推定値変更部８２の動作は、実施例１と同様
であり説明を省略する。

【０３８５】実施例１の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧値と誘起電圧基準値ｅｓｍとの偏差を０に
収斂するように動作させることにより推定角度θｍを作
成した。実施例７の位置センサレスモータ制御装置のよ
うに、相電流値と相電流基準値ｉｓｍとの偏差を０に収
斂するように動作させても、実施例１と同様の作用をす
る。そのため、実施例７は、実施例１と同様の効果を有
する。

【０３８６】なお、実施例３から実施例７において、相
電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から相電圧値ｖｕ、
ｖｖ、ｖｗを作成したが、実施例２のように、電圧セン
サで直接検知した電圧に基づき相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖ
ｗを作成してもよい。

【０３８７】また、実施例２、および実施例４から実施
例７において、相電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を
作成し電流を制御したが、実施例３のように、推定角度
θｍによる回転座標系であるγδ軸上で電流制御しても
よい。

【０３８８】実施例１から実施例７において、ｕ相とｖ
相の相電流値と相電圧指令値とを交換したが、３相のモ
ータにおいては、３相のうちのいずれか２つの相の相電
流値と相電圧指令値とを交換すればよい。

【０３８９】また、電流制御部により電流を制御するた
め、電流センサで検知した電流を用いても電流指令を用
いても同様の効果が得られる。すなわち、実施例１から
実施例３、および実施例５から実施例７において、相電
圧方程式に電流センサで検知した電流をあてはめたが、
電流指令をあてはめてもよい。反対に、実施例４におい
て、相電圧方程式に電流指令をあてはめたが、電流セン
サで検知した電流をあてはめてもよい。

【０３９０】実施例１から実施例７において、補償量α
は推定角度θｍにより変化させたが、補償量αは推定角
度θｍに対する変化させなくてもよい。この場合は、電
気周期程度の周期を持つ細かな推定誤差の補償はできな
いが、平均的な推定誤差に対応できる。

【０３９１】実施例６において、補償量αの電圧位相分
（α１）を式（５６）のように逆正接関数を用いて求め
たが、補償量αの電圧位相分（α１）を角度推定の誤差
分（α２）に入れ込み、補償量αのテーブルを作成し、
このテーブルから直接補償量αを求めてもよい。

【０３９２】実施例６において、脱調を相電圧振幅推定
値ｖｍから判断したが、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電
圧指令値ｖｑ＊とに関する２次元の範囲を作成し、この
範囲外のとき脱調と判断してもよい。

【０３９３】実施例１から実施例７において、比例ゲイ
ンκｐと積分ゲインκｉと比例リミットζｐと積分リミ
ットζｉとを推定速度ωｍに対して相似形としたが、推
定速度ωｍに対して別々に設定してもよい。

【０３９４】実施例１から実施例５、および実施例７に
おいて、誘起電圧振幅演算値作成部は、誘起電圧値の絶
対値の和から誘起電圧振幅演算値ｅｃを作成したが、誘
起電圧値を二乗した結果を加算し、さらに、二乗根をと
ったものを誘起電圧振幅演算値ｅｃとしてもよい。同様
に、実施例６において、相電圧振幅演算値作成部は、相
電圧値の絶対値の和から相電圧振幅演算値ｖｃを作成し
たが、相電圧値を二乗した結果を加算し、さらに、二乗
根をとったものを相電圧振幅演算値ｖｃとしてもよい。

【０３９５】また、実施例１から実施例５、および実施
例７において、３相の誘起電圧値から誘起電圧振幅演算
値ｅｃを作成したが、１つの相の誘起電圧値から誘起電
圧振幅演算値ｅｃを求めてもよい。この場合、３相のう
ちで大きさが一番大きい誘起電圧値にある係数を乗じた
ものを誘起電圧振幅演算値ｅｃとする。同様に、実施例
６において、３相の相電圧値から相電圧振幅演算値ｖｃ
を作成したが、１つの相の誘起電圧値から相電圧振幅演
算値ｖｃを求めてもよい。この場合、３相のうちで大き
さが一番大きい相電圧値にある係数を乗じたものを相電
圧振幅演算値ｖｃとする。

【０３９６】実施例１から実施例７において、誘起電圧
が正弦波状であると仮定したが、台形波状などであって
正弦波状でなくても本発明に含まれる。例えば、台形波
状であるときは、誘起電圧基準値を正弦波状から台形波
状のものに置き換えればよい。

【０３９７】また、実施例１から実施例７において、電
流制御部と補償量作成部と角度推定部とを同期させた
が、同期させなくてもよい。ただし、同期させないとき
には、適切な設計変更をし、角度速度補正部で行った推
定角度θｍを進める動作を電流制御部で行う必要があ
る。

【０３９８】実施例１から実施例７において、交換後の
電圧指令値ｖｕ＊１、ｖｖ＊１、ｖｗ＊１にデッドタイ
ム補償をしてもよい。また、実施例１、および実施例３
から実施例７において、相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、
ｖｗ＊を相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗとしたが、相電圧指
令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊にデッドタイムの影響をな
くような補償をしたものを相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと
してもよい。こうすることで、さらに精度のよい角度の
推定を実現する。この場合には、相電圧値ｖｕ、ｖｖ、
ｖｗから中性点電位を減算したものを推定に用いる。

【０３９９】実施例１から実施例７において、比例積分
結果をそのまま相電圧指令値としたが、３倍高調波の重
畳、２相変調をしてもよい。この場合には、相電圧値ｖ
ｕ、ｖｖ、ｖｗから中性点電位を減算したものを推定に
用いる。

【０４００】実施例１から実施例６において、ＩＰＭＳ
Ｍを制御したが、ＳＰＭＳＭを制御してもよい。反対
に、実施例７において、ＳＰＭＳＭを制御したが、相電
流モデル値ｉｓｍの演算にインダクタンス変化を考慮し
ＩＰＭＳＭを制御してもよい。

【０４０１】また、シンクロナスリラクタンスモータを
制御してもよい。このシンクロナスリラクタンスモータ
は永久磁石がないため、永久磁石による誘起電圧を０に
して制御すればよい。例えば、実施例６において、式
（５６）において、永久磁石によるｄｑ軸巻線鎖交磁束
実効値ψを０とし、下記式（７８）のように、補償量α
の電圧位相分α１を作成すればよい。

【０４０２】 α１ ＝−ａｔａｎ［｛Ｒ・ｉγ＊−ωｅ・Ｌｑ・ｉδ＊｝／ ｛Ｒ・ｉγ＊＋ωｅ・Ｌｄ・ｉδ＊｝］ ・・・（７８）

【０４０３】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、非常に
短い期間である角度推定周期ごとに偏差を求め推定角度
を補正することで、常に高分解能で高精度な推定角度を
作成する位置センサレスモータ制御装置を実現できると
いう、有利な効果が得られる。また、非常に短い期間で
ある角度推定周期ごとに偏差を求め推定角度を補正する
ことで、角速度の急激な変化に追随できる、速度変化へ
の応答性の良い、位置センサレスモータ制御装置を実現
できるという、有利な効果が得られる。

【０４０４】請求項１等の本発明によれば、温度変化に
より推定角度が影響を受けないため、広い温度範囲にわ
たって、高い精度でロータの角度を推定する位置センサ
レスモータ制御装置を実現できるという、有利な効果が
得られる。

【０４０５】請求項３等の本発明によれば、推定信号と
計測データ等との間で演算をする上で、座標回転を行う
必要がないため、モータのステータ巻線の相電圧が飽和
して、相電圧等が、台形波や矩形波等になった場合に
も、正しいロータの角度推定をすることが出来る、高速
や大きな出力トルクでモータを駆動する位置センサレス
モータ制御装置を実現できるという、有利な効果が得ら
れる。

【０４０６】請求項４等の本発明によれば、ステータ巻
線の電流が正弦波信号であるとして取り扱うため、角度
を推定するための計算が簡略化される。これにより、小
型で、安価なマイクロプロセッサ等により、短い演算時
間で、角度推定を行う位置センサレスモータ制御装置を
実現できるという、有利な効果が得られる。又、ステー
タ巻線は大きなインダクタンス成分を有するため、ステ
ータ巻線の相電流の波形は飽和しにくく、ステータ巻線
の相電圧の波形が飽和した時にも、相電流の波形は正弦
波に近いため、ステータ巻線の相電圧の波形が飽和した
時にも、ロータの角度の推定精度の高い、高速や大きな
出力トルクでモータを駆動する位置センサレスモータ制
御装置を実現できるという、有利な効果が得られる。

【０４０７】請求項５等の本発明によれば、角度誤差と
いう特定のパラメータを算出し、当該角度誤差が小さく
なるように、推定角度を補正する。これにより、例え
ば、実際のモータ駆動波形が矩形波（又は台形波）であ
る場合にも、角度推定手段は正弦波の推定モデルを有
し、当該矩形波（又は台形波）の角度と、当該正弦波の
角度と、の角度誤差を算出し、角度誤差を小さくするよ
うに正弦波の推定モデルを補正することが出来るという
有利な効果が得られる。本発明により、推定モデルの生
成が容易になるという有利な効果が得られる。

【０４０８】本発明により、モータの角速度や出力トル
クが増大し必要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線の
各相の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でな
くなっても、正しく角度を推定することが出来、高い角
速度や大きな出力トルクを実現することが出来るという
有利な効果が得られる。又、本発明による位置センサレ
スモータ制御装置においては、ロータの永久磁石の着磁
波形は任意である。従って、ロータの永久磁石の着磁波
形が正弦波以外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外
の波形を有する、モータについても、本発明により、高
い精度でロータの角度を推定することが出来るという有
利な効果が得られる。

【０４０９】請求項６等の本発明によれば、角度誤差及
び振幅誤差という特定のパラメータを算出し、当該角度
誤差が小さくなるように、推定角度を補正している。こ
れにより、さらに、負荷の変化や角速度の変化が生じた
場合にも、正しい角速度の推定が出来る位置センサレス
モータ制御装置を実現できるという、有利な効果が得ら
れる。

【０４１０】請求項７等の本発明によれば、推定モデル
が有する、推定角度を変数とする関数の係数について
も、補正を行う。これにより、精度の高い推定モデルを
得られ、高い精度の角度推定を行う位置センサレスモー
タ制御装置を実現できるという、有利な効果が得られ
る。

【０４１１】請求項８の本発明によれば、角度推定手段
の出力から角度推定手段のフィードバック入力に至る信
号経路の伝達特性が、温度依存性を有する要素を含まな
い。これにより、広い温度範囲にわたって、高い精度で
ロータの角度を推定する位置センサレスモータ制御装置
を実現できるという、有利な効果が得られる。

【０４１２】請求項９等の本発明によれば、角度誤差の
検出精度の高い相を選択して、角度誤差を補正する。こ
れにより、いかなるロータの角度においても、常に高い
精度で、角度を推定することが出来る、位置センサレス
モータ制御装置を実現できるという、有利な効果が得ら
れる。

【０４１３】請求項１０等の本発明によれば、モータの
ロータの角度推定誤差が一定の範囲を超えたことを検知
して（その結果、例えば、推定角速度が実際の角速度と
まったく異なる値になった場合）、例えば、モータを停
止させる。これにより、モータの制御が外れた状態（脱
調）から、容易に脱出することが出来る位置センサレス
モータ制御装置を実現できるという、有利な効果が得ら
れる。

【０４１４】請求項１２等の本発明によれば、誤差信号
に、ロータの角速度と対応関係を有するゲインを掛けた
値を用いて、推定モデルを補正する。これにより、遅い
角速度から速い角速度に至るまで、適切な補正量を得る
ことが出来、広い速度範囲で高い角度の推定を行う位置
センサレスモータ制御装置を実現できるという、有利な
効果が得られる。

【０４１５】請求項１４等の本発明によれば、過大な補
正量を用いて推定信号を補正することを防止する。これ
により、ノイズの影響を受けにくい、安定な位置センサ
レスモータ制御装置を実現できるという、有利な効果が
得られる。

【０４１６】請求項１５等の本発明によれば、さらに、
補正量の上限値又は下限値を角速度に応じて変化させ
る。これにより、広い速度範囲でノイズの影響を受けに
くい、安定な位置センサレスモータ制御装置を実現でき
るという、有利な効果が得られる。

【０４１７】請求項１６等の本発明によれば、パラメー
タに対応する補償量のテーブルを有することにより、演
算のみにより角度を推定する装置よりも、精度の高い精
度で角度を推定する位置センサレスモータ制御装置を実
現できるという、有利な効果が得られる。

【０４１８】請求項１７等の本発明によれば、非常にわ
ずかな切り換えにより、正転と逆転とに対応し、かつ、
正転時と逆転時とで、回路ブロック又はプログラムブロ
ックのほとんどの部分を共用できる位置センサレスモー
タ制御装置が実現できるという、有利な効果が得られ
る。

【０４１９】請求項１８等の本発明によれば、ステータ
巻線の計測又は演算された電圧から、誘起電圧以外の成
分を差し引くことにより、誘起電圧を導出する。これに
より、広い温度範囲にわたって、高い精度でロータの角
度を推定する位置センサレスモータ制御装置を実現でき
るという、有利な効果が得られる。

【０４２０】請求項２３等の本発明によれば、全ての相
について誤差を算出する必要がなく、各相の誘起電圧を
比較して、最も小さな誘起電圧の相を選択するという簡
単な方法により、正常な状態において誤差が最大になる
相を選択し、当該選択された相についてのみ、誤差を演
算するため、演算時間が少なくて済むという、有利な効
果が得られる。

【０４２１】請求項３１等の本発明によれば、ステータ
巻線の電流信号を基準に、角度を推定する。これによ
り、推定角度が温度変化の影響を受けないため、広い温
度範囲にわたって、高い精度でロータの角度を推定する
位置センサレスモータ制御装置を実現できるという、有
利な効果が得られる。

【０４２２】また、請求項４３の本発明によれば、相電
圧基準値に相電圧値を一致させるようにすることによ
り、演算時間少なく角度推定を実現する位置センサレス
モータ制御装置を実現する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１における位置センサレスモータ制御装
置の構成を示すブロック図。

【図２】実施例１における駆動部の回路図。

【図３】実施例１における速度制御部の構成を示すブロ
ック図。

【図４】実施例１における電流制御部の構成を示すブロ
ック図。

【図５】実施例１における角度推定部の構成を示すブロ
ック図。

【図６】実施例１における脱調検出部の構成を示すブロ
ック図。

【図７】実施例１における座標系の説明図。

【図８】実施例１におけるｕ相の誘起電圧値と誘起電圧
基準値と偏差とを示す波形図。

【図９】実施例１における推定速度に対するゲインとリ
ミットの関係図。

【図１０】実施例１における推定速度に対する誘起電圧
振幅上限値と誘起電圧振幅下限値の関係図。

【図１１】実施例２における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。

【図１２】実施例２における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。

【図１３】実施例３における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。

【図１４】実施例３における電流制御部の構成を示すブ
ロック図。

【図１５】実施例４における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。

【図１６】実施例４における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。

【図１７】実施例５における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。

【図１８】実施例５における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。

【図１９】実施例５における各相の誘起電圧値と推定相
指標の関係を示す波形図。

【図２０】実施例６における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。

【図２１】実施例６における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。

【図２２】実施例６における脱調検出部の構成を示すブ
ロック図。

【図２３】実施例６における推定速度に対する相電圧振
幅上限値と相電圧振幅下限値の関係図。

【図２４】実施例７における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。

【図２５】実施例７における速度制御部の構成を示すブ
ロック図。

【図２６】実施例７における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。

【図２７】従来例１の位置センサレスモータ制御装置の
構成を示すブロック図。

【図２８】従来例１の位置センサレスモータ制御装置の
タイミングチャート。

【図２９】従来例２の位置センサレスモータ制御装置の
構成を示すブロック図。

【図３０】従来例２の位置センサレスモータ制御装置の
解析モデル。

【符号の説明】

１０ ＩＰＭＳＭ １１ｕ ステータ巻線 １１ｖ ステータ巻線 １１ｗ ステータ巻線 １２ ロータ ７１２ ロータ １３ 永久磁石 ７１３ 永久磁石 ２１ｕ 電流センサ ２１ｖ 電流センサ ２２ マイコン ２２２ マイコン ３２２ マイコン ４２２ マイコン ５２２ マイコン ６２２ マイコン ７２２ マイコン ３０ 駆動部 ４０ 速度制御部 ４４０ 速度制御部 ７４０ 速度制御部 ５０ 電流制御部 ２５０ 電流制御部 ３５０ 電流制御部 ４５０ 電流制御部 ６０ 補償量作成部 ６６０ 補償量作成部 ７０ 角度推定部 ２７０ 角度推定部 ４７０ 角度推定部 ５７０ 角度推定部 ６７０ 角度推定部 ７７０ 角度推定部 ８０ 誘起電圧振幅推定値補正部 ９０ 脱調検出部 ６９０ 脱調検出部 ７１０ ＳＰＭＳＭ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 丸山 幸紀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (43)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータのステータ巻線の目標電流と、前
   記ステータ巻線の実測電流と、前記モータのロータの推
   定角度と、を変数とする関数により、導出される電圧
   を、モータの各ステータ巻線に印加する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
2. 【請求項２】 前記ステータ巻線の目標電流が、前記ロ
   ータの目標角速度と、前記ロータの推定角速度と、を変
   数とする関数により、導出される、 ことを特徴とする請求項１に記載の位置センサレスモー
   タ制御装置。
3. 【請求項３】 モータのロータの推定角度を推定する角
   度推定手段を有し、 前記角度推定手段が、前記モータのステータ巻線の、相
   電圧、又は相電流、又は誘起電圧、のいずれかと同一の
   波形の第１の信号、又は前記第１の信号の角度情報を有
   する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記ステータ巻線の電流が正弦波信号で
   あるとして取り扱う、ことを特徴とする請求項３に記載
   の位置センサレスモータ制御装置。
5. 【請求項５】 モータのロータの推定角度を推定する、
   角度推定手段を、有し、 前記角度推定手段が、 前記推定角度と、前記モータのステータ巻線の相電流を
   含む情報より導出される角度と、の角度誤差又は角度誤
   差と対応関係を有する振幅誤差を算出し、かつ前記角度
   誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差が小さく
   なるように、前記推定角度を補正する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
6. 【請求項６】 モータのロータの推定角度を含む推定信
   号を生成する、角度推定手段を、有し、 前記角度推定手段が、 前記推定信号の前記推定角度と、前記モータのステータ
   巻線の相電流を含む情報より導出される角度と、の角度
   誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差を算出
   し、かつ前記角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する
   振幅誤差が小さくなるように、前記推定信号を補正し、 前記推定信号の振幅と、前記モータのステータ巻線の相
   電流を含む情報より導出される振幅と、の振幅誤差を算
   出し、かつ前記振幅誤差が小さくなるように、前記推定
   信号を補正する、 ことを特徴とする、位置センサレスモータ制御装置。
7. 【請求項７】 モータのロータの推定角度を推定し、か
   つ少なくとも前記推定角度を変数とする関数を有する、
   角度推定手段を有し、 前記角度推定手段は、前記モータのステータ巻線の相電
   流を含む情報に基づいて導出された値に基づいて、前記
   関数の係数の中の少なくとも１つの係数の値を、補正す
   る、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
8. 【請求項８】 モータのロータの角度を推定する角度推
   定手段を有し、 前記角度推定手段の出力から、前記角度推定手段のフィ
   ードバック入力に至る信号経路の伝達特性が、 誘起電圧、ロータの鎖交磁束、及び発電定数を含まな
   い、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
9. 【請求項９】 モータのロータの推定角度を推定する、
   角度推定手段を、有し、 前記角度推定手段が、 前記モータのステータ巻線の相を選択し、選択された前
   記相の相電圧又は相電流又は誘起電圧に基づいて、前記
   推定角度を補正する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
10. 【請求項１０】 モータのロータの角度の情報を含む推
    定信号を有する角度推定手段を有し、 前記モータのステータ巻線の電流を含む情報より導出さ
    れた値と、前記推定信号から導出された値と、の誤差が
    定められた範囲を超える場合は、前記モータが、正常に
    制御にされていないと判断する、ことを特徴とする位置
    センサレスモータ制御装置。
11. 【請求項１１】 前記誤差が定められた範囲を超える場
    合は、前記モータを減速又は停止させる、 ことを特徴とする請求項１０に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
12. 【請求項１２】 モータのロータの角度及び角速度の情
    報を含む推定信号を有する角度推定手段を有し、 前記角度推定手段は、 前記モータのステータ巻線の電流を含む情報より導出さ
    れた値と、前記推定信号から導出された値と、の誤差で
    ある誤差信号を生成し、かつ、 前記誤差信号に、前記角速度と対応関係を有するゲイン
    を掛けた値を用いて、前記推定信号を補正する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
13. 【請求項１３】 前記角速度が速くなるに応じて、前記
    ゲインの絶対値は、大きくなる場合があり、かつ、小さ
    くなることがない、 ことを特徴とする請求項１２に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
14. 【請求項１４】 モータのロータの角度及び角速度の情
    報を含む推定信号を有する角度推定手段を有し、 前記角度推定手段は、 前記モータのステータ巻線の電流を含む情報より導出さ
    れた値と、前記推定信号から導出された値と、の誤差で
    ある誤差信号を生成し、かつ、 前記誤差信号より導出された補正量を用いて、前記推定
    信号を補正し、かつ、 前記補正量が、前記角速度と対応関係を有する上限値又
    は下限値の少なくともいずれか１つを、超えないように
    する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
15. 【請求項１５】 前記角速度が速くなるに応じて、前記
    上限値又は下限値の絶対値は、大きくなる場合があり、
    かつ、小さくなることがない、 ことを特徴とする請求項１４に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
16. 【請求項１６】 モータのロータの推定角度と推定角速
    度とを推定する角度推定手段を有し、 前記角度推定手段が、 前記推定角度と、前記推定角速度と、ステータ巻線の計
    測又は演算された電流と、の中の少なくとも１つをパラ
    メータとする補償量のテーブルを有し、かつ、 前記パラメータに対応する補償量を用いて、前記推定角
    度を補償する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
17. 【請求項１７】 モータのステータ巻線の電流の値であ
    る相電流値を検知する電流センサと、 前記モータのロータの推定角度に基づき前記ステータ巻
    線に印加する電圧の指令値を示す相電圧指令値を作成す
    る電圧指令値作成手段と、 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印
    加する駆動手段と、 前記推定角度を生成する角度推定手段と、 前記ロータの回転する方向の指令を示す回転方向指令を
    出力する回転方向指令手段と、 を具備する位置センサレスモータ制御装置において、 前記回転方向指令が逆転方向を示す場合は、少なくとも
    ２つの相の前記相電流値を相互に交換し、かつ、少なく
    とも２つの相の前記相電圧指令値を相互に交換する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
18. 【請求項１８】 モータのロータの推定角度を推定する
    角度推定手段を有し、 前記角度推定手段が、ステータ巻線の計測又は演算され
    た相電圧から、誘起電圧以外の成分を差し引くことによ
    り導出される誘起電圧と、同一の波形である第２の信
    号、又は前記第２の信号から導出され得る第３の信号、
    又は前記第２の信号若しくは前記第３の信号の角度情報
    を有する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
19. 【請求項１９】 前記第２の信号又は前記第３の信号又
    は前記角度情報が、 前記モータのステータ巻線の計測又は演算された相電圧
    と、前記ステータ巻線の計測された相電流と、前記モー
    タのロータの推定角度と、を変数とする関数により、導
    出される、ことを特徴とする請求項１８に記載の位置セ
    ンサレスモータ制御装置。
20. 【請求項２０】 前記角度推定手段は、さらに、 前記第２の信号又は前記第３の信号又は前記角度情報か
    ら導出された信号と、前記ステータ巻線の計測又は演算
    された相電圧から誘起電圧以外の成分を差し引くことに
    より導出される誘起電圧と、の角度誤差又は角度誤差と
    対応関係を有する振幅誤差を算出し、 かつ前記角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅
    誤差が小さくなるように、前記第２の信号、又は前記第
    ３の信号、又は前記角度情報、の推定角度を補正する、 ことを特徴とする、請求項１８に記載の位置センサレス
    モータ制御装置。
21. 【請求項２１】 前記角度推定手段は、さらに、 前記第２の信号又は前記第３の信号の振幅と、前記ステ
    ータ巻線の計測又は演算された相電圧から誘起電圧以外
    の成分を差し引くことにより導出される誘起電圧の振幅
    と、の振幅誤差を算出し、 かつ前記振幅誤差が小さくなるように、前記第２の信
    号、又は前記第３の信号の振幅を補正する、 ことを特徴とする、請求項２０に記載の位置センサレス
    モータ制御装置。
22. 【請求項２２】 モータのロータの角度の情報を含む誘
    起電圧の推定信号を有する角度推定手段を有し、 前記角度推定手段は、前記モータのステータ巻線の各相
    の電流を含む情報に基づいて導出された前記各相の誘起
    電圧と、前記誘起電圧の推定信号と、の誤差の中で、最
    も大きな誤差を選択し、前記最も大きな誤差が小さくな
    るように、前記推定信号を補正する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
23. 【請求項２３】 モータのロータの角度の情報を含む誘
    起電圧の推定信号を有する角度推定手段を有し、 前記角度推定手段は、 前記モータのステータ巻線の各相の電流を含む情報に基
    づいて導出された前記各相の誘起電圧の中で、最も小さ
    な誘起電圧の相を選択し、かつ、 前記選択された相の誘起電圧と、前記誘起電圧の推定信
    号と、の誤差が小さくなるように、前記推定信号を補正
    する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
24. 【請求項２４】 前記第２の信号又は前記第３の信号の
    振幅が定められた範囲を超える場合は、前記モータを減
    速又は停止させる、 ことを特徴とする、請求項２１に記載の位置センサレス
    モータ制御装置。
25. 【請求項２５】 前記角度推定手段は、さらに、 前記角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差
    に、前記モータのロータの推定角速度と対応関係を有す
    るゲインを掛けた値である補正量を用いて、前記第２の
    信号、又は前記第３の信号、又は前記角度情報、の推定
    角度を補正する、 ことを特徴とする請求項２０に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
26. 【請求項２６】 前記角速度が速くなるに応じて、前記
    ゲインの絶対値は、大きくなる場合があり、かつ、小さ
    くなることがない、 ことを特徴とする請求項２５に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
27. 【請求項２７】 前記角度推定手段は、さらに、 前記第２の信号、又は前記第３の信号、又は前記角度情
    報を補正する値である補正量が、前記モータの角速度と
    対応関係を有する上限値又は下限値の少なくともいずれ
    か１つを、超えないようにする、 ことを特徴とする請求項２０に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
28. 【請求項２８】 前記角速度が速くなるに応じて、前記
    上限値又は下限値の絶対値は、大きくなる場合があり、
    かつ、小さくなることがない、 ことを特徴とする請求項２７に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
29. 【請求項２９】 前記角度推定手段は、さらに、 前記推定角度と、前記モータの推定角速度と、前記ステ
    ータ巻線の計測又は演算された電流と、の中の少なくと
    も１つをパラメータとする補償量のテーブルを有し、か
    つ、 前記テーブルの前記パラメータに対応する補償量を用い
    て、前記第２の信号、又は前記第３の信号、又は前記角
    度情報、の推定角度を補償する、 ことを特徴とする請求項２０に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
30. 【請求項３０】 正弦波信号であると仮定した前記モー
    タのステータ巻線の計測又は演算された電流を用いて、
    前記誘起電圧以外の成分を導出する、 ことを特徴とする請求項１８に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
31. 【請求項３１】 モータのロータの角度を推定する角度
    推定手段を有し、 前記角度推定手段が、ステータ巻線の電流と同一の波形
    の第４の信号、又は前記第４の信号から導出され得る第
    ５の信号、又は前記第４の信号若しくは前記第５の信号
    の角度情報を有する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
32. 【請求項３２】 前記角度推定手段は、さらに、 前記第４の信号又は前記第５の信号又は前記角度情報
    と、ステータ巻線の電流から導出された信号と、の角度
    誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差を算出
    し、 かつ前記角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅
    誤差が小さくなるように、前記第４の信号、又は前記第
    ５の信号、又は前記角度情報、の推定角度を補正する、 ことを特徴とする、請求項３１に記載の位置センサレス
    モータ制御装置。
33. 【請求項３３】 前記角度推定手段は、さらに、 前記角度推定手段が有する前記第４の信号又は前記第５
    の信号の振幅と、ステータ巻線の電流から導出された信
    号と、の振幅誤差を算出し、 かつ前記振幅誤差が小さくなるように、前記第４の信
    号、又は前記第５の信号、の振幅を補正する、 ことを特徴とする、請求項３２に記載の位置センサレス
    モータ制御装置。
34. 【請求項３４】 モータのロータの角度の情報を含むス
    テータ巻線の電流の推定信号を有する角度推定手段を有
    し、 前記角度推定手段は、測定された前記モータのステータ
    巻線の各相の電流と、前記電流の推定信号と、の誤差の
    中で、最も大きな誤差を選択し、前記最も大きな誤差が
    小さくなるように、前記推定信号を補正する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
35. 【請求項３５】 モータのロータの角度の情報を含むス
    テータ巻線の電流の推定信号を有する角度推定手段を有
    し、 前記角度推定手段は、測定された前記モータのステータ
    巻線の各相の電流の中で、最も小さな電流の相を選択
    し、前記選択された相の電流と、前記電流の推定信号
    と、の誤差が小さくなるように、前記推定信号を補正す
    る、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
36. 【請求項３６】 前記角度誤差又は角度誤差と対応関係
    を有する振幅誤差が定められた範囲を超える場合は、前
    記モータを減速又は停止させる、 ことを特徴とする、請求項３２に記載の位置センサレス
    モータ制御装置。
37. 【請求項３７】 前記角度推定手段は、さらに、 前記角度誤差又は角度誤差と対応関係を有する振幅誤差
    に、前記モータのロータの推定角速度と対応関係を有す
    るゲインを掛けた値である補正量を用いて、前記第４の
    信号、又は前記第５の信号、又は前記角度情報、の推定
    角度を補正する、 ことを特徴とする請求項３２に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
38. 【請求項３８】 前記角速度が速くなるに応じて、前記
    ゲインの絶対値は、大きくなる場合があり、かつ、小さ
    くなることがない、 ことを特徴とする請求項３７に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
39. 【請求項３９】 前記角度推定手段は、さらに、 前記第４の信号、又は前記第５の信号、又は前記角度情
    報を補正する値である補正量が、前記モータの角速度と
    対応関係を有する上限値又は下限値の少なくともいずれ
    か１つを、超えないようにする、 ことを特徴とする請求項３２に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
40. 【請求項４０】 前記角速度が速くなるに応じて、前記
    上限値又は下限値の絶対値は、大きくなる場合があり、
    かつ、小さくなることがない、 ことを特徴とする請求項３９に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
41. 【請求項４１】 前記角度推定手段は、さらに、 前記推定角度と、前記ロータの推定角速度と、前記ステ
    ータ巻線の計測又は演算された電流と、の中の少なくと
    も１つをパラメータとする補償量のテーブルを有し、か
    つ、 前記テーブルの前記パラメータに対応する補償量を用い
    て、前記第４の信号、又は前記第５の信号、又は前記角
    度情報の推定角度を補償する、 ことを特徴とする請求項３２に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
42. 【請求項４２】 前記モータのステータ巻線の計測又は
    演算された電流が、正弦波信号であるとして取り扱う、 ことを特徴とする請求項３１に記載の位置センサレスモ
    ータ制御装置。
43. 【請求項４３】 モータのロータの推定角度を推定する
    角度推定手段を有し、 前記角度推定手段が、ステータ巻線の計測又は演算され
    た相電圧と、同一の波形である第６の信号、又は前記第
    ６の信号から導出され得る第７の信号、又は前記第６の
    信号若しくは前記第７の信号の角度情報を有する、 ことを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。