KR100507714B1 - 전동기 구동 장치 및 그것을 이용한 냉동 장치 - Google Patents
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Abstract
저렴한 구성으로 상전류(相電流)를 정확하게 검출하고, 저속 영역으로부터 고속 영역까지 양질의 구동이 가능한 전동기 구동 장치를 제공한다.
전동기 구동 장치는, 인버터(2), 인버터 모선 전류를 검출하는 전류 검출부 (11), 인버터의 출력 전압값과 전류 검출부에 의한 전류값으로부터 모터 유기(誘起) 전압을 추정하는 유기 전압 추정부(17), 추정된 유기 전압 추정값에 근거해서 모터의 회전자 위치를 추정하는 회전자 위치 속도 검출부(18), 추정된 회전자 위치의 정보에 근거해서 인버터 제어용 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부(9), 및 PWM 신호 생성부에서 생성된 PWM 신호의 듀티(duty)를 보정하는 듀티 보정부(19)를 구비한다. 듀티 보정부(19)는 PWM 신호 생성부에서 생성된 PWM 신호의 듀티를 전류 검출부가 인버터 모선 전류를 검출하는 기간에 있어서, PWM 신호를 변화시키지 않도록 하는 듀티로 보정한다.
Description
본 발명은, 무브러시 DC 모터 등의 전동기를 임의의 회전수로 구동하는 전동기 구동 장치 및 그것을 이용한 냉동 장치에 관한 것이다.
최근, 공기조화기에 있어서의 압축기 등의 전동기를 구동시키는 장치에 있어서는, 지구 환경 보호의 관점에서 소비 전력을 저감시킬 필요성이 커지고 있다. 그 중에서, 절전 기술의 하나로서, 무브러시 DC 모터와 같은 효율이 높은 전동기를 임의의 주파수로서 구동시키는 인버터 등이 널리 일반적으로 사용되고 있다. 또한, 구동 기술로서는, 구형파(矩形波) 형상의 전류에 의해 구동을 실행하는 구형파 구동에 대해서, 더욱 효율이 높고, 소음도 낮게 할 수 있는 정현파 구동 기술이 주목받고 있다.
공기조화기에 있어서의 압축기와 같은 전동기를 구동할 경우, 전동기 회전자의 위치를 검출하는 센서를 부착하는 것이 곤란하기 때문에, 회전자의 위치를 어떠한 방법으로 추정하면서 구동을 실행하는 위치 센서 없는 정현파 구동 기술도 발명되어 있다. 또한, 회전자의 위치를 추정하는 방법으로서는, 전동기의 유기 전압을 추정함으로써, 실행하는 방법(일본국 특개2000-350489호 공보 등)이 있다.
도 22에 위치 센서 없는 정현파 구동을 실현하기 위한 시스템 구성을 나타낸다. 무브러시 모터(3)를 구동시키는 구동 장치는, 직류 전원(1), 인버터(2), 제어부 (6), 전류 센서(7v, 7w)를 갖는다. 무브러시 모터(3)는 고정자(4)와 회전자(5)로서 이루어진다.
무브러시 모터(3)는, 중성점을 중심으로 Y결선된 3개의 상권선(相卷線)(4u, 4v, 4w)이 부착되는 고정자(4), 및 자석이 장착되어 있는 회전자(5)를 구비한다. U상(相) 권선(4u)의 비(非) 결선단(結線端)에 U상 단자(8u), V상 권선(4v)의 비 결선단에 V상 단자(8v), W상 권선(4w)의 비 결선단에 W상 단자(8w)가 접속된다.
인버터(2)는, 1쌍의 스위칭 소자가 전류의 상류측과 하류측의 관계로 직렬 접속된 직렬 회로를 U상용, V상용, W상용으로서 3개를 갖는다. 이들 직렬 회로에, 직류 전원(1)으로부터 출력되는 DC 전압이 인가된다. U상용의 직렬 회로는, 상류측 스위칭 소자(12u), 및 하류측 스위칭 소자(12x)로서 이루어진다. V상용의 직렬 회로는, 상류측 스위칭 소자(12v), 및 하류측 스위칭 소자(12y)로서 이루어진다. W상용의 직렬 회로는, 상류측 스위칭 소자(12w), 및 하류측 스위칭 소자(12w)로서 이루어진다. 또한, 프리 휠 다이오드(14u, 14v, 14w, 14x, 14y, 14z)가 각각의 스위칭 소자와 병렬로 접속된다.
인버터(2)에 있어서의 스위칭 소자(12u, 12x)의 상호 접속점, 스위칭 소자 (12v, 12y)의 상호 접속점, 및 스위칭 소자(12w, 12z)의 상호 접속점에, 무브러시 모터(3)의 단자(8u, 8v, 8w)가 각각 접속된다.
제어부(6)는, 무브러시 모터(3)의 상권선(4v, 4w)에 흐르는 전류를 전류 센서 (7v, 7w)에 의해서 검출하고, 이 전류값을 근거로 유기 전압을 추정하여 인버터(2)를 제어하는 신호를 출력한다. 이상과 같은 회로 구성으로서, 무브러시 모터 (3)의 구동 제어를 실행하고 있다.
이러한 종래의 유기 전압의 추정에 의한 위치 센서 없는 정현파 구동에 있어서는, 구동하는 전동기의 상전류를 검출하기 때문에, 전류 센서 등의 검출기를 최저라도 2개 이용하지 않으면 안되고, 구동 장치를 구성하는 데에 있어서, 비용 상승의 요인이 되는 문제가 있었다.
본 발명은 상기의 과제를 해결하는 것으로서, 저렴한 구성으로 상전류를 정확하게 검출하고, 저속 회전 영역으로부터 고속 회전 영역까지 양질의 구동이 가능한 전동기 구동 장치 및 그것을 이용한 냉동 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관한 전동기 구동 장치는, 고압측에 배치된 상부 암 스위칭 소자와 저압측에 배치된 하부 암 스위칭 소자로서 이루어지는 스위칭 소자 쌍을 복수개 가지고, 각각의 스위칭 소자의 동작에 의해 직류 전압을 원하는 주파수, 전압의 교류 전압으로 변환시켜 3상 전동기에 그 구동 전압으로서 공급하는 인버터와, 인버터의 모선에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 인버터가 출력하는 전압값과 상기 전류 검출 수단에 의해 검출되는 전류값으로부터 상기 전동기의 유기 전압을 추정하는 유기 전압 추정 수단과, 추정된 유기 전압 추정값에 근거해서 상기 전동기의 회전자 자극 위치를 추정하는 회전자 위치 속도 검출 수단과, 추정된 회전자 자극 위치의 정보에 근거해서 상기 인버터의 각각의 스위칭 소자의 동작을 제어하는 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성 수단과, PWM 신호 생성 수단에서 생성된 PWM 신호의 듀티를 보정하는 듀티 보정 수단을 구비한다. 듀티 보정 수단은, PWM 신호 생성 수단에서 생성된 PWM 신호의 듀티값을, 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하는 기간은 PWM 신호가 변화하지 않도록 하는 듀티값으로 보정한다.
듀티 보정 수단은, PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암의 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암의 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정해도 좋다. 이 때, 전류 검출 수단은 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시킨다.
또한, 듀티 보정 수단은, PWM 신호의 반 캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암의 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암의 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 상기 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정해도 좋다. 이 때, 전류 검출 수단은 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시킨다.
또한, 듀티 보정 수단은, PWM 신호의 1캐리어 주기 중의 1개의 반 캐리어 주기에 있어서의 인버터 상부 암의 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암의 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티 값을 보정하는 동시에, 나머지 반 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정한다. 이 때, 전류 검출 수단은 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시킨다.
또한, 듀티 보정 수단은, PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암의 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암의 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단에 의한 전류 검출을 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하는 동시에, 다음의 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정해도 좋다. 또는, 듀티 보정 수단은, PWM 신호의 캐리어 주기의 반 캐리어 주기 중, 인버터 상부 암의 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암의 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단에 의한 전류 검출을 위한 시간이 확보되도록 듀티를 보정하는 동시에, 다음 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정한다. 이 때, 전류 검출 수단은 전류 검출 시간이 확보된 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시킨다. 이 때, 또한, 유기 전압 추정 수단은, 듀티의 증감분이 수정된 캐리어 주기에 있어서는, 전회(前回)의 캐리어 주기에서 검출된 상전류를 이용해서 유기 전압의 추정을 실행해도 좋다.
또한, 전동기 구동 장치는 전동기의 부하 상태를 판단하는 부하 판정 수단을 더 구비해도 좋다. 이 때, 듀티 보정 수단은, 부하 판정 수단의 판단 결과에 근거해서, 중부하(重負荷)라고 판단되었을 경우는 제1의 모드(mode)로, 경부하(輕負荷)라고 판단되었을 경우는 제2의 모드로 절환하여 동작한다.
여기서, 제1의 모드는, 인버터를 제어하는 PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1의 기간과, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 상기 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 하는 듀티값으로 보정하고, 전류 검출 수단이, 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드이다. 제2의 모드는, 듀티 보정 수단이, PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 하는 듀티값으로 보정하는 동시에, 다음의 캐리어 주기에 있어서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고, 전류 검출 수단이, 검출 시간이 확보된 제1의 기간과 제2의 기간에서 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드이다.
또는, 제1의 모드는, 듀티 보정 수단이 인버터를 제어하는 PWM 신호의 반 캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1의 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간을 확보한 듀티로 보정하고, 전류 검출 수단은, 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드라도 좋다. 제2의 모드는, 듀티 보정 수단이 인버터를 제어하는 PWM 신호의 반 캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1의 기간과, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2의 기간에 있어서, 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 하는 듀티값으로 보정하는 동시에, 다음의 캐리어 주기에 있어서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고, 전류 검출 수단은, 검출 시간이 확보된 제1의 기간과 제2의 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드라도 좋다.
제2의 모드에서 동작 중에는, 유기 전압 추정 수단은, 제2의 모드에 있어서 듀티의 증감분이 수정된 캐리어 주기에 있어서는, 전회의 캐리어 주기에서 검출된 상전류를 이용해서 유기 전압의 추정을 실행해도 좋다.
또한, 부하 판정 수단은, PWM 신호의 듀티값의 크기, 전동기의 회전수 또는 전류 검출 수단에서 얻어지는 전류값을 이용해서 부하 상태를 판단할 수 있다.
제1의 모드와 상기 제2의 모드의 절환에 있어서, 히스테리시스를 설치하는 것이 바람직하다.
본 발명에 관한 냉동 장치는, 상기의 본 발명의 전동기 구동 장치를, 냉매를 압축하는 압축기 구동 장치로서 이용한다.
이하에서, 본 발명에 관한 모터 구동 장치의 실시형태에 대해서 도면을 참조하면서 설명한다.
(제1실시형태）
도 1은 본 발명에 관한 모터 구동 장치의 구성을 나타내는 블록도이다. 모터 구동 장치는, 직류 전원(1), 무브러시 모터(3)에 공급하는 구동 전압을 생성, 출력하는 인버터(2), 및 인버터(2)를 제어하는 제어부(6)를 갖는다.
무브러시 모터(3)는, 중성점을 중심으로 Y결선된 3상 권선(4u, 4v, 4w)이 부착된 고정자(4)와, 자석이 장착된 회전자(5)로서 이루어진다. U상 권선(4u)의 비 결선단에 U상 단자(8u)가, V상 권선(4v)의 비 결선단에 V상 단자(8v)가, W상 권선 (4w)의 비 결선단에 W상 단자(8w)가 접속되어 있다.
인버터(2)는 1쌍의 스위칭 소자로서 이루어지는 하프 브리지(half bridge) 회로를 U상용, V상용, W상용으로서 3상분 갖는다. 하프 브리지 회로의 1쌍의 스위칭 소자는, 직류 전원(1)의 고압측 단(端)과 저압측 단의 사이에 직렬 접속되고, 하프 브리지 회로에 직류 전원(1)으로부터 출력되는 직류 전압이 인가된다. U상용의 하프 브리지 회로는, 고압측(상부 암)의 스위칭 소자(12u) 및 저압측(하부 암)의 스위칭 소자(12x)로서 이루어진다. V상용의 하프 브리지 회로는, 고압측 스위칭 소자(12v) 및 저압측 스위칭 소자(12y)로서 이루어진다. W상용의 하프 브리지 회로는, 고압측 스위칭 소자(12w) 및 저압측 스위칭 소자(12z)로서 이루어진다. 또한, 각각의 스위칭 소자와 병렬로 프리 휠 다이오드(14u, 14v, 14w, 14x, 14y, 14z)가 접속되어 있다.
인버터(2)에 있어서의 스위칭 소자(12u)와 스위칭 소자(12x)의 상호 접속점, 스위칭 소자(12v)와 스위칭 소자(12y)의 상호 접속점, 스위칭 소자(12w)와 스위칭 소자(12z)의 상호 접속점에 무브러시 모터(3)의 단자(8u, 8v, 8w)가 각각 접속된다.
인버터(2)에 인가되어 있는 직류 전압은, 상기한 인버터(2) 내의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해서 3상의 교류 전압으로 변환되고, 그에 따라, 무브러시 모터(3)가 구동된다.
제어부(6)는, PWM 신호 생성부(9)와, 베이스 드라이버(base driver)(10)와, 전류 검출부(11)와, 유기 전압 추정부(17)와, 회전자 위치 속도 검출부(18)와, 듀티 보정부(19)로서 이루어진다.
PWM 신호 생성부(9)는, 외부에서 주어지는 목표 속도를 실현하기 위해서, 현재의 속도와 목표 속도의 오차로부터 연산에 의해서 구해진 출력 전압을 출력하기 위해서, 인버터(2)의 각각의 스위칭 소자(12u, 12v, …)를 구동하기 위한 PWM 신호를 생성한다. 그 생성된 PWM 신호는 듀티 보정부(19)에 의해 보정된다. 보정 후의 PWM 신호는 베이스 드라이버(10)에 의해, 스위칭 소자를 전기적으로 구동하기 위한 드라이브 신호로 변환된다. 그 드라이브 신호에 따라 각각의 스위칭 소자(12u, 12v, 12w, 12x, 12y, 12z)가 동작한다.
전류 검출부(11)는 인버터(2)의 모선(2a)에 흐르는 전류(이하 「인버터 모선 전류」라고 한다)를 관찰하고, 그 인버터 모선 전류에 나타나는 무브러시 모터(3)의 상전류를 검출한다. 전류 검출부(11)는 실제로는 인버터 모선 전류가 변화되었을 때부터 소정 기간 동안만 전류를 검출한다. 이하에서, 전류 검출부(11)가 상전류를 검출하는 소정 기간을 「전류 검출 기간」이라고 한다.
유기 전압 추정부(17)는, 전류 검출부(11)에 의해 검출된 무브러시 모터(3)의 상전류와, PWM 신호 생성부(9)에서 연산되는 출력 전압과, 전압 검출부(16)에 의해 검출되는 인버터(2)에의 인가 전압의 정보에 의해서, 무브러시 모터(3)의 유기 전압을 추정한다. 또한, 회전자 위치 속도 추정부(18)는, 추정된 유기 전압으로부터 무브러시 모터(3)의 회전자 자극 위치 및 속도를 추정한다. 추정된 회전자 자극 위치의 정보에 근거해서, PWM 신호 생성부(9)가 무브러시 모터(3)를 구동하기 위한 PWM 신호를 생성한다. 그 때, PWM 신호 생성부(9)는 추정된 회전자(5)의 속도와 외부에서 주어지는 목표 속도와의 편차 정보에 기초해서 회전자 속도가 목표 속도로 되도록 PWM 신호를 제어한다.
이어서, 유기 전압 추정부(17)의 동작에 대해서 설명한다.
전류 검출부(11)에 의해, 각각의 상의 권선에 흐르는 상전류(iu, iv, iw)가 검출된다. 또한, PWM 신호 생성부(9)에서 연산되는 출력 전압과, 인버터 인가 전압 검출부(16)가 검출한 인버터 인가 전압의 정보로부터, 각각의 상의 권선에 인가되는 상전압(vu, vv, vw)이 구해진다. 원리적으로는, 이들의 값으로부터, 아래 식(1), (2), (3)의 연산에 의해서, 각각의 상의 권선에 유기되는 유기 전압값(eu, ev, ew)이 구해진다. 여기서 R은 저항, L은 인덕턴스이다. 또한, d(iu)/dt, d(iv)/dt, d(iw)/dt는 각각 iu, iv, iw의 시간 미분이다.
eu = vu-R·iu-L·d(iu)/dt …(1)
ev = vv-R·iv-L·d(iv)/dt …(2)
ew = vw-R·iw-L·d(iw)/dt …(3)
식(1), (2), (3)를 더욱 상세히 전개하면, 다음 식(4), (5), (6)이 된다.
eu = vu
-R·iu
-(1a+La)·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm)}/dt
+0.5·La·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm-120°)}/dt
+0.5·La·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm+120°)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm+120°)}/dt …(4)
ev＝vv
-R·iv
-(1a+La)·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm+120°)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm+120°)}/dt
＋0.5·La·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm)}/dt
+0.5·La·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm-1200)}/dt …(5)
ew= vw
-R·iw
-(1a+La)·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm-120°)}/dt
＋0.5·La·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm+120°)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm+120°)}/dt
＋0.5·La·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm)}/dt …(6)
여기서, d/dt는 시간 미분을 나타내고, 삼각 함수에 관한 미분의 연산에서 나타내는 dθ／dt에는 추정 속도 ωm을 전기각 속도로 변환한 것을 이용한다. 또한, d(iu)/dt, d(iv)/dt, d(iw)/dt는, 1차 오일러(Euler) 근사로서 구한다. 또한, W상 전류값 iw는 식(13)과 같이, u상 전류값 iu와 v상 전류값 iv과의 합의 부호를 변경한 것으로 한다. 여기서, R은 권선 1상당의 저항, 1a는 권선 1상당의 누설 인덕턴스, La는 권선 1상당의 유효 인덕턴스의 평균치, 및 Las는 권선 1상당의 유효 인덕턴스의 진폭이다.
유기 전압 추정부(17)에 있어서는, 식(4), (5), (6)를 간략화한 식(7), (8), (9)를 사용한다. 간략화는, 상전류값, iu, iv, iw가 정현파라고 가정하고, 전류 지령 진폭 ia와 전류 지령 위상 βT로부터 상전류 iu, iv, iw를 작성하여, 간략화한 것이다.
eu=vu
+R·ia·sin（θm+βT)
+1.5·(1a+La)·cos(θm+βT)
-1.5·Las·cos(θm-βT) …(7)
ev=vv
+R·ia·sin(θm+βT-120°)
+1.5·(1a+La)·cos(θm+βT-120°)
-1.5·Las·cos(θm-βT-120°) …(8)
ew=vw
+R·ia·sin(θm+βT-240°)
+1.5·(1a+La)·cos(θm+βT-240°)
-1.5·Las·cos(θm-βT-240°) …(9)
이어서, 회전자 위치 속도 추정부(18)의 동작에 대해서 설명한다.
회전자 위치 속도 추정부(18)는, 유기 전압 추정부(17)에 의해 추정된 추정 유기 전압값 eu, ev, ew로부터, 회전자(5)의 위치와 속도를 추정한다. 회전자 위치 속도 추정부(18)는, 그것이 인식하고 있는 추정 각도 βm을 유기 전압의 오차를 이용해서 보정함으로써, 진(眞)값으로 수속(收束)시킨다. 또한, 그것으로부터 추정 속도 ωm을 구한다.
최초에, 각각의 상의 유기 전압 기준값(eum, evm, ewm)을 이하의 식으로써 구한다.
eum=em·sin(θm+βT）
evm=em·sin(θm+βT-120°)
ewm=em·sin(θm+βT-240°) …(10)
여기서, em: 유기 전압 진폭값은, 추정 유기 전압 eu, ev, ew의 진폭값과 일치시킴으로써, 구한다.
이렇게 해서 구한 유기 전압 기준값과 유기 전압 추정 값과의 편차 ε을 작성한다. 아래 식(11)과 같이, 유기 전압 추정값 es로부터 유기 전압 기준값 esm을 감산한 것을 편차 ε으로 한다. 여기서, 첨자 s는 u, v, w 중, 어느 1개의 상을 나타내는 첨자이다.
ε=es ─esm (s: 상 u/v/w) …(11)
이 편차가, 0으로 되면 추정 각도 θm이 진값으로 되므로, 편차 ε을 0으로 하도록 추정 각도 θm을 PI 연산 등을 이용해서 보정한다. 또한, 추정 각도 θm의 변동값을 연산함으로써, 추정 속도 ωm을 작성한다.
PWM 신호 생성부(9)는, 목표 속도 ω＊을 실현하기 위해서, 목표 속도 ω＊과 추정 속도 ωm과의 차 Δω에 의해서 출력해야 할 전압 V＊을 PI 연산 등을 이용해서 계산한다. 그 전압값 V＊로부터 각각의 상에 출력해야 할 전압 V＊s(s: 상 u/v/w)를 이하와 같이 하여 구한다.
V＊u=V＊·sin(θm+βT)
V＊v=V＊·sin(θm+βT-120°)
V＊w=V＊·sin(θm+βT-240°) …(12)
또한, 이렇게 하여 구해진 전압 V＊s (s: 상 u/v/w)를 출력하기 위한 각각의 스위칭 소자(12u, 12v, 12w, 12x, 12y, 12z)의 PWM 신호는 듀티 보정부(19)에 의해 보정되어, 베이스 드라이버(10)에 출력된다. 각각의 스위칭 소자(12u, 12v, 12w, 12x, 12y, 12z)는, 그 보정 후의 PWM 신호에 따라 구동되고, 정현파 형상의 교류를 생성한다.
이와 같이 본 실시예에서는, 추정 유기 전압값과 유기 전압 기준값과의 편차 ε을 이용해서 추정 각도 θm을 작성하고, 정현파 형상의 상전류를 흘려보냄으로써, 무브러시 모터(3)의 정현파 구동을 실현하고 있다.
여기서, 도 2∼도 6을 이용해서 인버터 모선(2a)에 흐르는 전류에 있어서 무브러시 모터(3)의 상전류가 나타나는 모양을 설명한다.
도 2는, 무브러시 모터(3)의 각각의 상권선에 흐르는 상전류의 상태와, 60°마다의 전기각의 각각의 구간에 있어서의 각각의 상권선에 흐르는 전류의 방향을 나타낸 도면이다. 도 2를 참조하면, 전기각 0~60°의 구간에 있어서는, U상 권선(4u)과 W상 권선(4w)에는 비 결선단으로부터 중성점을 향하고, V상 권선(4v)에서는 중성점에서 비 결선단을 향해서 전류가 흐르고 있다(도 2 (b) 참조). 또한, 전기각 60∼120°의 구간에 있어서는, U상 권선(4u)에서는 비 결선단으로부터 중성점을 향하고, V상 권선(4v)과 W상 권선(4w)에서는 중성점으로부터 비 결선단을 향해서 전류가 흐르고 있다 (도 2 (c) 참조). 이후, 도 2 (d)∼(g)에 있어서, 전기각 60°마다 각각의 상의 권선에 흐르는 상전류의 상태가 변화되어 가는 모양이 나타나 있다.
예를 들면, 도 2에 있어서 전기각 30°일 때에 PWM 신호 생성부(9)에서 생성된 반 캐리어 주기분의 PWM 신호가 도 3과 같이 변화될 경우를 생각한다. 여기서, 도 3에 있어서, 신호 「U」는 상부 암 스위칭 소자(12u)를, 신호 「V」는 상부 암 스위칭 소자(12v)를, 신호 「W」는 상부 암 스위칭 소자(12w)를, 신호 「X」는 하부 암 스위칭 소자(12x)를, 신호 「Y」는 하부 암 스위칭 소자(12y)를, 신호 「Z」는 하부 암 스위칭 소자(12z)를 동작시키는 신호를 나타낸다. 이들의 신호는 액티브 하이(active-high)로 동작한다. 이 경우, 인버터 모선(2a)에는, 타이밍 ①에서는, 도 4(a)에 나타내는 바와 같이 전류가 나타나지 않고, 타이밍 ②에서는 도 4(b)에 나타내는 바와 같이 W상 권선(4w)에 흐르는 전류(W상 전류)가 나타나며, 타이밍 ③에서는 도 4(c)에 나타내는 바와 같이 V상 권선(4v)에 흐르는 전류(V상 전류)가 나타난다.
다른 예로서, 도 2에 있어서 전기각 30°일 때에 PWM 신호 생성부(9)에서 생성된 반 캐리어 주기의 PWM 신호가 도 5와 같이 변화될 경우를 생각한다. 이 경우는, 도 6(a)에 나타내는 바와 같이 인버터 모선(2a)에는 타이밍 ①에서는 전류가 나타나지 않고, 도 6(b)에 나타내는 바와 같이 타이밍 ②에서는 U상 권선(4u)에 흐르는 전류(U상 전류)가 나타나며, 도 6(c)에 나타내는 바와 같이 타이밍 ③에서는 V상 권선(4v)에 흐르는 전류가 나타난다.
이상과 같이, 인버터 모선(2a) 상에 인버터(2)의 스위칭 소자(12u , 12v, 12w, 12x, 12y, 12z)의 상태에 따른 무브러시 모터(3)의 상전류가 나타나는 것을 알 수 있다.
상기한 바와 같이 1캐리어 주기 내의 근접한 타이밍에서 2상분(相分)의 전류를 판단할 수 있으면, 다음 식의 관계로부터 3상 각각의 전류 iu, iv, iw가 구해지는 것은 명확하다.
iu+iv+iw=0 …(13)
그러나, 도 2에 있어서 전기각 30°일 때에 PWM 신호 생성부(9)에서 생성되는 1캐리어 주기분의 PWM 신호가 도 7과 같이 변화될 경우, 인버터 모선(2a) 상에는, 타이밍 ①에서는 전류가 나타나지 않고, 타이밍 ③에서는 V상 전류만이 나타난다. 즉, 이 경우는 1캐리어 주기에 있어서 1상분의 전류밖에 검출할 수 없다. 따라서, 이렇게 변화되는 PWM 신호가 반복되면 3상 각각의 전류를 구할 수 없고, 유기 전압 추정부(17)에서 유기 전압의 추정을 할 수 없게 되어, 무브러시 모터(3)의 구동을 할 수 없게 된다.
상기와 같은 문제를 회피하기 위해서, 듀티 보정부(19)는, 무브러시 모터(3)의 각각의 상의 권선에 흐르는 상전류를 검출 할 필요가 있는 기간(전류 검출 기간)에 있어서는, PWM 신호 생성부(9)에서 생성되는 PWM 신호를 검사하고, 만약에 그 PWM 신호가 2상분의 상전류의 검출을 할 수 없게 하는 신호(예를 들면, 도 7에 나타내는 바와 같은 PWM 신호)일 경우, 그 PWM 신호를 2상분의 상전류를 확실하게 검출할 수 있는 PWM 신호(예를 들면, 도 3, 도 5에 나타내는 바와 같은 PWM 신호)로 보정한다.
또한, 듀티 보정부(19)로부터 출력된 PWM 신호의 듀티 정보는 전류 검출부 (11)에도 입력된다. 전류 검출부(11)는 인버터 모선 전류에 무브러시 모터(3)의 어떤 상의 전류가 나타나고 있는 것인가를 판단하고, 각각의 상의 전류값으로 변환시킨다. 전류 검출부(11)에 의한 각각의 상의 검출 전류값은 그 후의 유기 전압 추정부(17)에서의 유기 전압의 추정 연산에 활용된다.
본 실시형태에 따르면, 제어부(6) 내의 제어 루프(loop)를 성립시키기 위해서, 무브러시 모터(3)의 각각의 상의 권선에 흐르는 상전류를 검출할 필요가 생겼을 때에, 유기 전압을 추정하는 알고리즘을 변경하는 일없이 간단하고 확실하게 상전류 검출을 실행할 수 있고, 전류 검출 수단을 인버터와 모터 간의 선 사이에 2개 이상 설치할 필요가 없는 저렴한 시스템 구성으로써 정현파 구동을 실현할 수 있다.
(제2실시형태)
본 실시형태에서는, 제1실시형태의 제어부(6)의 일부를 인버터 제어용 마이크로 컴퓨터에 의해 구체화한 예를 나타낸다. 도 8은, 이 인버터 제어용 마이크로 컴퓨터 내에서의 타이머 구성과, PWM 신호의 1캐리어 주기에 출력되는 인버터 제어 신호와의 관계를 나타낸 도면이다.
이 종류의 타이머는 일반적으로 인버터 제어용 마이크로 컴퓨터에는 표준 장비되고, PWM 신호의 캐리어 주파수마다 업 다운 카운트(up-down count)를 반복하고, 캐리어 주파수 결정값에 도달하면 업 카운트로부터 다운 카운트로 이행한다. 타이머의 계수치가 각각의 상의 듀티 결정값에 도달하면, 해당 상의 PWM 신호가 반전한다. 또한, 도 8에서는 V상 듀티 결정값이 캐리어 주파수 결정값과 동일하기 때문에, 신호 「V」는 오프(off) 상태, 신호 「Y」는 온(on) 상태를 유지하는 출력이 되어 있다. 각각의 상의 듀티 결정값은 타이머가 다운 카운트로부터 업 카운트로 이행할 때에 변경되면서 각각의 상의 소정의 출력 전압을 발생시킨다.
도 9는 본 실시형태에 있어서의 듀티 보정부(19)의 동작을 설명한 도면이다. 여기서, 도면 중에 나타낸 화살표(20)는 인버터 제어용 마이크로 컴퓨터의 AD 샘플링 기간을 나타내고, 전류 검출부(11)에서 인버터 모선(2a)에 흐르는 전류를 검출하는 기간(전류 검출 기간)을 나타낸다. AD 샘플링 기간은 인버터 모선 전류가 변화된 시점으로부터 샘플링에 필요한 소정의 시간이 경과한 기간이 된다. PWM 신호 생성부 (9)에서 도 9(a)에 나타내는 바와 같은 PWM 패턴(신호 「U」∼신호 「Z」)을 출력하는 등의 연산 결과가 되었을 경우를 생각한다. 이 경우, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 기간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있다. 이 때, 도 4에서 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선(2a)에 나타나는 V상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다. 그래서, 듀티 보정부(19)는, 각각의 상의 듀티 결정값이 주로 마이크로 컴퓨터의 AD 샘플링 기간으로써 결정되는 값 보다도 커지도록, PWM 신호의 듀티의 값을 보정한다. 예를 들면, 듀티 보정부(19)는, 도 9(a)의 U상 듀티 결정값을, 도 9(b)와 같이, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 기간, 즉 전류 검출 기간 보다도 길어지도록 보정한다.
또한, 도 10을 이용해서 본 실시형태에 있어서의 듀티 보정부(19)의 다른 동작에 대해서 설명한다. 예를 들면, PWM 신호 생성부(9)에서 도 10(a)에 나타낸 바와 같은 PWM 패턴을 출력하는 등의 연산 결과가 되었을 경우를 생각한다. 상부 암 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 기간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있다. 이 경우는, 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선(2a)에 나타나는 W상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다. 그래서, 듀티 보정부 (19)는, U상 듀티 결정값과 W상 듀티 결정값의 각각을 보정하여, 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 기간(20) 보다도 길어지도록 한다. 도 10(b)에서는, 샘플링 기간(20) 보다도 긴 타이밍 ②의 기간을 확보하기 위해서, 타이밍 ②의 필요한 기간에 대하여 부족되고 있는 분(分)의 1/2의 기간만큼, U상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 적어지도록 보정하고, W상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 커지도록 보정한다. 또한, 이 보정의 방법은 일례이며, 타이밍 ②에 필요한 기간에 대해서 부족되고 있는 분을 U상 듀티 결정값에 대해서만 듀티가 적어지도록 보정해도 상관없고, W상 듀티 결정값에 대해서만 듀티가 커지도록 보정해도 상관없다.
이 실시형태에 따르면, 듀티의 변경을 실행할 때(상기의 설명에서는 타이머가 다운 카운트로부터 업 카운트로 이행할 때)에, 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 기간과 2개 통전하고 있는 기간의 각각을 검사할 필요 시에 듀티의 보정을 실행하므로, PWM 신호의 1캐리어 주기에 1회 듀티를 변경하는 간단한 알고리즘으로써 확실하게 상전류 검출을 실행할 수 있다.
(제3실시형태)
도 11은, 듀티 보정부(19)의 더욱 다른 동작을 설명하기 위한 도면이다. PWM 신호 생성부(9)에서 도 12(a)에 나타낸 바와 같은 PWM 패턴을 출력하는 등의 연산 결과가 되었을 경우, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 시간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있고, 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선(2a)에 나타나는 V상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다. 그래서, 듀티 보정부(19)에서는 PWM 신호의 캐리어 반주기에 있어서 각각의 상의 듀티 결정값이 마이크로 컴퓨터의 AD 샘플링 시간으로써 결정할 수 있는 값 보다도 커지도록 듀티를 보정한다. 즉, 도 11(a)에 나타내는 U상 듀티 결정값이, 타이머가 업 카운트하고 있는 PWM 신호의 캐리어 반주기에 있어서 보정되고, 도 11(b)에 나타내는 바와 같이 상부 암 스위칭 소자 스위칭이 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 시간 보다도 길어지도록 되어 있다.
이어서, 도 12를 이용해서 본 실시형태에 있어서의 듀티 보정부(19)에서의 다른 동작에 대해서 설명한다. 예를 들면, PWM 신호 생성부(9)에서 도 12(a)에 나타낸 바와 같은 PWM 패턴을 출력하는 등의 연산 결과가 되었을 경우를 생각한다. 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 기간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있다. 이 경우, 도 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선에 나타나는 U상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다. 그래서, 듀티 보정부 (19)에서는 PWM 신호의 캐리어 주기의 반주기에 있어서 U상 듀티 결정값과 W상 듀티 결정값의 각각이 보정되어, 도 12(b)와 같이 타이머가 업 카운트하고 있는 PWM 신호의 반 캐리어 주기에 있어서 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 시간 보다도 길어져 있다. 도 12(b)에서는, 샘플링 기간(20) 보다도 긴 타이밍 ②의 기간을 확보하기 위해서, 타이밍 ②의 필요한 기간에 대한 부족분의 1/2의 기간만큼, U상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 적어지도록 보정하고, W상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 커지도록 보정하고 있다. 또한, 이 보정의 방법은 일례이며, 타이밍 ②에 필요한 기간에 대하여 부족되고 있는 분을 U상 듀티 결정값에 대해서 듀티가 적어지도록 보정해도 상관없고, W상 듀티 결정값에 대해서만 듀티가 커지도록 보정해도 상관없다.
이 실시형태에 따르면, 듀티의 변경 타이밍을 타이머가 다운 카운트로부터 업 카운트로 이행할 때와, 업 카운트로부터 다운 카운트로 이행할 때의 2회로 늘리고, PWM 신호의 반 캐리어 주기에 있어서의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 기간과 2개 통전하고 있는 기간의 각각을 검사하여, 필요 시에 듀티의 보정을 실행하므로, PWM 신호의 보정량을 적게 할 수 있고, 간단하고 확실하게 상전류 검출을 실행하는 동시에, 듀티의 보정에 의한 상전류의 혼란 등의 영향을 억제할 수 있게 된다.
(제4실시형태)
도 13은 듀티 보정부(19)의 더욱 다른 동작을 설명하기 위한 도면이다. PWM 신호 생성부(9)에 의해 도 13(a)에 나타낸 바와 같은 PWM 출력을 하는 등의 연산 결과가 되었을 경우, 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 시간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있고, 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선(2a)에 나타나는 W상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다.
그래서, 듀티 보정부(19)는, 도 13(b)와 같이 타이머가 업 카운트하고 있는 PWM 신호의 반 캐리어 주기에 있어서 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 시간 보다도 길어지도록, PWM 신호의 반 캐리어 주기에 있어서 U상 듀티 결정값과 W상 듀티 결정값의 각각을 보정한다. 도 13(b)에서는, 타이밍 ②에 필요한 기간에 대하여 부족되고 있는 분의 1/2의 기간을 U상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 적어지도록, W상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 커지도록 보정함으로써 타이밍 ②기간을 확보하고 있다. 또한, 타이머가 다운 카운트하고 있는 PWM 신호의 반 캐리어 주기에 있어서는, 타이머가 업 카운트하고 있는 반 캐리어 주기에서 보정된 듀티를 수정하고 있다. U상 듀티 결정값에 대해서는 보정 시에 적어진 듀티 분을 늘리고, W상 듀티 결정값에 대해서는 보정 시에 커진 듀티분을 줄이고 있다.
본 실시형태에 따르면, 듀티값의 변경을 타이머가 다운 카운트로부터 업 카운트로 이행할 때와, 업 카운트로부터 다운 카운트로 이행할 때의 2회로 늘리고, PWM 신호의 캐리어 반주기에 있어서의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 기간과 2개 통전하고 있는 기간의 각각을 검사하여, 필요 시에 듀티의 보정을 실행하고, 나머지 캐리어 반주기에 있어서는, 듀티 보정 시에 증감한 분을 수정하고 있다. 이 때문에, PWM 신호의 1캐리어 주기에 있어서의 변경량을 없앨 수 있고, 간단하고 확실하게 상전류 검출을 실행하는 동시에, 상전류의 혼란을 배제할 수 있다.
(제5실시형태)
도 14는 듀티 보정부(19)의 더욱 다른 동작을 설명하기 위한 도면이다. PWM 신호 생성부(9)에 의해 도 14(a)에 나타낸 바와 같은 PWM 출력을 하는 등의 연산 결과가 되었을 경우, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 기간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있고, 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선에 나타나는 V상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다.
그래서, 듀티 보정부(19)는, 각각의 상의 듀티 결정값이 주로 마이크로 컴퓨터의 AD 샘플링 시간으로써 결정되는 값 보다도 커지도록 듀티를 보정한다. 도 14(b)에 나타내는 바와 같이, 1회째의 캐리어 주기에 있어서, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 시간 보다도 길어지도록 U상 듀티 결정값이 보정된다. 또한, 2회째의 캐리어 주기에 있어서는, 1회째의 캐리어 주기에 있어서의 U상 듀티 결정값의 보정 시에 커진 듀티 분을 감하고 있다(결과적으로 스위칭 없음).
도 15는 본 실시형태에 있어서 타이밍 ②의 기간이 짧아 충분하지 않을 경우의 듀티 보정을 설명하기 위한 도면이다. PWM 신호 생성부(9)에서 도 15(a)에 나타낸 바와 같은 PWM 출력을 하는 등의 연산 결과가 되었을 경우, 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 시간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있다. 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 이 기간, 인버터 모선에 나타나는 W상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다.
그래서, 듀티 보정부(19)는, 도 15(b)의 1회째의 캐리어 주기에 있어서, 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간이 AD 샘플링 시간 보다도 길어지도록, U상 듀티 결정값과 W상 듀티 결정값의 각각을 보정한다. 도 15(b)에서는, 타이밍 ②에 필요한 기간에 대하여 부족되고 있는 분의 1/2의 기간만큼, U상 듀티 결정 값에 대해서는 듀티가 적어지도록, W상 듀티 결정값에 대해서는 듀티가 커지도록 보정함으로써 타이밍 ② 기간을 확보하고 있다. 또한, 2회째의 캐리어 주기에 있어서는, 1회째의 캐리어 주기에 있어서의 U상 듀티 결정값의 보정 시에 작아진 듀티 분을 늘리고, W상 듀티 결정값에 대해서 보정 시에 커진 듀티 분을 감하고 있다.
본 실시형태에 따르면, 듀티의 변경을 실행할 때(상기 설명에서는 타이머가 다운 카운트로부터 업 카운트로 이행할 때)에, 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 기간과 2개 통전하고 있는 기간의 각각을 검사하여 필요 시에 듀티의 보정을 실행하므로, PWM 신호의 1캐리어 주기에 1회 듀티를 변경하는 간단한 알고리즘으로써 확실하게 상전류 검출을 실행할 수 있다.
또한, 듀티의 보정을 실행한 캐리어 주기의 다음 캐리어 주기에 있어서, 듀티 보정 시에 증감한 분의 듀티를 수정하고 있기 때문에, 2캐리어 주기에 있어서의 변경량을 극력 저감할 수 있고, 상전류의 혼란을 저감할 수 있다. 또한, 2회째의 캐리어 주기에 있어서도 유기 전압을 추정하는 알고리즘을 실행할 경우는 1회째의 캐리어 주기에서 검출되는 상전류 값에 의해 연산하면 된다.
(제6실시형태)
도 16은 듀티 보정부(19)의 더욱 다른 동작을 설명하기 위한 도면이다. PWM 신호 생성부(9)에서 도 16(a)에 나타내는 바와 같은 PWM 출력을 하는 등의 연산 결과가 되었을 경우, 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 시간(20) 보다도 짧은 상태로 되어 있고, 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 각각의 기간, 인버터 모선(2a)에 나타나는 W상의 전류와 V상의 전류를 정확하게 검출할 수 없다.
그래서, 듀티 보정부(19)는, 도 16(b)에 나타내는 바와 같이, 1회째의 캐리어 주기 전반(前半) 반주기에 있어서의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 타이밍 ②의 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 타이밍 ③의 기간이 AD 샘플링 시간 보다도 길어지도록, U상 듀티 결정값과 W상 듀티 결정값의 각각을 보정한다. 또한, 2회째의 캐리어 주기에 있어서는, U상 듀티 결정값에 대해서 1회째의 캐리어 주기에서의 보정 시에 커진 듀티 분을 감하고(결과적으로 스위칭 없음), W상 듀티 결정값에 대해서도 보정 시에 커진 듀티 분을 감하고 있다.
본 실시형태에 따르면, 듀티의 변경을 타이머가 다운 카운트로부터 업 카운트로 이행할 때와, 업 카운트로부터 다운 카운트로 이행할 때의 2회로 늘리고, PWM 신호의 캐리어 반주기에 있어서의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 기간과 2개 통전하고 있는 기간의 각각을 검사하여 필요 시에 듀티의 보정을 실행하므로, PWM 신호의 보정량을 적게 할 수 있고, 간단하고 확실하게 상전류 검출을 실행할 수 있다.
또한, 듀티의 보정을 실행한 캐리어 주기의 다음 주기에서는, 듀티 보정 시에 증감한 분의 듀티를 수정하고 있기 때문에, 2캐리어 주기에 있어서의 변경량을 제5실시형태 보다도 더욱 저감할 수 있고, 상전류의 혼란을 배제할 수 있다.
(제7실시형태)
본 실시형태에서는, 제5실시형태와 제6실시형태에 있어서의 2회째의 캐리어 주기에 있어서도 유기 전압을 추정하는 알고리즘을 실행한다. 이 경우, 1회째의 캐리어 주기에서 검출되는 상전류 값에 의해서 유기 전압의 추정 연산을 실행한다. 이것에 의해, 유기 전압 추정이나 회전자 위치 속도 추정의 연산을 PWM 신호의 캐리어 주기마다 실행하기 때문에, 제어성이 향상되고, 안정적인 모터 구동이 실현될 수 있다.
(제8실시형태)
도 17에 본 실시형태의 모터 구동 장치의 구성을 나타내는 블록도를 나타낸다. 본 실시형태에서는, 제어부(6)에 있어서 무브러시 모터(3)의 부하 상태를 판단하는 부하 판정부(21)를 또한 설치하고 있다. 듀티 보정부(19)는 부하 판정부(21)의 판정 결과에 따라 동작 모드를 절환하여 동작한다. 구체적으로는, 듀티 보정부(19)는, 제2실시형태에 나타낸 듀티 보정부(19)의 동작을 실행하는 모드를 제1의 동작 모드로 하고, 제5실시형태에 나타낸 듀티 보정부(19)의 동작을 실행하는 모드를 제2의 동작 모드로 한다. 듀티 보정부(19)는 부하 판정부(21)가 부하 상태가 「중부하」라고 판단했을 때는 제1의 동작 모드로, 부하 상태가 「경부하」라고 판단했을 때는 제2의 동작 모드로 동작한다.
도 18은 무브러시 모터(3)가 회전하고 있을 때의 전류파형(22)을, 전기각 1주기에 있어서의 캐리어 주기를 나타내는 신호(23)와 함께 나타낸 도면이다. 도 18(a)는 무브러시 모터(3)가 고속 회전, 즉 중부하 상태에서 회전하고 있을 때의 모양을 나타내고, 도 18(b)는 저속 회전, 즉 경부하 상태에서 회전하고 있을 때의 모양을 나타낸 것이다. 도 18(b)로부터 알 수 있는 바와 같이, 모터가 경부하 상태로서 회전하고 있을 때는 캐리어 주기마다의 전류 변화량은 적어지고, 도 18(a)로부터 알 수 있는 바와 같이, 중부하 상태일 때는 캐리어 주기마다의 전류 변화량은 많아진다. 또한, 모터가 경부하 상태로서 회전하고 있을 때는 도 16(a)에 나타낸 PWM 출력이 될 경우가 중부하 상태로서 회전하고 있을 때와 비교해서 빈번하게 발생한다.
모터가 경부하 상태로서 회전하고 있을 때는, 캐리어 주기마다의 전류 검출 주기를 캐리어 주기의 1/2의 주기로 감해도 검출마다의 전류값은 크게 변화되지 않는다. 이것으로부터, 모터가 경부하 상태로서 회전하고 있을 때는, PWM 신호의 듀티의 변경량을 극력 적게 하고, 정현파 전류에 왜곡을 발생시키지 않는 것을 우선시키는 제어를 하도록 한다.
본 실시형태에 따르면, 경부하인 저속 회전 영역으로부터 중부하인 고속 회전 영역까지 전류 왜곡이 없는 정현파 전류에 의한 안정적인 모터 구동이 실현될 수 있다.
(제9실시형태)
본 실시형태의 모터 구동 장치의 구성은 도 17에 나타내는 구성과 동일한 구성을 갖는다. 즉, 본 실시형태에서는, 제어부(6)에 있어서 무브러시 모터(3)의 부하 상태를 판단하는 부하 판정부(21)를 설치하고 있다. 듀티 보정부(19)는 제3실시형태에 나타낸 듀티 보정부(19)의 동작을 제1의 동작 모드로 하고, 제6실시형태에 나타낸 듀티 보정부(19)의 동작을 제2의 동작 모드로 한다. 듀티 보정부(19)는, 부하 판정부(21)가 중부하라고 판단했을 때는 제1의 동작 모드로 동작하고, 경부하라고 판단했을 때는 제2의 동작 모드로 동작한다.
본 실시형태에 있어서의 동작 원리는 제8실시형태의 것과 마찬가지이며, 경부하인 저속 회전 영역으로부터 중부하인 고속 회전 영역까지 전류 왜곡이 없는 정현파 전류에 의한 안정적인 모터 구동이 실현될 수 있다.
(제10실시형태)
본 실시형태에서는, 유기 전압 추정부(17)가, 제8실시형태와 제9실시형태에 있어서의 부하 판정부(21)가 경부하라고 판단했을 때의 2회째의 캐리어 주기에 있어서도, 유기 전압을 추정하는 알고리즘을 실행한다. 이 경우는, 1회째의 캐리어 주기에서 검출되는 상전류 값에 의해서 유기 전압의 추정 연산을 실행한다. 이것에 따르면, 유기 전압 추정이나 회전자 위치 속도 추정의 연산을 PWM 신호의 캐리어 주기마다 실행하기 때문에, 제어성이 향상되고, 제8실시형태나 제9실시형태 보다 더욱 안정적인 모터 구동이 실현될 수 있다.
(제11실시형태)
제8실시형태 내지 제10실시형태에 있어서의 부하 판정부(21)에 의한 판단에 대해서 설명한다. 구체적으로는, 부하 판정부(21)에 의한 판단은, PWM 신호 생성부 (9)에서 생성되는 PWM 신호의 듀티값에 기초해서 실행된다. 즉, PWM 신호 생성부 (9)에서 생성되는 PWM 신호의 듀티값에 대해서 전기각에서의 1주기 중의 최대치가 임계치에 만족하지 않을 경우에, 부하 상태를 「경부하」로 판단한다.
도 19는 PWM 신호 생성부(9)에서 생성되는 PWM 신호의 듀티값의 변화의 모양을 전기각의 구간마다 나타낸 도면이다. 예를 들면, U상의 듀티 값은 전기각 60°와 120°일 때에 최대치가 되고 있지만, 이 때의 값으로써 부하 상태의 판정을 실행한다.
본 실시형태에 따르면, 제어부(6) 내에서 연산하고 있는 값을 가지고 부하 상태의 판단이 가능하기 때문에, 외부에 불필요한 부하 검출 장치와 같은 것을 추가할 필요가 없다. 또한, 본 실시형태에서는 PWM 신호의 듀티에 있어서의 전기각 1주기 중의 최대치를 임계치와 비교하고 있지만, 전기각 1주기 중의 평균치나 필터 연산값 등을 이용해도 좋은 것은 명확하다.
본 실시형태에서는 PWM 신호 생성부(9)에서 생성되는 PWM 신호의 듀티값에 있어서의 전기각 1주기 중의 최대치를 부하 상태의 판단에 이용했지만, 회전자 위치 속도 검출부(18)에서 얻어지는 무브러시 모터(3)의 회전수나, 전류 검출부(11)에서 얻어지는 상전류 값을 부하 상태의 판단에 이용할 수 있다. 이것에 의해서도 시스템의 구성, 제어성에 어떤 문제는 없다.
또한, 본 실시형태에 있어서의 부하 판정부(21)가 경부하인지 여부의 판단을 실행할 때에, 도 20에 나타내는 바와 같이 히스테리시스를 설치하면, 경부하 상태에서의 제어와 중부하 상태에서의 제어가 절환되는 부근에서의 모터 구동의 안정성이 더욱 향상된다.
(제12실시형태)
도 21에 상기의 모터 구동 장치를 이용한 냉동 장치의 구성예를 나타낸다. 본 냉동 장치에 있어서는, 냉매의 압축을 실행하는 압축기의 구동 장치로서 전술한 실시형태의 모터 구동 장치가 이용되고 있다.
냉동 장치는, 상기의 어느 것인가의 실시형태의 모터 구동 장치(100) 및 압축기(82)에 더해서, 제1유닛(92) 및 제2유닛(95)으로서 이루어지는 냉동 사이클을 구비하고 있다. 제1유닛(92)은 열교환기(94)와 송풍기(93)로서 구성되고, 제2유닛 (95)은 열교환기(96), 송풍기(97), 및 팽창 밸브(98)로서 구성된다. 제1유닛 (92)은 냉동고(99) 내를 냉각시킨다.
냉동 사이클 중에는 열매체인 냉매가 순환된다. 냉매는 압축기(82)에 의해 압축되고, 열교환기(96)에서 송풍기(97)로부터의 송풍에 의해 냉동고(99) 밖의 공기와 열교환되어 방열되며, 열교환기(94)에서 송풍기(93)로부터의 송풍에 의해 냉동고 (99) 내의 공기와 열교환되어 열을 흡수하게 된다. 이것에 의해, 냉동고(99) 안이 냉각된다. 이상과 같은 냉동 사이클에서 모터 구동 장치(100)에 의해 압축기(82)가 구동된다.
본 발명의 전동기 구동 장치에 따르면, 전류 검출 수단을 인버터와 전동기 간의 선 사이에 적어도 2개 이상 설치하는 일없이 저렴한 시스템 구성으로서 정현파 구동을 실현할 수 있다는 효과를 나타낸다.
또한, 인버터 모선 전류로부터 모터 상전류를 검출하기 때문에, 보정한 PWM 신호의 듀티 증감분을 이후의 타이밍에서 수정함으로써, 정현파 전류에 왜곡을 극력 발생시키지 않고 완료하기 때문에, 모터 구동에 있어서 저 소음화·저 진동화가 도모된다고 하는 효과를 나타낸다.
또한, 모터의 구동 상태가 경부하라고 판단했을 때는, 인버터 모선 전류로부터 모터 상전류를 검출하는 것을 캐리어 주기의 1/2의 주기로 실행함으로써, 저속 회전 영역으로부터 고속 회전 영역에 이르기까지 정현파 전류에 왜곡을 발생시키지 않는 안정적인 모터 구동을 실행할 수 있다는 효과를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 모터 구동 장치의 구성을 나타내는 블록도.
도 2는 모터의 상전류 상태의 시간적 변화의 일례(一例), 및 전기각(電氣角)의 각각의 구간에 있어서의 모터의 각각의 상(相) 권선에서의 전류의 상태를 나타내는 도면.
도 3은 반(半) 캐리어(carrier) 주기에 있어서의 PWM 신호의 일례를 나타내는 도면.
도 4는 도 3에 있어서의 PWM 신호에 의한 구동 시(時)에 모터 및 인버터 (inverter)에 흐르는 전류 상태를 나타내는 도면.
도 5는 반 캐리어 주기에 있어서의 PWM 신호의 일례를 나타내는 도면.
도 6은 도 5에 있어서의 PWM 신호에 의한 구동 시에 모터 및 인버터에 흐르는 전류 상태를 나타내는 도면.
도 7은 상전류가 검출이 불가능하게 되는 1캐리어 주기에 있어서의 PWM 신호의 일례를 나타내는 도면.
도 8은 인버터 제어용 마이크로 컴퓨터 내의 타이머 구성과, 1캐리어 주기에 출력되는 PWM 신호를 나타내는 도면.
도 9는 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 10은 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 11은 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 12는 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 13은 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 14는 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 15는 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 16은 듀티 보정부에서의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면.
도 17은 본 발명의 모터 구동 장치의 별도의 구성예를 나타내는 블록도.
도 18은 모터의 상전류 파형과 전기각 1주기에 있어서의 캐리어 주기를 나타내는 신호를 나타낸 도면.
도 19는 PWM 신호 생성부에서 생성되는 PWM 신호의 듀티의 시간적 변화를 나타내는 도면.
도 20은 부하(負荷) 판정부에서의 부하 상태 판정의 히스테리시스를 나타내는 도면(횡축: 모터 회전수).
도 21은 본 발명의 모터 구동 장치를 이용한 냉동 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 22는 종래의 모터 구동 장치의 구성을 나타내는 블록도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 직류 전원 2 : 인버터
2a : 인버터 모선(母線) 3 : 무(無)브러시 모터
6 : 제어부 9 : PWM 신호 생성부
10 : 베이스 드라이버 11 : 전류 검출부
12u~12w : 상부 암(upper arm) 스위칭 트랜지스터
12x~12z : 하부 암(lower arm) 스위칭 트랜지스터
14u~14w, 14x~14z : 프리 휠 다이오드(free wheel diode)
16 : 인버터 입력 전원 검출부 17 : 유기 전압 추정부
18 : 회전자 위치 속도 추정부 19 : 듀티 보정부
21 : 부하 판정부 82 : 압축기
93, 97 : 송풍기 94, 96 : 열교환기
98 : 팽창 밸브 99 : 냉동고
100 : 모터 구동 장치
Claims (15)
- 고압 측에 배치된 상부 암 스위칭 소자와 저압 측에 배치된 하부 암 스위칭 소자로서 이루어지는 스위칭 소자를 복수 개 가지고, 각각의 스위칭 소자의 동작에 의해 직류 전압을 원하는 주파수, 전압의 교류 전압으로 변환시켜, 3상 전동기에 그 구동 전압으로서 공급하는 인버터와,인버터의 모선에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 수단과,상기 인버터가 출력하는 전압값과 상기 전류 검출 수단에 의해 검출되는 전류값으로부터 상기 전동기의 유기(誘起) 전압을 추정하는 유기 전압 추정 수단과,추정된 유기 전압 추정값에 근거해서 상기 전동기의 회전자 자극(磁極) 위치를 추정하는 회전자 위치 속도 검출 수단과,추정된 회전자 자극 위치의 정보에 근거해서, 상기 인버터의 각각의 스위칭 소자의 동작을 제어하는 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성 수단과,상기 PWM 신호 생성 수단에서 생성된 PWM 신호의 듀티를 보정하는 듀티 보정 수단을 포함하고,상기 듀티 보정 수단은, 상기 PWM 신호 생성 수단에서 생성된 PWM 신호의 듀티값을, 상기 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하는 기간에는 PWM 신호가 변화되지 않는 듀티값으로 보정하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 상기 듀티 보정 수단은, 상기 PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 상기 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하고,상기 전류 검출 수단은 제1 기간과 제2 기간에서 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 상기 듀티 보정 수단은, 상기 PWM 신호의 반(半) 캐리어 주기 중, 상기 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하고,상기 전류 검출 수단은 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 상기 듀티 보정 수단은, 상기 PWM 신호의 1캐리어 주기 중 1개의 반 캐리어 주기에서의 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단이 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하는 것과 더불어, 나머지 반 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고,상기 전류 검출 수단은 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 상기 듀티 보정 수단은, 상기 PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단에 의한 전류 검출을 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하는 것과 더불어, 다음의 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고,상기 전류 검출 수단은, 전류 검출 시간이 확보된 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 상기 듀티 보정 수단은, 상기 PWM 신호의 캐리어 주기의 반 캐리어 주기 중, 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개만 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단에 의한 전류 검출을 위한 시간이 확보되도록 듀티를 보정하는 것과 더불어, 다음의 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고,상기 전류 검출 수단은 전류 검출 시간이 확보된 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제5항 또는 제6항에 있어서, 상기 유기 전압 추정 수단은, 상기 듀티의 증감분이 수정된 캐리어 주기에서는, 전회(前回)의 캐리어 주기에서 검출된 상전류를 이용해서 유기 전압의 추정을 실행하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 전동기의 부하 상태를 판단하는 부하 판정 수단을 더 포함하고,상기 듀티 보정 수단은, 상기 부하 판정 수단의 판단 결과에 근거해서, 중부하라고 판단되었을 경우에는 제1 모드로, 경부하라고 판단되었을 경우에는 제2 모드로 절환하여 동작하고,상기 제1 모드는, 상기 인버터를 제어하는 PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 상기 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1 기간과, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하고, 상기 전류 검출 수단이, 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드이며,상기 제2 모드는, 상기 듀티 보정 수단이 상기 PWM 신호의 1캐리어 주기 중, 상기 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하는 것과 더불어, 다음의 캐리어 주기에서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고, 상기 전류 검출 수단이, 검출 시간이 확보된 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드인 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항에 있어서, 전동기의 부하 상태를 판단하는 부하 판정 수단을 더 포함하고,상기 듀티 보정 수단은, 상기 부하 판정 수단의 판단 결과에 근거해서, 중부하라고 판단되었을 경우는 제1 모드로, 경부하라고 판단되었을 경우는 제2 모드로 절환하여 동작하고,상기 제1 모드는, 상기 듀티 보정 수단이, 상기 인버터를 제어하는 PWM 신호의 반 캐리어 주기 중, 상기 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1 기간과 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간을 확보한 듀티로 보정하고, 상기 전류 검출 수단은, 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드이고,상기 제2 모드는, 상기 듀티 보정 수단이, 상기 인버터를 제어하는 PWM 신호의 반 캐리어 주기 중, 상기 인버터의 상부 암 스위칭 소자가 1개 통전하고 있는 제1 기간과, 상부 암 스위칭 소자가 2개 통전하고 있는 제2 기간에서, 상기 전류 검출 수단의 인버터 모선 전류를 검출하기 위한 시간이 확보되도록 듀티값을 보정하는 것과 더불어, 다음의 캐리어 주기에 있어서 보정된 듀티의 증감분을 수정하고, 상기 전류 검출 수단은, 검출 시간이 확보된 제1 기간과 제2 기간에 검출되는 인버터 모선 전류를 상기 전동기의 3상 각각에 흐르는 상전류로 변환시키는 모드인 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 유기 전압 추정 수단은, 상기 제2 모드에서 듀티의 증감분이 수정된 캐리어 주기에서는, 전회의 캐리어 주기에서 검출된 상전류를 이용해서 유기 전압의 추정을 실행하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 부하 판정 수단은 PWM 신호의 듀티값의 크기를 이용해서 부하 상태를 판단하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 부하 판정 수단은 전동기의 회전수를 이용해서 부하 상태를 판단하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 부하 판정 수단은 상기 전류 검출 수단에서 얻어지는 전류값을 이용해서 부하 상태를 판단하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 제1 모드와 상기 제2 모드의 절환에서, 히스테리시스를 설치한 것을 특징으로 하는 전동기 구동 장치.
- 제1항 내지 제6항, 제8항 및 제9항 중 어느 한 항에 기재된 전동기 구동 장치를, 냉매를 압축하는 압축기의 구동 장치로서 이용한 것을 특징으로 하는 냉동 장치.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001381414A JP3931079B2 (ja) | 2001-12-14 | 2001-12-14 | 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 |
| JPJP-P-2001-00381414 | 2001-12-14 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20030051223A KR20030051223A (ko) | 2003-06-25 |
| KR100507714B1 true KR100507714B1 (ko) | 2005-08-17 |
Family
ID=19187334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR10-2002-0072141A KR100507714B1 (ko) | 2001-12-14 | 2002-11-20 | 전동기 구동 장치 및 그것을 이용한 냉동 장치 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3931079B2 (ko) |
| KR (1) | KR100507714B1 (ko) |
| CN (1) | CN1258257C (ko) |
Families Citing this family (56)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Legal Events
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| A201 | Request for examination | ||
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| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
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|
| FPAY | Annual fee payment |
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|
| FPAY | Annual fee payment |
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|
| FPAY | Annual fee payment |
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|
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