JP6440849B2 - モータ駆動装置並びにモータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置及び冷凍空調装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置並びに、当該モータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置及び冷凍空調装置に関する。

３相負荷に流れる各相電流を検出する手法として、シャント抵抗を用いたものがある。シャント抵抗を設ける構成としては、直流電源とインバータ装置との間の電流を検出する電源シャント抵抗を設ける構成がある（この構成を以下では「１シャント電流検出方式」と称する）。この場合、インバータ出力電圧の状態、すなわちインバータスイッチング素子のオンまたはオフの状態に応じて、電源シャント抵抗に流れる負荷電流相が変わるため、インバータスイッチング素子のオンまたはオフの状態に応じて、電源シャント抵抗での電圧降下を検出することで、負荷電流を検出することができる。

一方、１シャント電流検出方式では、インバータ出力電圧位相によっては、２相分の電流検出が困難となる課題がある。この課題解決手段として、例えば、以下２件の先行文献が開示されている。

なお、下記非特許文献１は、埋込磁石同期モータに関する公知文献である。非特許文献１については、「発明を実施するための形態」の説明において言及する。

特開２００３−１８９６７０号公報 特開２０１１−４５３８号公報

埋込磁石同期モータの設計と制御 平成１３年１０月２５日発行、オーム社

特許文献１によれば、電流検出する期間はデューティ値が変化しないようにＰＷＭ信号を補正する。しかしながら、この手法では、本来のインバータ出力電圧を補正することと同一であるため、例えばモータ負荷の場合には振動及び騒音の発生が懸念される。

また、特許文献２によれば、１相のみ電流検出した場合には、検出した１相の相電流と極性が逆で、且つ、２分の１の値の電流値を他の２相の電流値として用いる。この場合、検出不可相電流を制御上で補填するため、実際の相電流と制御上の相電流に差異が生じ、例えば三相モータの位置センサレス制御時には位置推定結果に誤差が生じ、振動及び騒音の発生並びに制御不安定を招く可能性がある。

本発明は、インバータ出力電圧を補正することなく、２相分の電流検出を行えるモータ駆動装置並びにモータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置及び冷凍空調装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換すると共に、負荷を回転駆動するモータに交流電圧を印加するインバータ、直流電源の電圧を検出する直流電圧検出部および、インバータに流れる電流を検出する電流検出部を備える。インバータのスイッチング素子は、ＰＷＭ信号によって駆動される。ＰＷＭ信号は、直流電圧検出部が検出した電圧の情報および電流検出部が検出した電流の情報に基づいて生成される。ＰＷＭ信号の生成に使用するキャリア信号の位相と交流電圧の位相との位相差は特定の位相差に設定され、ＰＷＭ信号の周波数は交流電圧の周波数に同期し、且つ、ＰＷＭ信号の周波数は交流電圧の周波数の３の整数倍である。

本発明によれば、インバータ出力電圧の位相に関わらず、少なくとも２相分の電流検出が可能になる、という効果を奏する。

本実施の形態におけるモータ駆動装置の構成を示す回路図 本実施の形態におけるモータ制御部の構成を示すブロック図 本実施の形態におけるモータ制御部の動作を説明するための波形図 本実施の形態における同期ＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図 空間ベクトル変調方式における各相上アームのスイッチング素子の状態とインバータ出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図 インバータ出力電圧ベクトルの定義を示す図表 実ベクトルＶ１（１００）が印加された場合のインバータの要部に流れる電流を示す回路図 実ベクトルＶ２（０１０）が印加された場合のインバータの要部に流れる電流を示す回路図 実ベクトルＶ３（００１）が印加された場合のインバータの要部に流れる電流を示す回路図 実ベクトルＶ４（１１０）が印加された場合のインバータの要部に流れる電流を示す回路図 実ベクトルＶ５（０１１）が印加された場合のインバータの要部に流れる電流を示す回路図 実ベクトルＶ６（１０１）が印加された場合のインバータの要部に流れる電流を示す回路図 ベクトル回転角θｅが０°≦θｅ＜６０°であるときのベクトルシーケンスと電流検出部の出力Ｉｄｃとの関係を示す波形図 ベクトル回転角θｅが、θｅ≒０°であるときのベクトルシーケンスと電流検出部の出力Ｉｄｃとの関係を示す波形図 同期ＰＷＭ制御における電圧指令とキャリアとの関係を示す波形図 ９パルスで動作させたときのキャリア、電圧指令、ＰＷＭ信号及びモータに印加される線間電圧の動作波形を示す波形図 ９パルスで動作させたときのキャリアとベクトル回転角θｅとの関係を示す波形図 ベクトル回転角θｅに位相差が設定された場合のキャリアとベクトル回転角θｅとの関係を示す波形図 キャリアと電圧指令との間に位相差が設定された場合のキャリア及び電圧指令の波形図 ベクトル回転角θｅが、０°≦θｅ＜６０°であり、インバータ変調率が低い場合のベクトルシーケンスと電流検出部の出力Ｉｄｃとの関係を示す図 各相下アームのスイッチング素子の負極電位側に３つのシャント抵抗を設けた３シャント電流検出方式の回路図 本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合の概略構成図 本実施の形態に係るヒートポンプ装置の回路構成図 図２３に示すヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図

まず、本実施の形態におけるモータ駆動装置の基本的な構成及び動作について説明する。図１は、本実施の形態におけるモータ駆動装置３０の構成を示す回路図である。本実施の形態におけるモータ駆動装置３０は、図１に示すように、交流モータであるモータ３に交流電力を供給してモータ３を駆動する装置であり、直流電力の供給源である直流電源１と、直流を交流に変換してモータ３に交流電圧を印加するインバータ２と、インバータ２を制御するインバータ制御部４とを備えて構成される。

図１に示すモータ駆動装置３０において、インバータ２は、スイッチング素子５ａ〜５ｆ、スイッチング素子５ａ〜５ｆに並列接続されたダイオード６ａ〜６ｆを有して構成される。インバータ２には、直流電源１の電圧を検出する直流電圧検出部７と、インバータ２に流れる電流を検出する電流検出部８とが設けられる。インバータ制御部４は、直流電圧検出部７が検出した電圧情報である電圧Ｖｄｃ及び電流検出部８が検出した電流情報である電流Ｉｄｃに基づいて、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。インバータ制御部４は、生成したＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをインバータ２に出力してスイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動する。ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮによって制御されたインバータ２は、指令された交流電圧をモータ３に印加する。

なお、直流電源１は、交流電源をダイオードブリッジ等で整流し、さらに平滑して生成した直流電源でも問題なく、太陽電池、バッテリなどに代表される直流電源を用いても何ら問題ない。

また、電流検出部８は、インバータ２の入力側に設けられているが、インバータ２とモータ３との間に設け、モータ３の各相であるＵ相、Ｖ相及びＷ相（以下、必要に応じて「ＵＶＷ相」と表記）に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するようにしてもよいし、スイッチング素子５ｄ〜５ｆの負極側に設けてモータ３の各相に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ，Ｉｗを検出するようにしてもよい。すなわち、モータ３の各相に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出可能であれば、どのような手段または手法を用いてもよい。

図１に戻り、インバータ制御部４は、直流電圧検出部７が検出した電圧Ｖｄｃ及び電流検出部８が検出した電流Ｉｄｃに基づいて、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び、当該電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の位相角（以下、必要に応じて「電圧位相」と称する）θｖを演算するモータ制御部９と、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び電圧位相θｖを使用してＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する同期ＰＷＭ制御部１０と、を有して構成される。以下、モータ制御部９及び同期ＰＷＭ制御部１０の構成及び動作について説明する。

図２は、本実施の形態におけるモータ制御部９の構成を示すブロック図であり、図３は、本実施の形態におけるモータ制御部９の動作を説明するための波形図である。

図２において、電流復元部１１は、電流検出部８の出力Ｉｄｃの情報からモータ３に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する。なお、モータ３に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接検出した場合は電流復元部１１による復元は不要である。

三相／二相変換部１２は、復元されたＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び、モータ３のロータ磁極位置θに基づき、座標変換によって、ｄｑ座標軸における電流Ｉｄ，Ｉｑ、すなわちｄ軸座標におけるｄ軸電流及びｑ軸座標におけるｑ軸電流を生成して位置及び速度推定部１３並びに電流制御部１５に出力する。なお、ロータ磁極位置θは、位置及び速度推定部１３によって生成される。

位置及び速度推定部１３は、電流Ｉｄ，Ｉｑ及び電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づいて、モータの速度推定値ωを生成して速度制御部１４に出力する。なお、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、電流制御部１５によって生成される。

速度制御部１４は、速度指令値ω＊及び速度推定値ωに基づき、速度推定値ωが速度指令値ω＊に一致するようなｑ軸電流指令Ｉｑ＊を算出して電流制御部１５に出力する。

電流制御部１５は、ｄ軸電流Ｉｄがｄ軸電流指令Ｉｄ＊に一致するようなｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令Ｉｑ＊に一致するようなｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、を生成して電圧指令演算部１６に出力する。

電圧指令演算部１６は、直流電圧検出部７が検出した電圧Ｖｄｃ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊及びロータ磁極位置θに基づいて、ＵＶＷ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊及び電圧位相θｖを生成して同期ＰＷＭ制御部１０に出力する。なお、モータ制御部９については、上記非特許文献１に記載のように公知であり、ここでの詳細な説明は省略する。また、モータ３を駆動可能な制御技術であれば、何れの手法であっても問題ないことは言うまでもない。

図３の上段部には、電圧指令演算部１６が生成したＵＶＷ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の一例が示されている。三角波で示しているキャリア信号（信号を省いて「キャリア」とも称される）と電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とは、同期ＰＷＭ制御部１０で比較され、下段部に示すＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが生成される。なお、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する具体的な手法については、後述する。また、図３の例では、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊が立下がるゼロクロス点を、電圧位相θｖ＝０の基準点としているが、これに限定されるものではなく、どのような点をθｖ＝０の基準点としても何ら問題ない。

図４は、本実施の形態における同期ＰＷＭ制御部１０の構成を示すブロック図である。同期ＰＷＭ制御部１０は、図４に示すように、キャリア生成部１７及びキャリア比較部１８を備えて構成される。キャリア生成部１７は、電圧位相θｖに基づいてキャリアを生成する。キャリア比較部１８は、キャリア信号及び電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。

つぎに、ＰＷＭ変調による各相スイッチング素子の駆動信号を生成する空間ベクトル変調方式について説明する。図５は、空間ベクトル変調方式における各相上アームのスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃのオンまたはオフの状態とインバータ出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図６は、インバータ出力電圧ベクトルの定義を示す図表である。図５及び図６では、各相上アームのスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃがオン状態である場合を「１」、オフ状態である場合を「０」と表記している。なお、インバータ出力電圧ベクトルとは、インバータ２に印加する出力電圧を、空間ベクトル変調方式におけるベクトル空間（後述する実ベクトルを用いて表したベクトル空間）で表したときのベクトルである。

図５に示すように、各相上アームのスイッチング素子のオン状態、オフ状態としては、オン状態である“１”と、オフ状態である“０”との２通りが存在する。ここで、各相上アームのスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃのオン状態及びオフ状態の組み合わせに対応して、インバータ出力電圧ベクトルは、（“Ｕ相上アームのスイッチング素子５ａの状態”，“Ｖ相上アームのスイッチング素子５ｂの状態”，“Ｗ相上アームのスイッチング素子５ｃの状態”）の形式で表すと、インバータ出力電圧ベクトルは、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）という８通りが存在する。これらのインバータ出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たない、Ｖ０（０００）及びＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼称し、これら以外の大きさが等しく互いに６０°の位相差を持つ、Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼称する。

インバータ制御部４は、これら各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７、及び各実ベクトルＶ１〜Ｖ６を任意の組み合わせで合成して各相アームスイッチング素子に対応する３相ＰＷＭ電圧による駆動信号（以下、必要に応じて「ＰＷＭ信号」と称する）を適宜生成する。

つぎに、本実施の形態に係るモータ駆動装置３０における各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの演算手法について説明する。

図７は、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ１（１００）が印加された場合に、インバータ２の要部に流れる電流を示す図である。図７に示す例では、インバータ２からモータ３へ流れる電流を正とし、モータ３からインバータ２へ流れる電流を負としている。なお、以下の各図に示す例においても、図７と同様の表記とする。

図７に示すように、実ベクトルＶ１（１００）が印加された場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームのスイッチング素子５ａを介してモータ３に向かうＵ相電流Ｉｕが流れ、モータ３からＶ相下アームのスイッチング素子５ｅ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流Ｉｖが流れ、Ｗ相下アームのスイッチング素子５ｆ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＷ相電流Ｉｗが流れる。このとき、電流検出部８の出力Ｉｄｃとモータ電流の関係は式（１）の通りとなる。

Ｉｄｃ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）＝Ｉｕ ……（１）

つまり、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ１（１００）が印加された場合、電流検出部８の出力Ｉｄｃにより、Ｕ相モータ電流Ｉｕを検出することができる。

図８は、インバータの出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ２（０１０）が印加された場合に、インバータ２の要部に流れる電流を示す図である。

図８に示すように、実ベクトルＶ２（０１０）が印加された場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームのスイッチング素子５ｂを介してモータ３に向かうＶ相電流Ｉｖが流れ、モータ３からＵ相下アームのスイッチング素子５ｄ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＵ相電流Ｉｕが流れ、Ｗ相下アームのスイッチング素子５ｆ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＷ相電流Ｉｗが流れる。このとき、電流検出部８の出力Ｉｄｃとモータ電流の関係は式（２）の通りとなる。

Ｉｄｃ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）＝Ｉｖ ……（２）

つまり、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ２（０１０）が印加された場合、電流検出部８の出力Ｉｄｃにより、Ｖ相モータ電流Ｉｖを検出することができる。

図９は、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ３（００１）が印加された場合に、インバータ２の要部に流れる電流を示す図である。

図９に示すように、実ベクトルＶ３（００１）が印加された場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームのスイッチング素子５ｃを介してモータ３に向かうＷ相電流Ｉｗが流れ、モータ３からＵ相下アームのスイッチング素子５ｄ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＵ相電流Ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスのイッチング素子５ｅ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＶ相電流Ｉｖが流れる。このとき、電流検出部８の出力Ｉｄｃとモータ電流の関係は式（３）の通りとなる。

Ｉｄｃ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）＝Ｉｗ ……（３）

つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ３（００１）が印加された場合、電流検出部８の出力Ｉｄｃにより、Ｗ相モータ電流Ｉｗを検出することができる。

図１０は、インバータの出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ４（１１０）が印加された場合に、インバータ２の要部に流れる電流を示す図である。

図１０に示すように、実ベクトルＶ４（１１０）が印加された場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームのスイッチング素子５ａを介してモータ３に向かうＵ相電流Ｉｕが流れ、Ｖ相上アームのスイッチング素子５ｂを介してモータ３に向かうＶ相電流Ｉｖが流れ、モータ３からＷ相下アームのスイッチング素子５ｆ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＷ相電流Ｉｗが流れる。このとき、電流検出部８の出力Ｉｄｃとモータ電流の関係は式（４）の通りとなる。

Ｉｄｃ＝Ｉｕ＋Ｉｖ＝−Ｉｗ ……（４）

つまり、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ４（１１０）が印加された場合、電流検出部８の出力Ｉｄｃにより、Ｗ相モータ電流Ｉｗを検出することができる。

図１１は、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ５（０１１）が印加された場合に、インバータ２の要部に流れる電流を示す図である。

図１１に示すように、実ベクトルＶ５（０１１）が印加された場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームのスイッチング素子５ｂを介してモータ３に向かうＶ相電流Ｉｖが流れ、Ｗ相上アームのスイッチング素子５ｃを介してモータ３に向かうＷ相電流Ｉｗが流れ、モータ３からＵ相下アームのスイッチング素子５ｄ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＵ相電流Ｉｕが流れる。このとき、電流検出部８の出力Ｉｄｃとモータ電流の関係は式（５）の通りとなる。

Ｉｄｃ＝Ｉｖ＋Ｉｗ＝−Ｉｕ ……（５）

つまり、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ５（０１１）が印加された場合、電流検出部８の出力Ｉｄｃにより、Ｕ相モータ電流Ｉｕを検出することができる。

図１２は、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ６（１０１）が印加された場合に、インバータ２の要部に流れる電流を示す図である。

図１２に示すように、実ベクトルＶ６（１０１）が印加された場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームのスイッチング素子５ａを介してモータ３に向かうＵ相電流Ｉｕが流れ、Ｗ相上アームのスイッチング素子５ｃを介してモータ３に向かうＷ相電流Ｉｗが流れ、モータ３からＶ相下アームのスイッチング素子５ｅ、電流検出部８を介して直流電源１の負電圧側に向かうＶ相電流Ｉｖが流れる。このとき、電流検出部８の出力Ｉｄｃとモータ電流の関係は式（６）の通りとなる。

Ｉｄｃ＝Ｉｕ＋Ｉｗ＝−Ｉｖ ……（６）

つまり、インバータ出力電圧ベクトルとして実ベクトルＶ６（１０１）が印加された場合、電流検出部８の出力Ｉｄｃにより、Ｗ相モータ電流Ｉｗを検出することができる。

以上により、本実施の形態のモータ駆動装置３０では、実ベクトルＶ１〜Ｖ６において、電流検出部８の出力Ｉｄｃより、各相モータ電流を検出することができる。ただし、ゼロベクトルＶ０（０００）、Ｖ７（１１１）では、電流検出部８に電流が流れないため、各相モータ電流を検出することはできない。

つぎに、インバータ出力電圧ベクトルの回転角θｅと、１シャント電流検出方式における電流検出相との関係について説明する。図１３は、インバータ出力電圧ベクトル回転角θｅが、０°≦θｅ＜６０°であるときのインバータ出力電圧ベクトルの出力シーケンス（以下「ベクトルシーケンス」と称する）と電流検出部８の出力Ｉｄｃとの関係を示す波形図である。ここで、インバータ出力電圧ベクトルの回転角θｅは、キャリアの谷（底部）または山（頂部）を基準としたときの位相角である。以下、「インバータ出力電圧ベクトルの回転角」を「ベクトル回転角」と略記する。

ベクトル回転角θｅが０°≦θｅ＜６０°の範囲にあるときは、図５にも示すように、実ベクトルＶ１（１００）と、実ベクトルＶ４（１１０）との間に位置するベクトルになる。なお、ここ及び以下の説明では、図５に示す通り、実ベクトルＶ１（１００）を基準にするが、基準ベクトルを他の実ベクトルに変更してもよい。

図１３では、インバータ２に対し、Ｖ０（０００）→Ｖ１（１００）→Ｖ４（１１０）→Ｖ７（１１１）→Ｖ４（１１０）→Ｖ１（１００）→Ｖ０（０００）の順序で電圧が印加されている。

ここで、インバータ２のスイッチング周期Ｔｃの中で、Ｖ０（０００）、Ｖ７（１１１）、Ｖ１（１００）、Ｖ４（１１０）の出力時間配分を変更することで、等価的なインバータ出力電圧ベクトルが生成される。なお、図１３では、三相変調方式を想定しているが、二相変調であってもよい。また、前述のように、インバータ出力電圧が実ベクトルであるとき、すなわち、図１３の例では、Ｖ１（１００）およびＶ４（１１０）のときに、電流検出部８の出力Ｉｄｃによって、各相モータ電流の検出が可能となる。

一方、インバータ出力電圧の切り替わり直後では、モータ３のインダクタンス成分、基板パターンの寄生インダクタンス成分（以下「配線インピーダンス等」という）の影響により、電流波形に図１３に示すようなリンギングが発生する。このため、リンギングの発生期間で検出したＩｄｃでは、本来の各相モータ電流を復元できない可能性が大である。よって、ある一定期間の禁止帯を設け、電流波形が落ち着いたタイミングで、Ｉｄｃを検出する手法が採られることが多い。図１３では、ハッチングで示した部分を電流検出範囲とする例であり、この期間で検出した出力Ｉｄｃでモータ電流を復元する。

図１４は、ベクトル回転角θｅが、θｅ≒０°であるときのベクトルシーケンスと電流検出部８の出力Ｉｄｃとの関係を示した図である。θｅ≒０°のとき、図５を参照すれば明らかなように、インバータ出力電圧ベクトルｖ＊は実ベクトルＶ１（１００）に接近している。このため、インバータ出力電圧のパターンは実ベクトルＶ１（１００）が支配的となり、実ベクトルＶ４（１１０）が狭小化する。さらに、θｅ＝０°の場合には、実ベクトルＶ４（１１０）は消滅する。したがって、θｅ＝０°の場合には、たとえ配線インピーダンス等に起因するリンギングがない理想的な状態であっても、電流検出部８の出力ＩｄｃではＵ相モータ電流Ｉｕのみしか復元できない。このような場合、図２に示される位置及び速度推定部１３での推定誤差増大を招き、制御性の悪化が懸念される。

図１４では、θｅ＝０°の場合を代表例に説明したが、インバータ出力電圧ベクトルｖ＊が、実ベクトルＶ１（１００）、Ｖ２（０１０）、Ｖ３（００１）、Ｖ４（１１０）、Ｖ５（０１１）、Ｖ６（１０１）と重なる場合、すなわちベクトル回転角θｅが次式（７）の場合には、ある１相分のみのモータ電流しか復元できないという課題が生ずる。

θｅ＝６０×ｎ（ｎは、ｎ＝０,１,…,５を満たす整数）……（７）

以上、本実施の形態におけるモータ駆動装置の基本的な構成及び動作について説明すると共に、１シャント電流検出方式における課題について説明した。つぎに、本課題の解決手法について説明する。本手法は、同期ＰＷＭ制御を利用した手法である。

図１５は、同期ＰＷＭ制御における電圧指令Ｖｕ＊とキャリアとの関係を示す波形図である。図１５では、横軸には電圧位相θｖをとり、縦軸には下から、同期３パルス、同期６パルス、同期９パルスで制御するときのキャリアの波形及び電圧指令Ｖｕ＊の波形を示している。

同期ＰＷＭ制御の場合、生成されるキャリアは、図１５に示すように、電圧位相θｖに同期している。すなわち、キャリア生成部１７は、電圧位相θｖに同期したキャリアを生成する。このとき、キャリア比較部１８は、キャリアと電圧指令Ｖｕ＊の大小を比較して“Ｈｉｇｈ”または“Ｌｏｗ”のＰＷＭ信号を出力する。なお、ＰＷＭ信号の一例は、図３の下段部に示す通りである。

同期ＰＷＭ制御部１０は、Ｕ相の電圧指令Ｖｕ＊の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が例えば３倍、６倍、９倍の関係になるように制御する。キャリアの周波数を、３倍、６倍、９倍と変化させると、キャリアの半周期中に含まれるパルス数が、それぞれ３パルス、６パルス、９パルスであるＰＷＭ信号が生成される。キャリアと電圧位相θｖとが同期していることから、これらのパルスは、“同期３パルス”、“同期６パルス”、“同期９パルス”と呼称される。なお、図５では図示していないが、キャリア周波数は９倍より高い周波数に設定すること、すなわち、ＰＷＭ信号の周波数を交流電圧の周波数の３ｎ倍（ｎは整数）の関係に制御することも可能である。ただし、電圧指令Ｖｕ＊の１周期に対してＰＷＭ信号のパルス数が増加するため、出力電圧の精度が向上する一方で、スイッチング素子５ａ〜５ｆのスイッチング回数が増加する。すなわち、キャリア周波数の増大はスイッチング損失の増加に繋がり、キャリア周波数の増大とスイッチング損失の増加とはトレードオフの関係にある。

図１６は、９パルスで動作させたときのキャリア、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ及び、モータ３に印加される線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの動作波形を示す波形図である。なお、図１６では、実際にインバータ制御部４を構成する際に用いられるマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略記）を用いた場合の動作を想定している。このため、図３では、電圧指令Ｖｕ＊が連続的に動作していたのに対して、図１６では、キャリアの山（頂部）と谷（底部）のタイミングで制御が行われるため、電圧指令Ｖｕ＊が離散的に変化するように動作している。

さて、図１６（ａ）に示す波形では、電圧指令Ｖｕ＊の１周期中にキャリアが９周期分入るように設定されている。キャリアと電圧指令Ｖｕ＊の大小関係が比較され、例えばキャリアより電圧指令Ｖｕ＊が高い場合にＰＷＭ信号ＵＰはＨｉｇｈ、低い場合にＬｏｗが出力される。また、ＰＷＭ信号ＵＮは、ＰＷＭ信号ＵＰに対して逆の関係となるよう制御される。同様に、キャリアと電圧指令Ｖｖ＊及びＶｗ＊のそれぞれとの大小関係が比較され、比較結果に基づいて、図１６（ｂ）に示すようなＰＷＭ信号ＶＰ，ＷＰ，ＶＮ，ＷＮが生成される。生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング素子５ａ〜５ｆが駆動され、図１６（ｃ）に示すような線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕがモータ３への印加電圧となる。

また、最近では、モータ駆動において、出力電圧を向上させるため、空間ベクトル変調ＰＷＭ、三次高調波重畳ＰＷＭといった手法も広く用いられている。そのため、図３及び図１５では、電圧指令Ｖｕ＊を正弦波として扱っていたが、本実施の形態では、図１６（ａ）において、実線、破線及び一点鎖線で示すように、空間ベクトル変調ＰＷＭ及び三次高調波重畳ＰＷＭに準じた電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形としている。図１６（ｂ）及び図１６（ｃ）の波形を参照すれば、図３の下段部の波形と同等の波形が生成されており、離散的に変化する電圧指令を用いて電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成しても、何ら問題ないことが明らかである。

図１７は、９パルスで動作させたときのキャリアとベクトル回転角θｅとの関係を示す波形図である。図１７では、マイコンを用いた離散データによるデジタル制御を想定し、キャリアの山及び谷に同期したモータ制御演算を行うため、ベクトル回転角θｅはキャリアの山と谷で更新される。また、図１７では、キャリアの谷を制御上の基準とし、キャリアに対するベクトル回転角θｅの位相差は０とし、さらに、キャリアとインバータ出力電圧ベクトルｖ＊とは同期している。なお、図１７では、キャリアの周期が９倍である場合を想定しているが、９倍に限定されるものではなく、３倍、６倍、９倍、……、という３の整数倍であればよい。

ここで、ある制御回数ｊ（０≦ｊ＜１７）におけるベクトル回転角θｅ［ｊ］は、式（８）で表すことができる。

θｅ[ｊ]＝３６０×ｊ／１８ ……（８）

式（８）において、ｊ＝３、６、９、１２、１５のとき、ベクトル回転角θｅ［ｊ］は式（７）を満たす値となる。従って、ｊ＝３、６、９、１２、１５のときには、１相分しかモータ電流を検出することができない。

ここまでの説明は、インバータ出力電圧ベクトルｖ＊が１回転する周期に対して、キャリアの周期が９倍である場合を想定した説明であったが、以下では、条件を一般化した場合について説明する。

インバータ出力電圧ベクトルｖ＊が１回転する周期に対して、キャリア周期をＮ倍（Ｎ＝３（ｋ＋１）、ｋ＝０、１、２、……）とした場合に、ある制御回数ｊ（ｊは、０≦ｊ≦ｍ−１の整数で循環し、ｍは電圧指令ベクトルの１回転周期中に実行される制御回数であり、１≦ｍ≦Ｎを満たす）における、ベクトル回転角θｅ［ｊ］は式（９）で表される。

θｅ[ｊ]＝３６０×ｊ／ｍ＝６０×(６×ｊ)／ｍ ……（９）

式（８）より、（ｊ／ｍ）が（ｘ／６）（ｘは、ｘ＝０〜５までの整数）となるとき、θｅ［ｊ］は、上記式（７）を満たすため、１相分のモータ電流しか検出することができない。

以上の説明は、同期ＰＷＭ制御において、キャリアの谷を基準としたベクトル回転角θｅに初期の位相差がない場合について説明した。つぎに、キャリアの谷を基準としたベクトル回転角θｅにθｏの位相差が設定されている場合について説明する。図１８は、ベクトル回転角θｅに位相差が設定された場合のキャリアとベクトル回転角θｅとの関係を示す波形図である。なお、図１８では、図１７と同様に、インバータ出力電圧ベクトルｖ＊が１回転する周期に対して、キャリアの周期が９倍である場合を例示しているが、９倍である必要はなく、３の整数倍であればよい。

ベクトル回転角θｅにθｏの位相差が設定されている場合、ある制御回数ｊ（０≦ｊ＜１７）におけるベクトル回転角θｅ［ｊ］は式（１０）で表すことができる。

θｅ[ｊ]＝３６０×ｊ／１８
＝６０×{(６×ｊ／１８)＋(θｏ／６０)} ……（１０）

式（１０）では、θｏを適切な値とすることにより、ベクトル回転角θｅ［ｊ］が式（７）を満たさない。なお、適切な値とは、上記式（１０）のθｅ[ｊ]が、任意のｊに対して、上記式（７）を満たさないようにする値である。ここで、少なくとも右辺の第２項にある(θｏ／６０)が整数にならなければ、すなわち位相差θｏが６０の整数倍でなければ、上記式（７）を満たすことはない。

上記式（１０）は、インバータ出力電圧ベクトルｖ＊が１回転する周期に対して、キャリアの周期が９倍である場合の式であったが、位相差θｏを有する場合においても、条件を一般化した場合の式を以下に示す。下記の式（１１）は、インバータ出力電圧ベクトルｖ＊が１回転する周期に対して、キャリア周期をＮ倍（Ｎ＝３（ｋ＋１）、ｋ＝０、１、２、……）とした場合に、ある制御回数ｊ（ｊは、０≦ｊ≦ｍ−１の整数で循環し、ｍは電圧指令ベクトルの１回転周期中に実行される制御回数であり、１≦ｍ≦Ｎを満たす）における、ベクトル回転角θｅ［ｊ］を表す式である。

θｅ[ｊ]＝３６０×ｊ／ｍ＋θｏ
＝６０×{(６×ｊ／ｍ)＋(θｏ／６０)} ……（１１）

式（１１）より、一般化した場合においても、位相差θｏを適切に設定することにより、ベクトル回転角θｅが式（７）を満たさないようにすることができる。上記式（１０）のときにも説明したが、少なくとも右辺の第２項にある(θｏ／６０)が整数にならなければ、すなわち位相差θｏが６０の整数倍でなければ、上記式（７）を満たすことはない。なお、位相差θｏはキャリアとの関係できまる値であり、電圧指令の位相がキャリアの位相との関係で、ある特定の位相差、具体的には、上記式（１１）を満たさない特定の位相差に設定されていることが肝要な点である。なお、インバータ２に印加される交流電圧の振幅及び位相は、電圧指令の大きさ及び位相によって決定されるため、電圧指令は、インバータ２に印加される交流電圧と言い換えてもよい。

図１９は、キャリアと電圧指令との間に位相差が設定された場合のキャリア及び電圧指令の波形図である。図１９に示すように、電圧指令のゼロクロス点がキャリアの谷（底部）からθｏの位相差となるように、電圧指令を設定することで実現できる。

以上より、同期ＰＷＭ制御を用いて、キャリアと電圧指令の位相差を適切に制御することにより、１シャント電流検出方式においても、少なくとも２相分の電流を検出することができ、１シャント電流検出方式における電流検出制約による制御性の悪化を抑制することができる。なお、実際のモータ駆動装置では、先に述べたようなリンギングの影響による検出不感帯があり、また、電流検出部８自体の遅延時間もあるため、少なくとも２相分のモータ電流を、すべての制御タイミングで検出することは困難であるが、本実施の形態による手法を用いれば、少なくとも２相分のモータ電流を検出できるベクトル回転角θｅの範囲を拡大できるので、実際のモータ駆動装置においても、極めて有効な手法であると言っても過言ではない。

ここまで、ベクトル回転角θｅと、１シャント電流検出方式との関係について説明した。つぎに、インバータ出力電圧ベクトルと、インバータ変調率Ｖｋとの関係について説明する。

図２０は、ベクトル回転角θｅが、０°≦θｅ＜６０°であり、インバータ変調率が低い場合のベクトルシーケンスと電流検出部８の出力Ｉｄｃとの関係を示す図である。図２０と図１３との比較から理解できるように、変調率Ｖｋが低い場合には、実ベクトルＶ１（１００）またはＶ４（１１０）より、ゼロベクトルＶ０（０００）またはＶ７（１１１）の出力時間の方が長い。先に説明した通り、１シャント電流検出方式では、実ベクトルでのみでしか各相モータ電流を検出することができない。したがって、変調率Ｖｋが低く、実ベクトルの出力時間が短くならざるを得ない場合では、モータ電流の検出が困難となる。特に、リンギング対策による電流検出禁止区間が広いとき、または、電流検出部８の検出遅れ時間が長いときには、この傾向は顕著となる。一方、本実施の形態の手法を適用すれば、電流検出区間を長くする方向に作用するので、変調率Ｖｋが低い範囲においても、極めて有効な手段となる。

ここまで、キャリアと電圧指令との間にθｏの位相差を設定して同期ＰＷＭ制御することを説明してきたが、同期ＰＷＭ制御を行うにあたり、モータ３への印加電圧とキャリアとの間に誤差としての位相差が発生する場合もあるが、このような場合でも、ここまで説明してきた、本実施の形態に係る制御手法が創出する効果は有効である。

また、ここまで１シャント電流検出方式を基準に説明してきたが、スイッチング素子の駆動状態によって、検出可能な負荷電流相が切り替わる他の電流検出方式でも有効である。例えば、図２１は、各相下アームのスイッチング素子５ｄ，５ｅ，５ｆにおける直流電源１の負電位側にシャント抵抗８ａ，８ｂ，８ｃを設けた３シャント電流検出方式の回路図である。３シャント電流検出方式であっても、先に述べたような、リンギングによる影響及び電流検出部８の検出遅れ時間の考慮は必要であり、同様な効果が得られるものである。なお、図２１では、３つのシャント抵抗を具備しているが、ＵＶＷ相のうちの少なくとも２相分に設ける構成であってもよく、本実施の形態に係る制御手法が創出する効果を享受できる。

つぎに、本実施の形態に係るモータ駆動装置３０の応用例について説明する。図２２は、本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合の概略構成図である。図２２に示すヒートポンプ装置１００では、モータ３及び圧縮機構５０を有する圧縮機５１と、四方弁５９と、熱交換器５２と、膨張機構６１と、熱交換器５７とが配管により順次接続されて構成されている。以下、ヒートポンプ装置１００について、さらに詳細に説明する。

図２３は、本実施の形態に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図であり、図２４は、図２３に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２４において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。

ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。

熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２４の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２４の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。

熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２４の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２４の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２４の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２４の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２４の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２４の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２４の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２４の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。

圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２４の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２４の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２４の点１１）に、インジェクション冷媒（図２４の点１０）が合流して、温度が低下する（図２４の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２４の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２４の点１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。

つぎに、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ること、冷凍することなども含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２４の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２４の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２４の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２４の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２４の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２４の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２４の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２４の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２４の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２４の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２４の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２４の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

以上に説明したヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。このため、上述した本実施の形態に係るモータ駆動装置３０をヒートポンプ装置に適用することで、ヒートポンプ装置を利用する空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫及び冷凍機において、上述した本実施の形態の効果を享受することができる。

なお、上述した実施の形態におけるインバータを構成するスイッチング素子と、これに並列に接続されるダイオード素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（以下「ＷＢＧ」と表記）半導体を用いてもよい。

このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子及びダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子及びダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子及びダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子及びダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、より高い周波数でのスイッチングが可能となるため、圧縮機モータにより高い周波数の電流を流すことが可能となり、圧縮機モータの巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータへ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらには、高周波数化が容易であるため、可聴周波数帯域以上の周波数に設定することができ、騒音対策が容易となる等の利点がある。

なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がＷＢＧ半導体よって形成されていてもよく、上述した実施の形態における効果を得ることができる。

ＷＢＧ半導体の他にも、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いても、同様の効果を得ることが可能である。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 直流電源、２ インバータ、３ モータ、４ インバータ制御部、５ａ〜５ｆ スイッチング素子、６ａ〜６ｆ ダイオード、７ 直流電圧検出部、８ 電流検出部、９ モータ制御部、１０ 同期ＰＷＭ制御部、１１ 電流復元部、１２ 三相／二相変換部、１３ 位置及び速度推定部、１４ 速度制御部、１５ 電流制御部、１６ 電圧指令演算部、１７ キャリア生成部、１８ キャリア比較部、３０ モータ駆動装置、５０ 圧縮機構、５１ 圧縮機、５２，５７ 熱交換器、５３，５６，６１ 膨張機構、５４ レシーバ、５５ 内部熱交換器、５８ 主冷媒回路、５９ 四方弁、６０ ファン、６２ インジェクション回路、６３ 水回路、１００ ヒートポンプ装置。

Claims (7)

1. モータの駆動に用いられ、直流電圧を交流電圧に変換すると共に、
   前記モータに前記交流電圧を印加するインバータと、
   前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
   前記インバータに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記直流電圧検出部が検出した電圧の値および前記電流検出部が検出した電流の値を受領し、前記インバータのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記ＰＷＭ信号の生成に使用するキャリア信号の位相と前記交流電圧の位相との位相差は６０°の整数倍ではない値に設定され、前記ＰＷＭ信号の周波数は前記交流電圧の周波数に同期し、且つ、前記ＰＷＭ信号の周波数は前記交流電圧の周波数の３の整数倍である
   モータ駆動装置。
2. 前記交流電圧の１周期内において、前記キャリア信号の周期は固定される請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記電流検出部にはシャント抵抗が用いられ、前記シャント抵抗は、直流電力の供給源である直流電源の負電圧側に挿入される請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記シャント抵抗は、前記インバータの各相下アームにおける少なくとも２相分の前記スイッチング素子と前記直流電源の負電圧側との間に挿入される請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記スイッチング素子の少なくとも一つはワイドバンドギャップ半導体によって形成された請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したヒートポンプ装置。
7. 請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した冷凍空調装置。

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