JP5377634B2 - 負荷駆動システムの制御装置 - Google Patents

負荷駆動システムの制御装置

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Description

本発明は、インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御する負荷駆動システムの制御装置に関する。
電動機等の負荷を駆動するための駆動負荷システムは、直流電源と、昇圧又は降圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、直流電力を交流電力に変換するインバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの間に設けられた直流電圧を平滑化するＤＣリンクコンデンサと、負荷とを備える。当該駆動負荷システムの内、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ及びインバータをモジュール化すると、ＤＣ／ＤＣコンバータからＤＣリンクコンデンサへの電流と、ＤＣリンクコンデンサからインバータへの電流が影響し合って、ＤＣリンクコンデンサを流れるリップル電流が増大する。しかし、ＤＣリンクコンデンサの寿命やＤＣリンクコンデンサで発生する損失、モジュールのサイズ等を鑑みると、リップル電流は低い方が望ましい。
図７は、特許文献１に開示されたモータ駆動装置、及び当該モータ駆動装置に含まれるインバータの構成を示す図である。また、図８は、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号を最適化したときの動作波形を示す図である。図７に示されたモータ駆動装置の制御回路６０は、図８に示すように、三角波比較方式のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２０を駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０を駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数を同期させ、インバータ２０への入力電流Ｉｐがゼロになる期間の中心と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏがゼロになる期間の中心を一致させるように制御する。図８に示した例では、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数をインバータキャリア信号の周波数の２倍で同期させている。当該制御によって、ＤＣ／ＤＣコンバータからＤＣリンクコンデンサへの電流のパルスのタイミングと、ＤＣリンクコンデンサからインバータへの電流のパルスのタイミングが一致するため、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流Ｉｃａｐが小さくなる。
日本国特開２００６−１０１６７５号公報
上記説明した特許文献１のモータ駆動装置において、インバータ２０のキャリア信号が山又は谷となる時、３相変調方式でＰＷＭ制御を行うインバータ２０が電圧ゼロベクトル状態になるため、インバータ２０への入力電流Ｉｐはゼロになる。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が谷になる時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０からの出力電流Ｉｏはゼロになる。したがって、当該モータ駆動装置では、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０からの出力電流Ｉｏの位相を一致させるため、インバータ２０のキャリア信号が山又は谷となるタイミングでＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号が谷となるように、各キャリア信号の周波数が設定されている。
しかし、後述するように、スイッチング損失低減を目的としてインバータを２相変調方式でＰＷＭ制御する場合、インバータへの入力電流がゼロになるタイミングは３相変調の場合と異なる。このため、特許文献１に記載のモータ駆動装置は、インバータ２０を２相変調方式でＰＷＭ制御した際には同様の効果を奏することができない。すなわち、特許文献１に記載のモータ駆動装置では、インバータ２０が３相変調方式でＰＷＭ制御を行うことが前提とされている。
以下、２相変調について簡単に説明する。図９（ａ）は、３相変調方式でＰＷＭ制御を行った際の各相電圧及び各相間電圧を示すグラフであり、図９（ｂ）は、２相変調方式でＰＷＭ制御を行った際の各相電圧及び各相間電圧を示すグラフである。図９（ａ）及び図９（ｂ）に示すように、各相間電圧は３相変調時と２相変調時とで変わらないため、負荷に対する出力は変わらない。しかし、２相変調時には、図９（ｂ）に示すように、３相の内のいずれか１相のデューティが０％又は１００％のままであり、かつ、このような状態を各相で交互に繰り返す。図９（ｂ）に示した例では、電気角６０度毎に、Ｖ相のデューティ１００％→Ｕ相のデューティ０％→Ｗ相のデューティ１００％→Ｖ相のデューティ０％→Ｕ相のデューティ１００％→Ｗ相のデューティ０％と変化している。デューティが変わらない相に対してはスイッチングを行う必要がないため、２相変調時は、３相変調時と比較してスイッチング損失を２／３に低減できる。なお、図９（ｂ）に示した例では、デューティが０％又は１００％の各期間が電気角６０度であるが、例えば電気角３０度であっても良い。
図１０は、インバータが３相変調方式でＰＷＭ制御を行う際の、インバータキャリア信号に対するＶ相、Ｕ相及びＷ相の各相指令電圧から得られる各相のＰＷＭ信号と、インバータへの入力電流とを示すグラフである。また、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、インバータが２相変調方式でＰＷＭ制御を行う際の、インバータキャリア信号に対するＶ相、Ｕ相及びＷ相の各相指令電圧から得られる各相のＰＷＭ信号と、インバータへの入力電流とを示すグラフである。なお、図１１（ａ）はデューティが０％の場合を示し、図１１（ｂ）はデューティが１００％の場合を示す。
図１０、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示すように、３相全てのＰＷＭ信号がオン又は３相全てのＰＷＭ信号がオフの期間、インバータへの入力電流は発生しない。したがって、図１０に示すように、インバータが３相変調方式でＰＷＭ制御を行った場合、インバータへの入力電流はインバータキャリア信号が山と谷の間で発生する。一方、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示すように、インバータが２相変調方式でＰＷＭ制御を行った場合、デューティが０％のときのインバータへの入力電流はインバータキャリア信号が山の時点で発生し、デューティが１００％のときのインバータへの入力電流はインバータキャリア信号が谷の時点で発生する。
図１２は、インバータキャリア信号に対する、インバータが３相変調時及び２相変調時のインバータへの各入力電流を示すグラフである。図１２に示したように、３相変調時のインバータへの入力電流は、インバータキャリア信号の山及び谷に同期している。しかし、２相変調時のインバータへの入力電流は、デューティが０％のときと１００％のときでインバータキャリア信号と同期するタイミングが異なる。
図１３は、インバータキャリア信号、インバータキャリア信号と同期した同周期のＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号、インバータキャリア信号に対するインバータが２相変調時のインバータへの入力電流Ｉｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号に対するＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏ、及びＤＣリンクコンデンサを流れるリップル電流Ｉｃａｐ（Ｉｏ−Ｉｐ）を示すグラフである。なお、図１３は、図９（ｂ）に示したように、例えばＵ相でのデューティが０％の状態からＷ相のデューティが１００％の状態に変移するときの各信号及び各電流を示す。
図１３に示すように、インバータが２相変調方式でＰＷＭ制御されているときは、いずれかの相（Ｕ相）のデューティが０％の状態から他の２相のいずれかの相（Ｗ相）のデューティが１００％の状態に変化すると、インバータへの入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏの発生タイミングがずれる。このため、図１３中に点線の楕円形で示したように、ＤＣリンクコンデンサを流れるリップル電流が増大する。
なお、図１３には、いずれかの相のデューティが０％のときにインバータへの入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏの発生タイミングが合うよう設定された場合が示されている。当該場合とは逆に、いずれかの相のデューティが１００％のときにインバータへの入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏの発生タイミングが合うよう設定されている場合は、いずれかの相のデューティが１００％の状態から他の２相のいずれかの相のデューティが０％の状態に変化すると、インバータへの入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏの発生タイミングがずれる。
このように、特許文献１に開示されたモータ駆動装置では、インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御すると、インバータへの入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏの発生タイミングがずれてしまうため、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れるリップル電流Ｉｃａｐを小さくできるといった効果を奏することができない。
本発明の目的は、インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御しても平滑コンデンサを流れるリップル電流を低減可能な負荷駆動システムの制御装置を提供することである。
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置は、直流電源（例えば、実施の形態での直流電源１０１）の出力電圧を昇圧又は降圧するコンバータ（例えば、実施の形態での昇圧コンバータ１０５）と、前記コンバータから出力された直流電圧を３相の交流電圧に変換して負荷（例えば、実施の形態での電動機１０３）に印加するインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１０７）と、前記コンバータと前記インバータの間に並列に設けられた平滑コンデンサ（例えば、実施の形態での平滑コンデンサＣ）と、を有する負荷駆動システムの制御装置（例えば、実施の形態での制御装置１００）であって、前記インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御するインバータ制御部（例えば、実施の形態でのインバータ制御部１００Ｉ）と、前記コンバータをＰＷＭ制御するコンバータ制御部（例えば、実施の形態でのコンバータ制御部１００Ｃ）と、を備え、前記インバータ制御部が前記インバータをＰＷＭ制御する際に用いるインバータキャリア信号と前記コンバータ制御部が前記コンバータをＰＷＭ制御する際に用いるコンバータキャリア信号の各周波数は、前記インバータキャリア信号に対する前記インバータへの入力電流と、前記コンバータキャリア信号に対する前記コンバータからの出力電流の発生タイミングが、各キャリア信号に対して１以上の周期毎で一致するように設定され、前記インバータへの入力電流の発生タイミングが変化し、前記各キャリア信号の周波数で、前記入力電流と前記出力電流の発生タイミングが一致しない場合、一致するように前記発生タイミングを補正する補正手段を設け、前記インバータキャリア信号に対する前記インバータへの入力電流の発生タイミングが半周期ずれる時、前記コンバータ制御部は、前記コンバータをＰＷＭ制御する際に用いるキャリア信号を、前記インバータキャリア信号と位相が同期した同期コンバータキャリア信号と、前記インバータキャリア信号と位相が半周期ずれた位相シフトコンバータキャリア信号との間で切り替えることを特徴としている。
さらに、請求項２に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置は、直流電源（例えば、実施の形態での直流電源１０１）の出力電圧を昇圧又は降圧するコンバータ（例えば、実施の形態での昇圧コンバータ１０５）と、前記コンバータから出力された直流電圧を３相の交流電圧に変換して負荷（例えば、実施の形態での電動機１０３）に印加するインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１０７）と、前記コンバータと前記インバータの間に並列に設けられた平滑コンデンサ（例えば、実施の形態での平滑コンデンサＣ）と、を有する負荷駆動システムの制御装置（例えば、実施の形態での制御装置１００）であって、前記インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御するインバータ制御部（例えば、実施の形態でのインバータ制御部１００Ｉ）と、前記コンバータをＰＷＭ制御するコンバータ制御部（例えば、実施の形態でのコンバータ制御部１００Ｃ）と、を備え、前記インバータ制御部が前記インバータをＰＷＭ制御する際に用いるインバータキャリア信号と前記コンバータ制御部が前記コンバータをＰＷＭ制御する際に用いるコンバータキャリア信号の各周波数は、前記インバータキャリア信号に対する前記インバータへの入力電流と、前記コンバータキャリア信号に対する前記コンバータからの出力電流の発生タイミングが、各キャリア信号に対して１以上の周期毎で一致するように設定され、前記インバータへの入力電流の発生タイミングが変化し、前記各キャリア信号の周波数で、前記入力電流と前記出力電流の発生タイミングが一致しない場合、一致するように前記発生タイミングを補正する補正手段を設け、前記コンバータキャリア信号に対する前記コンバータからの出力電流の発生タイミングが半周期ずれる時、前記インバータ制御部は、前記インバータをＰＷＭ制御する際に用いるキャリア信号を、前記コンバータキャリア信号と位相が同期した同期インバータキャリア信号と、前記コンバータキャリア信号と位相が半周期ずれた位相シフトインバータキャリア信号との間で切り替えることを特徴としている。
さらに、請求項３に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置では、前記位相シフトコンバータキャリア信号の位相は、前記同期コンバータキャリア信号に対して半周期進んだことを特徴としている。
さらに、請求項４に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置では、前記位相シフトインバータキャリア信号の位相は、前記同期インバータキャリア信号に対して半周期進んだことを特徴としている。
さらに、請求項５に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置では、前記位相シフトコンバータキャリア信号の位相は、前記同期コンバータキャリア信号に対して半周期遅れ、前記コンバータ制御部は、前記同期コンバータキャリア信号から前記位相シフトコンバータキャリア信号に切り替えた直後の半周期の間はキャリア信号の出力を停止することを特徴としている。
さらに、請求項６に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置では、前記位相シフトインバータキャリア信号の位相は、前記同期インバータキャリア信号に対して半周期遅れ、前記インバータ制御部は、前記同期インバータキャリア信号から前記位相シフトインバータキャリア信号に切り替えた直後の半周期の間はキャリア信号の出力を停止することを特徴としている。
請求項１〜６に記載の発明の負荷駆動システムの制御装置によれば、インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御しても平滑コンデンサを流れるリップル電流を低減できる。
第１の実施形態の電動機を駆動するためのシステム構成を示す図 電動機１０３が力行駆動時にコンバータ１０５をＰＷＭ制御する際の、コンバータキャリア信号に対する指令電圧から得られるＰＷＭ信号と、コンバータ１０５の出力電流とを示すグラフ 第１の実施形態の制御装置１００の内部構成を示すブロック図 インバータキャリア信号、状態に応じて選択されたコンバータキャリア信号、インバータ１０７が２相変調時のインバータ１０７への入力電流Ｉｐ、コンバータキャリア信号に対するコンバータ１０５からの出力電流Ｉｏ、及び平滑コンデンサＣを流れるリップル電流Ｉｃａｐ（Ｉｏ−Ｉｐ）を示すグラフであって、キャリア信号出力部３０１Ｂが、同期コンバータキャリア信号に対して位相が半周期進んだ位相シフトコンバータキャリア信号を出力する例 インバータキャリア信号、状態に応じて選択されたコンバータキャリア信号、インバータ１０７が２相変調時のインバータ１０７への入力電流Ｉｐ、コンバータキャリア信号に対するコンバータ１０５からの出力電流Ｉｏ、及び平滑コンデンサＣを流れるリップル電流Ｉｃａｐ（Ｉｏ−Ｉｐ）を示すグラフであって、キャリア信号出力部３０１Ｂが、同期コンバータキャリア信号に対して位相が半周期遅れた位相シフトコンバータキャリア信号を出力する例 昇降圧コンバータを含むシステム構成を示す図 特許文献１に開示されたモータ駆動装置、及び当該モータ駆動装置に含まれるインバータの構成を示す図 インバータとＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号を最適化したときの動作波形を示す図 （ａ）は３相変調方式でＰＷＭ制御を行った際の各相電圧及び各相間電圧を示すグラフであり、（ｂ）は２相変調方式でＰＷＭ制御を行った際の各相電圧及び各相間電圧を示すグラフ インバータが３相変調方式でＰＷＭ制御を行う際の、インバータキャリア信号に対するＶ相、Ｕ相及びＷ相の各相指令電圧から得られる各相のＰＷＭ信号と、インバータへの入力電流とを示すグラフ （ａ）及び（ｂ）は、インバータが２相変調方式でＰＷＭ制御を行う際の、インバータキャリア信号に対するＶ相、Ｕ相及びＷ相の各相指令電圧から得られる各相のＰＷＭ信号と、インバータへの入力電流とを示すグラフ インバータキャリア信号に対する、インバータが３相変調時及び２相変調時のインバータへの各入力電流を示すグラフ インバータキャリア信号、インバータキャリア信号と同周期のＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号、インバータキャリア信号に対するインバータが２相変調時のインバータへの入力電流Ｉｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号に対するＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏ、及びＤＣリンクコンデンサを流れるリップル電流Ｉｃａｐ（Ｉｏ−Ｉｐ）を示すグラフ インバータキャリア信号の位相をずらすインバータ制御部の内部構成を示すブロック図 コンバータ１０５に対して行うＰＷＭ制御のデューティを補正可能な制御装置２００の内部構成を示すブロック図 インバータ１０７に対して行うＰＷＭ制御のデューティを補正可能なインバータ制御部の内部構成を示すブロック図
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本実施形態では、インバータキャリア信号の周期とコンバータキャリア信号の周期が同一であるものとして説明する。
図１は、第１の実施形態の電動機を駆動するためのシステム構成を示す図である。図１に示すシステムでは、蓄電池等の直流電源１０１と電動機１０３の間に昇圧コンバータ（以下、単に「コンバータ」という）１０５、インバータ１０７及び平滑コンデンサＣが設けられている。コンバータ１０５は、直流電源１０１の出力電圧Ｖ１を昇圧する。また、インバータ１０７は、コンバータ１０５の出力電圧Ｖ２を３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）交流に変換する。なお、インバータ１０７は、２相変調方式でＰＷＭ制御される。また、平滑コンデンサＣは、コンバータ１０５とインバータ１０７の間に並列に設けられ、直流電圧を平滑化する。
当該システムには、直流電源１０１の出力電圧Ｖ１を検出する電圧センサ１０９と、コンバータ１０５の出力電圧Ｖ２を検出する電圧センサ１１１と、インバータ１０７から出力されるｕ相電流Ｉｕ及びｗ相電流Ｉｗをそれぞれ検出する電流センサ１１３ｕ，１１３ｗとが設けられている。また、電動機１０３の回転子の電気角度を検出するレゾルバ１１７が設けられている。電圧センサ１０９，１１１、電流センサ１１３ｕ，１１３ｗ及びレゾルバ１１７によって検出された値を示す信号は制御装置１００に送られる。また、コンバータ１０５に対する電圧指令Ｖ２ｃ及びトルク指令値Ｔも、外部から制御装置１００に入力される。
制御装置１００は、コンバータ１０５及びインバータ１０７をそれぞれ制御する。図１に示すように、制御装置１００は、コンバータ１０５の制御部（以下「コンバータ制御部」という）１００Ｃ及びインバータ１０７の制御部（以下「インバータ制御部」という）１００Ｉを含む。コンバータ制御部１００Ｃは、コンバータ１０５を構成するトランジスタのスイッチングをＰＷＭ制御する。図２は、電動機１０３が力行駆動時にコンバータ１０５をＰＷＭ制御する際の、コンバータキャリア信号に対する指令電圧から得られるＰＷＭ信号と、コンバータ１０５の出力電流とを示すグラフである。
インバータ制御部１００Ｉは、インバータ１０７を構成するトランジスタのスイッチングを２相変調方式でＰＷＭ制御する。なお、インバータ制御部１００Ｉは、図９（ｂ）に示した各相のデューティを示す情報（以下「各相デューティ情報」という）をコンバータ制御部１００Ｃに入力する。
図３は、第１の実施形態の制御装置１００の内部構成を示すブロック図である。図３に示すように、コンバータ制御部１００Ｃは、デューティ導出部２０１及びＰＷＭ制御部２０３を有する。なお、コンバータ制御部１００Ｃには、直流電源１０１の出力電圧Ｖ１の検出値、コンバータ１０５の出力電圧Ｖ２の検出値、コンバータ１０５に対する電圧指令Ｖ２ｃ、及び各相デューティ情報が入力される。
デューティ導出部２０１には、指令電圧Ｖ２ｃ、直流電源１０１の出力電圧Ｖ１の検出値、及び指令電圧Ｖ２ｃと出力電圧Ｖ２の偏差ΔＶ２（＝Ｖ２ｃ−Ｖ２）を示す値が入力される。デューティ導出部２０１は、コンバータ１０５が出力電圧Ｖ１から指令電圧Ｖ２ｃが示す値に昇圧するためのフィードフォワードデューティ（Duty_FF）を導出する。さらに、デューティ導出部２０１は、偏差ΔＶ２、直流電源１０１の出力電圧Ｖ１及びフィードフォワードデューティ（Duty_FF）に基づいて、フィードフォワードデューティ（Duty_FF）を補正するためのフィードバックデューティ（Duty_FB）を導出する。デューティ導出部２０１は、フィードフォワードデューティ（Duty_FF）をフィードバックデューティ（Duty_FB）によって補正したデューティ（Duty）を出力する。デューティ導出部２０１によって導出されたデューティ（Duty）はＰＷＭ制御部２０３に入力される。
ＰＷＭ制御部２０３には、デューティ導出部２０１が導出したデューティ（Duty）と、各相デューティ情報とが入力される。図３に示すように、ＰＷＭ制御部２０３は、キャリア信号出力部３０１Ａと、キャリア信号出力部３０１Ｂと、キャリア信号位相選択部３０３と、スイッチ部３０５と、ＰＷＭ信号生成部３０７とを有する。
キャリア信号出力部３０１Ａは、インバータ制御部１００Ｉがインバータ１０７をＰＷＭ制御する際に用いるキャリア信号（インバータキャリア信号）と周波数が等しく、かつ位相が同期したキャリア信号（同期コンバータキャリア信号）を出力する。一方、キャリア信号出力部３０１Ｂは、インバータキャリア信号と周波数は等しいが、位相が半周期ずれたキャリア信号（位相シフトコンバータキャリア信号）を出力する。
キャリア信号位相選択部３０３は、各相デューティ情報が示す各相のデューティに応じた選択信号をスイッチ部３０５に出力する。なお、キャリア信号位相選択部３０３は、いずれかの相のデューティが０％の期間は、ＰＷＭ信号生成部３０７に同期コンバータキャリア信号が入力されるようスイッチ部３０５に指示する選択信号を出力し、いずれかの相のデューティが１００％の期間は、ＰＷＭ信号生成部３０７に位相シフトコンバータキャリア信号が入力されるようスイッチ部３０５に指示する選択信号を出力する。
スイッチ部３０５は、キャリア信号位相選択部３０３から出力された選択信号に応じて、ＰＷＭ信号生成部３０７に入力するコンバータキャリア信号を切り替える。ＰＷＭ信号生成部３０７には、スイッチ部３０５によって切り替えられたコンバータキャリア信号（同期コンバータキャリア信号、又は位相シフトコンバータキャリア信号）が入力される。ＰＷＭ信号生成部３０７は、図２に示したように、スイッチ部３０５を介して入力されたコンバータキャリア信号及び指令電圧に応じたＰＷＭ信号を生成する。
このように、本実施形態では、いずれかの相のデューティが０％の状態から他の２相のいずれかの相のデューティが１００％の状態に変化したとき、ＰＷＭ信号生成部３０７に入力されるコンバータキャリア信号を同期コンバータキャリア信号から位相シフトコンバータキャリア信号に変更するよう、キャリア信号位相選択部３０３が選択信号を出力する。また、いずれかの相のデューティが１００％の状態から他の２相のいずれかの相のデューティが０％の状態に変化したとき、ＰＷＭ信号生成部３０７に入力されるコンバータキャリア信号を位相シフトコンバータキャリア信号から同期コンバータキャリア信号に変更するよう、キャリア信号位相選択部３０３が選択信号を出力する。
図４及び図５は、インバータキャリア信号、状態に応じて選択されたコンバータキャリア信号、インバータ１０７が２相変調時のインバータ１０７への入力電流Ｉｐ、コンバータキャリア信号に対するコンバータ１０５からの出力電流Ｉｏ、及び平滑コンデンサＣを流れるリップル電流Ｉｃａｐ（Ｉｏ−Ｉｐ）を示すグラフである。なお、図４は、キャリア信号出力部３０１Ｂが、同期コンバータキャリア信号に対して位相が半周期進んだ位相シフトコンバータキャリア信号を出力する例である。また、図５は、キャリア信号出力部３０１Ｂが、同期コンバータキャリア信号に対して位相が半周期遅れた位相シフトコンバータキャリア信号を出力する例である。
図４及び図５に示すように、いずれかの相のデューティが１００％のときには位相シフトコンバータキャリア信号に基づいてＰＷＭ信号を生成することによって、コンバータ１０５からの出力電流Ｉｏの発生タイミングがインバータ１０７への入力電流Ｉｐの発生タイミングと同期する。その結果、平滑コンデンサＣを流れるリップル電流Ｉｃａｐ（Ｉｏ−Ｉｐ）を小さく保つことができる。
なお、図５に示すように、位相が半周期遅れた位相シフトコンバータキャリア信号を用いる場合、コンバータ制御部１００Ｃのキャリア信号出力部３０１は、同期コンバータキャリア信号から位相シフトコンバータキャリア信号に切り替わった直後の半周期の間はキャリア信号の出力を停止しても良い。但し、当該停止期間中はコンバータ１０５からの出力電流Ｉｏがゼロであるため、平滑コンデンサＣにはインバータ１０７への入力電流Ｉｐによる影響が生じる。
上記説明したように、本実施形態によれば、インバータ１０７を２相変調方式でＰＷＭ制御しても、デューティの変化に応じてコンバータキャリア信号の位相をずらすことによって、コンバータ１０５からの出力電流Ｉｏの発生タイミングをインバータ１０７への入力電流Ｉｐの発生タイミングと同期させることができる。したがって、平滑コンデンサＣを流れるリップル電流を低く抑えることができる。したがって、平滑コンデンサＣの寿命を長く保ち、平滑コンデンサＣで発生する損失を低減でき、かつ、平滑コンデンサＣを含むモジュールを小型化できる。
上記実施形態では、いずれかの相のデューティが０％のときに同期コンバータキャリア信号を用いることによって、インバータ１０７への入力電流Ｉｐとコンバータ１０５からの出力電流Ｉｏの発生タイミングが合うよう設定されている場合について説明した。他の実施形態として、いずれかの相のデューティが１００％のときに同期コンバータキャリア信号を用いることによって、これら電流の発生タイミングが合うように設定されていても良い。この場合、いずれかの相のデューティが１００％の状態から他の２相のいずれかの相のデューティが０％の状態に変化したとき、ＰＷＭ信号生成部３０７に入力されるコンバータキャリア信号を同期コンバータキャリア信号から位相シフトコンバータキャリア信号に変更するよう、キャリア信号位相選択部３０３が選択信号を出力する。また、いずれかの相のデューティが０％の状態から他の２相のいずれかの相のデューティが１００％の状態に変化したとき、ＰＷＭ信号生成部３０７に入力されるコンバータキャリア信号を位相シフトコンバータキャリア信号から同期コンバータキャリア信号に変更するよう、キャリア信号位相選択部３０３が選択信号を出力する。
なお、上記実施形態では昇圧コンバータ１０５を例に説明したが、図６に示す昇降圧コンバータ５０５又は降圧コンバータであっても良い。
また、本実施形態では、インバータキャリア信号の周期とコンバータキャリア信号の周期が同一であることを前提に説明したが、これらの周期が同一でなくても、ある周期毎に一致する周期であっても良い。
さらに、上記実施形態ではコンバータキャリア信号の位相をずらしているが、コンバータ１０５からの出力電流Ｉｏの発生タイミングにインバータ１０７への入力電流Ｉｐの発生タイミングを同期させるようインバータキャリア信号の位相をずらしても良い。図１４は、インバータキャリア信号の位相をずらすインバータ制御部の内部構成を示すブロック図である。図１４に示したように、当該インバータ制御部は、図３に示したコンバータ制御部１００Ｃと同様の構成を有する。
また、コンバータキャリア信号又はインバータキャリア信号の位相をずらすのではなく、コンバータ１０５に対して行うＰＷＭ制御のデューティ又はインバータ１０７に対して行うＰＷＭ制御のデューティを補正しても良い。図１５は、コンバータ１０５に対して行うＰＷＭ制御のデューティを補正可能な制御装置２００の内部構成を示すブロック図である。図１６は、インバータ１０７に対して行うＰＷＭ制御のデューティを補正可能なインバータ制御部の内部構成を示すブロック図である。
本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
本出願は、2009年6月9日出願の日本特許出願（特願2009−138314）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
１００ 制御装置
１００Ｃ コンバータ制御部
１００Ｉ インバータ制御部
１０１ 直流電源
１０３ 電動機
１０５ 昇圧コンバータ
１０７ インバータ
Ｃ 平滑コンデンサ
１０９，１１１ 電圧センサ
１１３ｕ，１１３ｗ 電流センサ
１１７ レゾルバ
２０１ デューティ導出部
２０３ ＰＷＭ制御部
３０１Ａ キャリア信号出力部
３０１Ｂ キャリア信号出力部
３０３ キャリア信号位相選択部
３０５ スイッチ部
３０７ ＰＷＭ信号生成部

Claims (6)

  1. 直流電源の出力電圧を昇圧又は降圧するコンバータと、
    前記コンバータから出力された直流電圧を３相の交流電圧に変換して負荷に印加するインバータと、
    前記コンバータと前記インバータの間に並列に設けられた平滑コンデンサと、を有する負荷駆動システムの制御装置であって、
    前記インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
    前記コンバータをＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、を備え、
    前記インバータ制御部が前記インバータをＰＷＭ制御する際に用いるインバータキャリア信号と前記コンバータ制御部が前記コンバータをＰＷＭ制御する際に用いるコンバータキャリア信号の各周波数は、前記インバータキャリア信号に対する前記インバータへの入力電流と、前記コンバータキャリア信号に対する前記コンバータからの出力電流の発生タイミングが、各キャリア信号に対して１以上の周期毎で一致するように設定され、
    前記インバータへの入力電流の発生タイミングが変化し、前記各キャリア信号の周波数で、前記入力電流と前記出力電流の発生タイミングが一致しない場合、一致するように前記発生タイミングを補正する補正手段を設け、
    前記インバータキャリア信号に対する前記インバータへの入力電流の発生タイミングが半周期ずれる時、前記コンバータ制御部は、前記コンバータをＰＷＭ制御する際に用いるキャリア信号を、前記インバータキャリア信号と位相が同期した同期コンバータキャリア信号と、前記インバータキャリア信号と位相が半周期ずれた位相シフトコンバータキャリア信号との間で切り替えることを特徴とする負荷駆動システムの制御装置。
  2. 直流電源の出力電圧を昇圧又は降圧するコンバータと、
    前記コンバータから出力された直流電圧を３相の交流電圧に変換して負荷に印加するインバータと、
    前記コンバータと前記インバータの間に並列に設けられた平滑コンデンサと、を有する負荷駆動システムの制御装置であって、
    前記インバータを２相変調方式でＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
    前記コンバータをＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、を備え、
    前記インバータ制御部が前記インバータをＰＷＭ制御する際に用いるインバータキャリア信号と前記コンバータ制御部が前記コンバータをＰＷＭ制御する際に用いるコンバータキャリア信号の各周波数は、前記インバータキャリア信号に対する前記インバータへの入力電流と、前記コンバータキャリア信号に対する前記コンバータからの出力電流の発生タイミングが、各キャリア信号に対して１以上の周期毎で一致するように設定され、
    前記インバータへの入力電流の発生タイミングが変化し、前記各キャリア信号の周波数で、前記入力電流と前記出力電流の発生タイミングが一致しない場合、一致するように前記発生タイミングを補正する補正手段を設け、
    前記コンバータキャリア信号に対する前記コンバータからの出力電流の発生タイミングが半周期ずれる時、前記インバータ制御部は、前記インバータをＰＷＭ制御する際に用いるキャリア信号を、前記コンバータキャリア信号と位相が同期した同期インバータキャリア信号と、前記コンバータキャリア信号と位相が半周期ずれた位相シフトインバータキャリア信号との間で切り替えることを特徴とする負荷駆動システムの制御装置。
  3. 請求項１に記載の負荷駆動システムの制御装置であって、
    前記位相シフトコンバータキャリア信号の位相は、前記同期コンバータキャリア信号に対して半周期進んだことを特徴とする負荷駆動システムの制御装置。
  4. 請求項２に記載の負荷駆動システムの制御装置であって、
    前記位相シフトインバータキャリア信号の位相は、前記同期インバータキャリア信号に対して半周期進んだことを特徴とする負荷駆動システムの制御装置。
  5. 請求項１に記載の負荷駆動システムの制御装置であって、
    前記位相シフトコンバータキャリア信号の位相は、前記同期コンバータキャリア信号に対して半周期遅れ、
    前記コンバータ制御部は、前記同期コンバータキャリア信号から前記位相シフトコンバータキャリア信号に切り替えた直後の半周期の間はキャリア信号の出力を停止することを特徴とする負荷駆動システムの制御装置。
  6. 請求項２に記載の負荷駆動システムの制御装置であって、
    前記位相シフトインバータキャリア信号の位相は、前記同期インバータキャリア信号に対して半周期遅れ、
    前記インバータ制御部は、前記同期インバータキャリア信号から前記位相シフトインバータキャリア信号に切り替えた直後の半周期の間はキャリア信号の出力を停止することを特徴とする負荷駆動システムの制御装置。
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