KR20160027149A - 모터 컨트롤러 - Google Patents

Abstract

전력 변환기, 평활 커패시터 및 3상 AC 모터를 포함하는 모터 시스템용 모터 컨트롤러가 제공된다. 상기 모터 컨트롤러는, 상 전압 지령 신호에 3차 고조파 신호를 가산하여 변조 신호를 생성하도록 구성된 생성 유닛, 및 상기 변조 신호를 이용하여 상기 전력 변환기의 동작을 제어하도록 구성된 제어 유닛을 포함한다. 상기 3차 고조파 신호는, 각각의 상에 있어서 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 상기 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 크게 하는 제1신호성분을 포함한다.

Description

모터 컨트롤러{MOTOR CONTROLLER}

본 발명은 예를 들면 3상 교류 모터(three-phase alternating current(AC) motor)를 포함하는 모터 시스템을 제어하도록 구성된 모터 컨트롤러의 기술 분야에 관한 것이다.

3상 AC 모터를 구동하기 위한 제어 방법의 일례로서, 펄스폭변조(PWM) 제어가 있다. PWM 제어는 상기 3상 AC 모터에 공급되는 상(phase) 전류를 목표값(intended value)과 일치시킨다는 관점에서 설정되는 상 전압 지령 신호와, 소정 주파수의 캐리어 신호(carrier signal)의 대소 관계(magnitude relation)에 따라 직류(DC) 전압(DC 전력)을 AC 전압(AC 전력)으로 변환하는 전력 변환기를 제어한다(일본특허출원공보 제2004-120853호(JP 2004-120853 A) 참조). PWM 제어는 또한 AC 전압을 DC 전압으로 변환하는 전력 변환기를 제어하기 위해 사용되기도 한다는 점에 유의한다(일본특허출원공보 제2010-263775호(JP 2010-263775 A) 참조).

한편, 전력 변환기에 입력되거나 또는 상기 전력 변환기로부터 출력되는 DC 전압의 변동들을 억제하기 위한 평활 커패시터는 종종 상기 전력 변환기와 병렬로 전기 접속되어 있다. 최근에는, 평활 커패시터의 다운사이징(downsizing)이 종종 상기 평활 커패시터의 용량을 저감하여 이루어진다. 그럼에도 불구하고, 평활 커패시터의 용량이 저감되면, 상기 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플(ripple)(이른바, 맥동 성분(pulsating component))들이 상대적으로 증가할 수도 있다는 가능성이 있다. 따라서, 상기 평활 커패시터의 단자간 전압의 상기 리플들을 억제(저감)하기 위하여 3차 고조파(third harmonic) 신호를 이용하는 기술이 JP 2010-263775 A 및 JP 2004-120853 A에 개시되어 있다. 구체적으로, JP 2010-263775 A는 AC 전원으로부터의 입력 전류의 전류 파형이 AC 전원과 동일한 주파수의 정현파와 3차 고조파의 합성파와 일치하도록 전력 변환기를 포함하는 스위칭 소자를 제어하는 기술을 개시하고 있다. JP 2004-120853 A는 3상 변조파 및 3차 고조파를 중첩시켜 얻어진 변조파를 사용하는 PWM 제어를 행함으로써, 전력 변환기의 일례인 인버터 회로를 제어하는 기술을 개시하고 있다.

그럼에도 불구하고, 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플들의 발생 요인에 따라, JP 2010-263775 A 및 JP 2004-120853 A에 개시된 기술들만을 이용해서는 상기 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플들이 충분히 억제될 수 없다고 하는 기술적 문제가 있다.

본 발명은 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플들을 적합하게 억제할 수 있는 모터 컨트롤러를 제공한다.

<1> 본 발명의 제1형태에 따른 모터 시스템용 모터 컨트롤러는: DC 전원; 상기 DC 전원으로부터 공급되는 DC 전력을 AC 전력으로 변환하도록 구성된 전력 변환기; 상기 전력 변환기와 병렬로 전기 접속된 평활 커패시터; 및 상기 전력 변환기로부터 출력되는 AC 전력으로 구동되는 3상 AC 모터를 포함하고, 상기 모터 컨트롤러는, (a) 상기 3상 AC 모터의 동작을 규정하는 상 전압 지령 신호에 3차 고조파 신호를 가산하여 변조 신호를 생성하되, 상기 3차 고조파 신호는, 상기 3상 AC 모터의 각각의 상에 있어서 상기 3상 AC 모터에 공급되는 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 상기 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 크게 하는 제1신호성분을 포함하며; (b) 상기 변조 신호를 사용하여 상기 전력 변환기의 동작을 제어하도록 구성된 전자 제어 유닛을 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 형태에 따른 모터 컨트롤러에 따르면, 모터 시스템을 제어할 수 있다. 상기 모터 컨트롤러에 의한 제어 대상이 되는 모터 시스템은, DC 전원, 평활 커패시터, 전력 변환기, 및 3상 AC 모터를 포함한다. 상기 DC 전원은 DC 전력(바꿔 말하면, DC 전압 또는 DC 전류)을 출력한다. 상기 평활 커패시터는 상기 전력 변환기와 병렬로 전기 접속되어 있다. 통상적으로, 상기 평활 커패시터는 상기 DC 전원과 병렬로 전기 접속되어 있다. 따라서, 상기 평활 커패시터는 상기 평활 커패시터의 단자간 전압(즉, DC 전원과 전력 변환기의 각각의 단자간 전압)에서의 변동을 억제할 수 있다. 상기 전력 변환기는 상기 DC 전원으로부터 공급되는 DC 전력을 AC 전력(통상적으로는, 3상 AC 전력)으로 변환한다. 결과적으로, 상기 3상 AC 모터는 상기 전력 변환기로부터 상기 3상 AC 모터에 공급되는 AC 전력으로 구동된다.

이러한 타입의 모터 시스템을 제어하기 위하여, 상기 모터 컨트롤러는 ECU(생성 수단과 제어 수단)를 포함한다.

상기 생성 수단은 상 전압 지령 신호에 3차 고조파 신호를 가산하여 변조 신호를 생성한다. 다시 말해, 상기 생성 수단은 상기 3상 AC 모터의 각각의 상(즉, U상, V상 및 W상의 3상 각각에 대응함)에 대응하는 상 전압 지령 신호에 3차 고조파 신호를 가산한다. 결과적으로, 상기 생성 수단은 상기 3상 AC 모터의 각각의 상(즉, U상, V상 및 W상의 3상 각각에 대응함)에 대응하는 변조 신호를 생성한다.

상기 상 전압 지령 신호는 상기 3상 AC 모터의 동작을 규정하는 AC 신호다. 예를 들어, 상기 상 전압 지령 신호는 상기 3상 AC 모터로부터 출력되는 토크를 목표값과 일치시키는 관점에서 적절히 설정될 수도 있다.

상기 3차 고조파 신호는 상기 상 전압 지령 신호의 주파수의 3배의 주파수를 구비한 신호(통상적으로는, AC 신호)다. 본 발명에 있어서, 상기 3차 고조파 신호는 특히 상기 3상 AC 모터에 공급되는 상 전류의 신호 레벨(예를 들면, 제로 레벨 또는 레퍼런스 레벨에 의거한 신호 레벨)의 절대값이 최소가 되는(통상적으로는, 제로) 타이밍에서, 하기 상태를 실현하도록 작용하는 3차 고조파 신호인 제1신호성분을 포함한다. 상기 제1신호성분은 또한 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍과는 다른 타이밍에서, 하기 상태를 실현하도록 작용하지 않는 3차 고조파 신호일 수도 있다는 점에 유의한다. 하지만, 상기 제1신호성분은 또한 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍과는 다른 타이밍에서도 하기 상태를 실현하도록 작용하는 3차 고조파 신호일 수도 있다.

구체적으로, 상기 제1신호성분은, 각각의 상에 있어서 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는(통상적으로는, 제로) 타이밍에서, 상기 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 크게 하도록 작용하는 신호 성분이다. 바꿔 말하면, 상기 제1신호성분은, 각각의 상에 있어서 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 동일한 타이밍에서의 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 크게 하도록 작용하는 신호 성분이다. 예를 들어, 상기 3상들 가운데 목표 상에 주목하면, 상기 제1신호성분을 포함하는 3차 고조파 신호가 목표 상의 상 전압 신호에 가산되면, 상기 목표 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 상기 목표 상의 변조 신호의 신호 레벨의 절대값이 커진다.

상기 3차 고조파 신호로서, 상기 3상 AC 모터의 3상 모두에서 흔히 사용되는 공통의 3차 고조파 신호가 사용될 수도 있다는 점에 유의한다. 상기와 같은 경우, 이러한 공통의 3차 고조파 신호는 각각의 상의 상 전압 지령 신호에 가산될 수도 있다. 혹은, 상기 3차 고조파 신호로서, 상기 3상 AC 모터의 3상들 각각에 대하여 개별적으로 준비되는 3차 고조파 신호가 사용될 수도 있다. 상기와 같은 경우, 각각의 상에 대응하는 3차 고조파 신호가 각각의 상의 상 전압 지령 신호에 가산될 수도 있다.

상기 제어 수단은 상기 생성 수단에 의해 생성된 변조 신호를 사용하여 상기 전력 변환기의 동작을 제어한다. 예를 들어, 상기 제어 수단은 또한 상기 변조 신호와 소정 주파수의 캐리어 신호의 대소 관계에 따라 상기 전력 변환기의 동작을 제어할 수도 있다. 결과적으로, 상기 전력 변환기는 상기 상 전압 지령 신호에 따른 AC 전력을 상기 3상 AC 모터에 공급한다. 따라서, 상기 3상 AC 모터는 상기 상 전압 지령 신호에 따른 모드에서 구동된다.

상술된 모터 컨트롤러에 따르면, 상기 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플들이 더욱 적합하게 억제될 수 있다. 이하, 그 이유에 대하여 설명한다.

우선, 상기 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플들은, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는(통상적으로는, 제로) 타이밍에서 발생될 수도 있다. 보다 구체적으로는, 그 밖의 타이밍에서 발생될 수도 있는 리플들에 비해, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상대적으로 큰 리플들이 국부적으로 발생될 수도 있다. 여기서, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상대적으로 큰 리플들이 발생할 수도 있는 한 가지 요인은, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 전력 변환기의 동작 상태가 특정 상태(예를 들면, 추후에 도면들을 참조하여 설명하는 바와 같이 상기 DC 전원으로부터 공급되는 DC 전력의 대부분이 상기 전력 변환기에 공급되지 않으면서 상기 평활 커패시터에 공급되는 환류(reflux) 모드)로 된다는 점이다. 이러한 종류의 리플들의 발생 요인을 고려하면, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 전력 변환기의 동작 상태가 특정 상태로 되는 기간을 조정(통상적으로는, 단축)함으로써, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서의 상대적으로 큰 리플들의 발생이 억제될 수 있는 것으로 예상된다.

따라서, 상술된 바와 같이, 본 발명의 모터 컨트롤러는, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 크게 한다. 결과적으로는, 상기 모터 컨트롤러가 상기 변조 신호를 사용하여 상기 전력 변환기의 동작을 제어할 수 있기 때문에, 상기 모터 컨트롤러는, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 전력 변환기의 동작 상태를 특정 상태로부터 다른 상태로 강제적으로 변경할 수 있다. 통상적으로, 상기 모터 컨트롤러는, 3차 고조파 신호가 가산되지 않은 상 전압 지령 신호를 사용하여 상기 전력 변환기의 동작을 제어하는 경우에 비해, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 전력 변환기의 동작 상태를 특정 상태로부터 다른 상태로 빠른 시기에 변경할 수 있다. 다시 말해, 상기 모터 컨트롤러는, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 전력 변환기의 동작 상태가 특정 상태로 되는 기간을 상대적으로 단축할 수 있다. 결과적으로, 상기 모터 컨트롤러는, 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서의 상대적으로 큰 리플들의 발생을 적합하게 억제할 수 있다. 다시 말해, 상기 모터 컨트롤러는 상기 평활 커패시터의 단자간 전압의 리플들을 적합하게 억제할 수 있다.

<2> 본 발명의 모터 컨트롤러의 제2형태에 있어서, 상기 제1신호성분은, 목표 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, (i) 신호 레벨의 절대값이 제로보다 커지고 또한 (ii) 상기 신호 레벨의 극성이 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 동일해지는 신호 성분을 포함할 수도 있다.

이러한 형태에 따르면, 상기 모터 컨트롤러는, 이러한 종류의 제1신호성분을 포함하는 3차 고조파 신호를 상기 상 전압 지령 신호에 가산함으로써 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서의 상대적으로 큰 리플들의 발생을 적합하게 억제할 수 있다.

<3> 본 발명의 모터 컨트롤러의 제3형태에 있어서, 상기 제1신호성분은, 목표 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, (i) 신호 레벨의 절대값이 최대가 되고 또한 (ii) 상기 신호 레벨의 극성이 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 동일해지는 신호 성분을 포함할 수도 있다.

이러한 형태에 따르면, 상기 모터 컨트롤러는, 이러한 종류의 제1신호성분을 포함하는 3차 고조파 신호를 상기 상 전압 지령 신호에 가산함으로써 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서의 상대적으로 큰 리플들의 발생을 더욱 바람직하게 억제할 수 있다.

<4> 본 발명의 모터 컨트롤러의 제4형태에 있어서, 상기 3차 고조파 신호는, 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 제2신호성분을 포함할 수도 있다.

이러한 형태에 따르면, 상기 모터 컨트롤러는, 이러한 종류의 제2신호성분을 포함하는 3차 고조파 신호를 상기 상 전압 지령 신호에 가산함으로써 상기 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍과는 다른 타이밍에서 상기 전력 변환기의 동작 상태가 특정 상태로 되는 것에 기인하는 리플들의 발생을 적합하게 억제할 수 있다.

<5> 본 발명의 모터 컨트롤러의 제5형태에 있어서, 상기 전력 변환기는 스위칭 소자를 포함하고, 또한 상기 ECU(조정 수단)는 상기 변조 신호와 소정 주파수의 캐리어 신호의 대소 관계에 따라 상기 스위칭 소자를 제어함으로써 상기 전력 변환기의 동작을 제어할 수도 있으며, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수에 근접하도록 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정한다.

추후에 도면들을 참조하여 상세히 설명하는 바와 같이, 상기 캐리어 신호의 주파수가 조정되지 않는 경우에는, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 종종 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수보다 적어진다. 따라서, 상기 변조 신호에 의거하여 상기 전력 변환기가 제어되는 경우에는, 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 상기 전력 변환기가 제어되는 경우에 비해, 상기 스위칭 횟수의 저감으로 인하여 상기 전력 변환기에서의 손실이 종종 저감된다.

한편, 상기 캐리어 신호의 주파수가 조정(통상적으로는, 증가)되는 경우에는, 상기 캐리어 신호의 주파수가 조정(통상적으로는, 증가)되지 않는 경우에 비해, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 증가할 것이다. 따라서, 상기 조정 수단은, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수에 근접하도록 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정할 수 있다. 여기서, 상기 모터 컨트롤러는 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수를 초과하지 않을 정도로 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정하기만 하면, 상기 전력 변환기의 손실을 저감하는 효과(바꿔 말하면, 손실이 증가하지 않을 효과)를 적합하게 산출할 수 있다. 따라서, 상기 모터 컨트롤러는, 이러한 종류의 전력 변환기의 손실을 저감하는 효과(바꿔 말하면, 손실이 증가하지 않을 효과)를 적합하게 산출하면서, 상기 캐리어 신호의 주파수를 유연하게 조정할 수 있다.

<6> 상술된 바와 같이 상기 조정 수단을 포함하는 상기 모터 컨트롤러의 제6형태에 있어서, 상기 조정 수단은, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수와 일치하도록 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정할 수도 있다.

이러한 형태에 따르면, 상기 모터 컨트롤러는, 상기 전력 변환기의 손실이 증가하지 않을 효과를 적합하게 산출하면서, 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정할 수 있다.

<7> 상술된 바와 같이 상기 조정 수단을 포함하는 상기 모터 컨트롤러의 제7형태에 있어서, 상기 조정 수단은 상기 캐리어 신호의 주파수를 증가시킨다.

이러한 형태에 따르면, 상기 모터 컨트롤러는 상기 전력 변환기의 손실을 저감하는 효과(바꿔 말하면, 손실이 증가하지 않을 효과)를 산출하면서, 상기 캐리어 신호의 주파수를 증가(이른바, 캐리어 증가)시킬 수 있다. 결과적으로, 상기 모터 컨트롤러는 상기 캐리어 증가에 기인하는 상기 전력 변환기에서의 노이즈를 저감하는 효과를 산출할 수도 있다.

이하, 본 발명의 실시예들의 특징, 장점, 그리고 기술적 및 산업적 현저성을, 동일한 부호들이 동일한 요소들을 나타내는 첨부 도면들을 참조하여 후술하기로 한다.
도 1은 제1실시예의 차량의 구성을 나타내는 블록도;
도 2는 ECU의 구성(특히, 인버터의 동작을 제어하기 위한 구성)을 나타내는 블록도;
도 3은 제1실시예에 있어서의 인버터 제어 동작의 흐름을 나타내는 플로우차트;
도 4는 3상 전압 지령 신호와 3상 전류와 함께 3차 고조파 신호들을 나타내는 그래프;
도 5a 및 도 5b는 각각 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는(통상적으로는, 제로) 타이밍에서 상대적으로 큰 리플들이 발생하는 이유를 설명하는 그래프 및 블록도;
도 6a 및 도 6b는 3차 고조파 신호가 3상 전압 지령 신호에 더해지는 경우에 발생되는 리플들과, 3차 고조파 신호가 3상 전압 지령 신호에 가산되지 않는 경우에 발생되는 리플들의 비교를 나타내는 그래프;
도 7은 3상 전압 지령 신호와 3상 전류와 함께 3차 고조파 신호들의 다른 예 나타내는 그래프;
도 8은 제2실시예의 차량의 구성을 나타내는 블록도;
도 9는 제2실시예에 있어서의 인버터 제어 동작의 흐름을 나타내는 플로우차트; 및
도 10a 내지 도 10c는 U상 전압 지령 신호와 U상 변조 신호 및 캐리어 신호의 대소 관계, 또한 상기 대소 관계에 의거하여 생성되는 U상 PWM 신호들을 나타내는 그래프들이다.

이하, 차량 컨트롤러의 일 실시예를 설명한다.

(1) 제1실시예

우선, 도 1 내지 도 7을 참조하여 제1실시예를 설명한다.

(1-1) 제1실시예의 차량의 구성

우선, 도 1을 참조하여, 제1실시예의 차량(1)의 구성에 대해서 설명한다. 도 1은 제1실시예의 차량(1)의 구성을 나타내는 블록도다.

도 1에 도시된 바와 같이, 상기 차량(1)은 DC 전원(11), 평활 커패시터(12), "전력 변환기"의 구체예로서 인버터(13), "3상 AC 모터"의 구체예로서 모터 제너레이터(14), 및 "모터 컨트롤러"의 구체예로서 전자 제어 유닛(ECU)(15)을 포함하고 있다.

상기 DC 전원(11)은 충전가능한 축전장치다. 상기 DC 전원(11)의 예시들로서, 예를 들면 이차 전지(예를 들면, 니켈 수소 전지 또는 리튬 이온 전지), 및 커패시터(예를 들면, 전기 이중층 상 커패시터 또는 대용량 커패시터)가 있다.

상기 평활 커패시터(12)는 상기 DC 전원(11)의 정극선(positive electrode line)과 상기 DC 전원(11)의 부극선(negative electrode line) 사이에 접속되는 전압 평활 커패시터다. 즉, 상기 평활 커패시터(12)는 상기 정극선과 상기 부극선 사이의 단자간 전압(VH)의 변동을 평활화하기 위한 커패시터다.

상기 인버터(13)는 상기 DC 전원(11)으로부터 공급되는 DC 전력(DC 전압)을 AC 전력(3상 AC 전압)으로 변환한다. DC 전력(DC 전압)을 AC 전력(3상 AC 전압)으로 변환하기 위하여, 상기 인버터(13)는 p측 스위칭 소자 Qup와 n측 스위칭 소자 Qun을 포함하는 U상 아암, p측 스위칭 소자 Qvp와 n측 스위칭 소자 Qvn을 포함하는 V상 아암, 및 p측 스위칭 소자 Qwp와 n측 스위칭 소자 Qwn을 포함하는 W상 아암을 구비하고 있다. 상기 인버터(13)의 각각의 아암들은 상기 정극선과 상기 부극선 사이에 병렬로 접속되어 있다. 상기 p측 스위칭 소자 Qup와 상기 n측 스위칭 소자 Qun은 상기 정극선과 상기 부극선 사이에 직렬로 접속되어 있다. 상기 p측 스위칭 소자 Qvp 및 n측 스위칭 소자 Qvn, 그리고 p측 스위칭 소자 Qwp 및 n측 스위칭 소자 Qwn에도 동일하게 적용된다. 상기 p측 스위칭 소자 Qup에는, 상기 p측 스위칭 소자 Qup의 이미터 단자로부터 상기 p측 스위칭 소자 Qup의 컬렉터 단자로 전류를 흘려보내는 정류용 다이오드 Dup가 접속되어 있다. 상기 n측 스위칭 소자 Qun에서 상기 n측 스위칭 소자 Qwn에서도 마찬가지로 정류용 다이오드 Dun 내지 정류용 다이오드 Dwn이 각각 접속되어 있다. 상기 인버터(13)에서의 각각의 상 아암의 상측 아암(즉, 각각의 p측 스위칭 소자)과 하측 아암(즉, 각각의 n측 스위칭 소자) 사이의 중간점은 상기 모터 제너레이터(14)의 각각의 상 코일에 접속되어 있다. 결과적으로는, 상기 인버터(13)에 의한 변환 동작의 결과로서 생성되는 상기 AC 전력(3상 AC 전압)이 상기 모터 제너레이터(14)에 공급된다.

상기 모터 제너레이터(14)는 3상 AC 모터 제너레이터다. 상기 모터 제너레이터(14)는 상기 차량(1)의 주행에 필요한 토크를 발생시키기 위하여 구동된다. 상기 모터 제너레이터(14)에 의해 발생된 토크는 상기 모터 제너레이터(14)의 회전축에 기계적으로 결합되는 구동축을 거쳐 구동륜에 전달된다. 상기 모터 제너레이터(14)는 또한 상기 차량(1)의 제동 시에 전력 회생(발전)을 행할 수도 있다는 점에 유의한다.

상기 ECU(15)는 상기 차량(1)의 동작을 제어하기 위한 전자 제어 유닛이다. 특히, 상기 제1실시예에서, 상기 ECU(15)는 상기 인버터(13)의 동작을 제어하기 위한 인버터 제어 동작을 행한다. 상기 ECU(15)에 의해 행하여지는 인버터 제어 동작을 추후에 상세히 설명하기로 한다는 점에 유의한다(도 3 및 도 4 참조).

이하, 도 2를 참조하여, 상기 ECU(15)의 구성(특히, 인버터(13)의 동작을 제어하기 위한 구성)에 대해서 설명한다. 도 2는 상기 ECU(15)의 구성(특히, 인버터(13)의 동작을 제어하기 위한 구성)을 나타내는 블록도다.

도 2에 도시된 바와 같이, 상기 ECU(15)는 전류 지령 변환기(151), 3상/2상 변환 유닛(152), 전류 제어 유닛(153), 2상/3상 변환 유닛(154), 고조파 생성 유닛(155), "생성 수단"의 구체예로서 가산기(156u), "생성 수단"의 구체예로서 가산기(156v), "생성 수단"의 구체예로서 가산기(156w), 및 "전자 수단"의 구체예로서 PWM 변환 유닛(157)을 포함한다.

상기 전류 지령 변환기(151)는, 상기 3상 AC 모터(14)의 토크 지령값 TR에 의거하여 2상 전류 지령 신호(즉, d축 전류 지령 신호(Idtg) 및 q축 전류 지령 신호(Iqtg))를 생성한다. 상기 전류 지령 변환기(151)는, 상기 d축 전류 지령 신호(Idtg) 및 상기 q축 전류 지령 신호(Iqtg)를 상기 전류 제어 유닛(153)에 출력한다.

상기 3상/2상 변환 유닛(152)은, 상기 인버터(13)로부터, 피드백 정보로서 V상 전류(Iv) 및 W상 전류(Iw)를 취득한다. 상기 3상/2상 변환 유닛(152)은, 3상 전류값에 상당하는 V상 전류(Iv) 및 W상 전류(Iw)를 2상 전류값에 상당하는 d축 전류(Id) 및 q축 전류(Iq)로 변환한다. 상기 3상/2상 변환 유닛(152)은 d축 전류(Id) 및 q축전류(Iq)를 상기 전류 제어 유닛(153)에 출력한다.

상기 전류 제어 유닛(153)은, 상기 전류 지령 변환기(151)로부터 출력되는 d축 전류 지령 신호(Idtg)와 q축 전류 지령 신호(Iqtg), 및 상기 3상/2상 변환 유닛(152)으로부터 출력되는 d축 전류(Id)와 q축 전류(Iq) 간의 차분에 의거하여 2상 전압 지령 신호에 상당하는 d축 전압 지령 신호(Vd) 및 q축 전압 지령 신호(Vq)를 생성한다. 상기 전류 제어 유닛(153)은, 상기 d축 전압 지령 신호(Vd) 및 상기 q축 전압 지령 신호(Vq)를 상기 2상/3상 변환 유닛(154)에 출력한다.

상기 2상/3상 변환 유닛(154)은, 상기 d축 전압 지령 신호(Vd) 및 상기 q축 전압 지령 신호(Vq)를, 3상 전압 지령 신호로서 U상 전압 지령 신호(Vu), V상 전압 지령 신호(Vv) 및 W상 전압 지령 신호(Vw)로 변환한다. 상기 2상/3상 변환 유닛(154)은 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)를 상기 가산기(156u)에 출력한다. 이와 마찬가지로, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)은 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)를 상기 가산기(156v)에 출력한다. 이와 마찬가지로, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)은 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)를 상기 가산기(156w)에 출력한다.

상기 고조파 생성 유닛(155)은, 상기 3상 전압 지령 신호(즉, U상 전압 지령 신호(Vu), V상 전압 지령 신호(Vv) 및 W상 전압 지령 신호(Vw)) 및 상기 3상 전류값(즉, U상 전류(Iu), V상 전류(Iv) 및 W상 전류(Iw))의 주파수의 3배의 주파수를 포함하는 3차 고조파 신호를 생성한다. 특히, 상기 제1실시예에서는, 상기 고조파 생성 유닛(155)이 2종류의 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)를 생성한다. 이들 2종류의 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)에 대해서는 추후에 상세히 설명하기로 한다는 점에 유의한다(도 3 및 도 4 참조).

상기 가산기(156u)는, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)으로부터 출력되는 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)에, 상기 고조파 생성 유닛(155)에 의해 생성되는 상기 2종류의 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)를 가산한다. 결과적으로, 상기 가산기(156u)는 U상 변조 신호(Vmu(= Vu + Vh1 + Vh2))를 생성한다. 상기 가산기(156u)는 상기 U상 변조 신호(Vmu)를 상기 PWM 변환 유닛(157)에 출력한다.

상기 가산기(156v)는, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)으로부터 출력되는 V상 전압 지령 신호(Vv)에, 상기 고조파 생성 유닛(155)에 의해 생성되는 상기 2종류의 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)를 가산한다. 결과적으로, 상기 가산기(156v)는 V상 변조 신호(Vmv(= Vv + Vh1 + Vh2))를 생성한다. 상기 가산기(156v)는 상기 V상 변조 신호(Vmv)를 상기 PWM 변환 유닛(157)에 출력한다.

상기 가산기(156w)는, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)으로부터 출력되는 W상 전압 지령 신호(Vw)에, 상기 고조파 생성 유닛(155)에 의해 생성되는 상기 2종류의 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)를 가산한다. 결과적으로, 상기 가산기(156w)는 W상 변조 신호(Vmv(= Vw + Vh1 + Vh2))를 생성한다. 상기 가산기(156w)는 상기 W상 변조 신호(Vmw)를 상기 PWM 변환 유닛(157)에 출력한다.

상기 PWM 변환 유닛(157)은, 소정의 캐리어 주파수 f의 캐리어 신호 C와 상기 U상 변조 신호(Vmu)의 대소 관계에 의거하여 상기 p측 스위칭 소자 Qup를 구동하기 위한 U상 PWM 신호(Gup) 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun를 구동하기 위한 U상 PWM 신호(Gun)를 생성한다. 예를 들어, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C보다 작은 상태에 있는 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C와 일치하는 경우에 상기 p측 스위칭 소자 Qup를 온(ON) 시키기 위한 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)를 생성할 수도 있다. 한편, 예를 들어, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C보다 큰 상태에 있는 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C와 일치하는 경우에는, 상기 n측 스위칭 소자 Qun를 온 시키기 위한 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)를 생성한다. 상기 PWM 변환 유닛(157)은 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)를 상기 인버터(13)에 출력한다. 결과적으로는, 상기 인버터(13)(특히, 인버터(13)의 U상 아암을 구성하는 p측 스위칭 소자 Qup 및 n측 스위칭 소자 Qun)가 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)에 따라 동작한다.

또한, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C와 상기 V상 변조 신호(Vmv)의 대소 관계에 의거하여 상기 p측 스위칭 소자 Qvp를 구동하기 위한 V상 PWM 신호(Gvp) 및 상기 n측 스위칭 소자 Qvn를 구동하기 위한 V상 PWM 신호(Gvn)를 생성한다. 또한, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C와 상기 W상 변조 신호(Vmw)의 대소 관계에 의거하여 상기 p측 스위칭 소자 Qwp를 구동하기 위한 W상 PWM 신호(Gwp) 및 상기 n측 스위칭 소자 Qwn를 구동하기 위한 W상 PWM 신호(Gwn)를 생성한다. 상기 V상 PWM 신호(Gvp, Gvn) 뿐만 아니라, 상기 W상 PWM 신호(Gwp, Gwn)를 생성하는 모드는 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)를 생성하는 모드와 동일하다.

(1-2) 제1실시예에 있어서의 인버터 제어 동작의 흐름

이하, 도 3을 참조하여, 상기 제1실시예의 차량(1)에서 행하여지는 인버터 제어 동작(즉, ECU(15)에 의해 행하여지는 인버터 제어 동작)의 흐름에 대해서 설명한다. 도 3은 제1실시예에서의 인버터 제어 동작의 흐름을 나타내는 플로우차트다.

도 3에 도시된 바와 같이, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)은, 3상 전압 지령 신호(즉, U상 전압 지령 신호(Vu), V상 전압 지령 신호(Vv) 및 W상 전압 지령 신호(Vw))를 생성한다(단계 S11). 상기 3상 전압 지령 신호의 생성 방법은 도 2를 참조하여 상술된 바와 같은 방법과 같다는 점에 유의한다.

단계 S11의 동작과 병행하여, 또는 그 전후에, 상기 3차 고조파 생성 유닛(155)은 "제2신호성분"의 구체예로서 3차 고조파 신호(Vh1)를 생성한다(단계 S12). 단계 S11 및 단계 S12의 동작과 병행하여, 또는 그 전후에, 상기 3차 고조파 생성 유닛(155)은 "제1신호성분"의 구체예로서 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성한다(단계 S13).

여기서, 도 4를 참조하여, 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)에 대해서 설명한다. 도 4는 3상 전압 지령 신호 및 3상 전류와 함께 3차 고조파 신호(Vh1, Vh2)들을 나타내는 그래프다.

도 4의 세번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)는, 상기 U상 전압 지령 신호(Vu), 상기 V상 전압 지령 신호(Vv) 및 상기 W상 전압 지령 신호(Vw) 각각의 신호 레벨의 절대값(도 4의 첫번째 그래프 참조)이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 3차 고조파 신호다. 바꿔 말하면, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)는, 상기 U상 전압 지령 신호(Vu), 상기 V상 전압 지령 신호(Vv) 및 상기 W상 전압 지령 신호(Vw) 각각의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 위상이, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 위상과 일치한다는 조건을 충족시키는 3차 고조파 신호다. 즉, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)는, 적어도 하나의 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 3차 고조파 신호다.

예를 들어, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)는 또한 상기 U상 전압 지령 신호(Vu), 상기 V상 전압 지령 신호(Vv) 및 상기 W상 전압 지령 신호(Vw) 각각의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨이 제로가 되는 3차 고조파 신호일 수도 있다. 바꿔 말하면, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)는 또한 상기 U상 전압 지령 신호(Vu), 상기 V상 전압 지령 신호(Vv) 및 상기 W상 전압 지령 신호(Vw) 각각의 신호 레벨이 제로가 되는 위상이, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 신호 레벨이 제로가 되는 위상과 일치한다는 조건을 충족시키는 3차 고조파 신호일 수도 있다.

도 4의 세번째 그래프에 도시된 예시에 있어서, 예를 들어 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 신호 레벨은, 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 제로가 된다(도 4의 흰색 원형들 참조). 이와 마찬가지로, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 신호 레벨은, 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 제로가 된다(도 4의 흰색 사각형들 참조). 이와 마찬가지로, 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 신호 레벨은, 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 제로가 된다(도 4의 흰색 삼각형들 참조).

상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 2상/3상 변환 유닛(154)에 의해 생성되는 3상 전압 지령 신호를 참조함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh1)를 생성할 수도 있다. 예를 들어, 상기 고조파 생성 유닛(155)은, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)에 의해 생성되는 3상 전압 지령 신호의 위상에 따라 메모리 등에 저장된 파라미터들로 규정되어 있는 3차 고조파 신호의 기본 신호(elementary signal)의 위상을 시프트함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh1)를 생성할 수도 있다. 혹은, 예를 들어 상기 고조파 생성 유닛(155)은, 상기 3상 전압 지령 신호를 분할하여 상기 3차 고조파 신호의 기본 신호를 생성함으로써, 그리고 상기 2상/3상 변환 유닛(154)에 의해 생성되는 상기 3상 전압 지령 신호의 위상에 따라 상기 생성된 기본 신호의 위상을 시프트함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh1)를 생성할 수도 있다.

한편, 도 4의 네번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 U상 전류(Iu), 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨의 절대값(도 4의 두번째 그래프 참조)이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 3차 고조파 신호다. 바꿔 말하면, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 U상 전류(Iu), 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 위상이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 위상과 일치한다는 조건을 충족시키는 3차 고조파 신호다. 즉, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 적어도 하나의 상 전류의 신호 레벨이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 3차 고조파 신호다.

예를 들어, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 상기 U상 전류(Iu), 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 3차 고조파 신호일 수도 있다.

또한, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)의 극성과 일치하는 극성을 갖는 3차 고조파 신호다. 또한, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)의 극성과 일치하는 극성을 갖는 3차 고조파 신호다. 또한, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)의 극성과 일치하는 극성을 갖는 3차 고조파 신호다. 즉, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 목표 상의 상 전류의 신호 레벨이 최소가 되는 타이밍에서 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 일치하는 극성을 갖는 3차 고조파 신호다.

도 4의 네번째 그래프에 도시된 예시에서는, 예를 들어 (i) 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 절대값이, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서(도 4의 검은색 원형들 참조) 최대가 되고, (ii) 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 극성이 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)의 극성과 일치한다. 이와 마찬가지로, 예를 들어 (i) 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 절대값은 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서(도 4의 검은색 사각형들 참조) 최대가 되고, (ii) 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 극성이 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)의 극성과 일치한다. 이와 마찬가지로, 예를 들어 (i) 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 절대값은 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서(도 4의 검은색 삼각형들 참조) 최대가 되고, (ii) 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨의 극성이 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)의 극성과 일치한다.

상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 인버터(13)로부터 피드백 정보로서 취득할 수 있는 3상 전류값을 참조함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다. 예를 들어, 상기 고조파 생성 유닛(155)은, 상기 3상 전류값의 위상에 따라 메모리 등에 저장된 파라미터들로 규정되어 있는 3차 고조파 신호의 기본 신호의 위상을 시프트함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다. 혹은, 예를 들어 상기 고조파 생성 유닛(155)은 상기 3상 전류값 또는 상기 3상 전압 지령 신호를 분할하여 상기 3차 고조파 신호의 기본 신호를 생성할 수도 있고, 또한 상기 3상 전류값의 위상에 따라 상기 생성된 기본 신호의 위상을 시프트하여 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다.

혹은, 상기 2상/3상 변환 유닛(154)이 상기 3상 전압 지령 신호를 생성하는 시점에서, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 상기 3상 전압 지령 신호의 위상에 의거하는 상기 3상 전류의 위상의 편차량(shift length; δ)(예를 들면, 목표 상의 3상 전압 지령 신호의 신호 레벨이 제로가 되는 위상에 의거하는 상기 목표 상의 3상 전류값의 신호 레벨이 제로가 되는 위상의 편차량)을 산출할 수도 있다. 상기 경우에서, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 위상의 편차량 δ에 따라 규정되는 양으로 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 위상을 시프트함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다. 예를 들어, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 3 × δ°- 90°(단, 상술된 위상의 편차량 δ의 방향(즉, 목표 상의 3상 전압 지령 신호의 신호 레벨이 제로가 되는 위상으로부터 상기 목표 상의 3상 전류값의 신호 레벨이 제로가 되는 위상을 향하는 방향)을 정(positive) 방향이라고 가정함)의 양으로 상기 3차 고조파 신호(Vh1)를 시프트함으로써 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다. 혹은, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 3상 전압 지령 신호의 신호 레벨이 제로가 되는 위상으로부터 상기 편차량 δ에 따라 규정되는 양으로 시프트되는 위상까지 시프트된 위상이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨이 제로가 되는 위상과 일치하도록 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다. 예를 들어, 상기 고조파 생성 유닛(155)은, 상기 3상 전압 지령 신호의 신호 레벨이 제로가 되는 위상으로부터 δ°- 30°의 양으로 시프트된 위상이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨이 제로가 되는 위상과 일치하도록 상기 3차 고조파 신호의 기본 신호 등으로부터 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다.

상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 3차 고조파 신호일 필요는 없다는 점에 유의한다. 구체적으로, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 제로보다 커지는 3차 고조파 신호일 수도 있다. 바꿔 말하면, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 제로가 되지 않는 3차 고조파 신호일 수도 있다. 하지만, 상기 경우에서도, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 목표 상의 상 전류의 신호 레벨이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 일치하는 극성을 갖는 3차 고조파 신호다. 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 제로보다 커지는 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성하기 위하여, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 3차 고조파 신호(Vh1)의 위상을 3 × δ°- X°(단, 0 < X < 180이라고 가정함)의 양으로 시프트할 수도 있다. 혹은, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 3상 전압 지령 신호의 신호 레벨이 제로가 되는 위상으로부터 δ°- X / 3°의 양으로 시프트된 위상이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 신호 레벨이 제로가 되는 위상과 일치하도록 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성할 수도 있다. 혹은, 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 제로보다 커지는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 생성하기 위하여, 상기 고조파 생성 유닛(155)은 또한 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 위상을 Y°(단, -90 < Y < 90이라고 가정함)의 양으로 시프트할 수도 있다(도 4의 네번째 그래프 참조). 도 4의 다섯번째 그래프는 도 4의 네번째 그래프에 도시된 3차 고조파 신호(Vh2)의 위상을 Y1°(단, 0 < Y1 < 90이라고 가정함)의 양만큼 시프트함으로써 얻어지는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 일례를 보여준다는 점에 유의한다. 더욱이, 도 4의 여섯번째 그래프는 도 4의 네번째 그래프에 도시된 3차 고조파 신호(Vh2)의 위상을 Y2°(단, -90 < Y2 < 0이라고 가정함)의 양으로 시프트함으로써 얻어지는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)의 일례를 보여준다.

다시 도 3으로 되돌아가면, 상기 가산기(156u)는 단계 S11에서 생성된 U상 전압 지령 신호(Vu)에, 단계 S12에서 생성된 3차 고조파 신호(Vh1) 및 단계 S13에서 생성된 3차 고조파 신호(Vh2)를 가산한다. 결과적으로, 상기 가산기(156u)는 U상 변조 신호 Vmu(= Vu + Vh1 + Vh2)를 생성한다(단계 S14). 마찬가지로, 상기 가산기(156v)도 V상 변조 신호 Vmv(= Vv + Vh1 + Vh2)를 생성한다(단계 S14). 상기 가산기(156w) 또한 W상 변조 신호 Vmw(= Vw + Vh1 + Vh2)를 생성한다(단계 S14).

후속해서, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C와 상기 U상 변조 신호(Vmu)의 대소 관계에 의거하여 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들을 생성한다(단계 S15). 이와 마찬가지로, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C와 상기 V상 변조 신호(Vmv)의 대소 관계에 의거하여 상기 V상 PWM 신호(Gvp, Gvn)들을 생성한다(단계 S15). 이와 마찬가지로, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 캐리어 신호 C와 상기 W상 변조 신호(Vmw)의 대소 관계에 의거하여 상기 W상 PWM 신호(Gwp, Gwn)들을 생성한다(단계 S15). 결과적으로, 상기 인버터(13)는 각각의 PWM 신호에 의거하여 구동된다.

상기 설명된 제1실시예의 인버터 제어 동작에 따르면, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하지 않는 비교예의 인버터 제어 동작에 비해, 상기 평활 커패시터(12)의 단자간 전압(VH)의 리플들이 적합하게 억제된다. 보다 구체적으로는, 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는(통상적으로는, 제로) 타이밍에서의 상대적으로 큰 리플들의 발생이 적합하게 억제된다. 이하, 도 5a와 도 5b, 및 도 6a와 도 6b를 참조하여 그 이유에 대해서 설명한다. 도 5a 및 도 5b는 각각 상기 3상 전류값의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는(통상적으로는, 제로) 타이밍에서의 상대적으로 큰 리플들이 발생되는 이유를 설명하는 그래프 및 블록도다. 도 6a 및 도 6b는 3차 고조파 신호(Vh2)가 3상 전압 지령 신호에 가산되는 경우에 발생되는 리플들과, 3차 고조파 신호(Vh2)가 3상 전압 지령 신호에 가산되지 않는 경우에 발생되는 리플들의 비교를 나타내는 그래프다.

도 5a에 도시된 바와 같이, 상기 U상 전류(Iu), 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는(도 5에 도시된 예시에서는 제로가 됨) 타이밍에서, 상기 평활 커패시터(12)의 단자간 전압(VH)의 리플들이 상대적으로 커진다. 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에 주목하여 설명을 계속한다. 하지만, 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍과 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에 대해서도 같다고 말할 수 있다.

도 5a의 첫번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 또는 상기 타이밍 전후에, 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw)는 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨의 절대값이 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨의 절대값과 근사하거나 또는 실질적으로 혹은 거의 일치한다는 관계를 가지고 있다. 또한, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw)는, 상기 V상 전류(Iv)의 극성이 상기 W상 전류(Iw)의 극성에 반대가 된다는 관계를 가지고 있다. 결과적으로는, 도 5b에 도시된 바와 같이, 상기 인버터(13) 안에 흐르고 있는 전류(예를 들면, 모터 제너레이터(14)로부터 인버터(13)를 향해 흐르고 있는 전류, 또는 인버터(13)로부터 모터 제너레이터(14)를 향해 흐르고 있는 전류)의 대부분이나 또는 거의 모두가 상기 모터 제너레이터(14)로부터 상기 인버터(13)의 V상 아암 및 W상 아암을 거쳐 상기 모터 제너레이터(14)로 환류할 것이다. 즉, 상기 인버터(13)는, 상기 모터 제너레이터(14)로부터 상기 인버터(13)로 흐르고 있는 전류의 대부분이나 또는 거의 모두가 상기 모터 제너레이터(14)로 직접 유출되는 환류 모드로 동작하고 있다고 말할 수 있다. 이러한 종류의 환류 모드에서 상기 인버터(13)가 동작하고 있는 동안, 상기 커패시터 전류(즉, 평활 커패시터(12)를 흐르고 있는 전류)는 제로 또는 실질적으로 제로에 근사한 값이 된다(도 5a의 세번째 그래프 참조). 상기 환류 모드에서 상기 인버터(13)가 동작하고 있는 동안에는, 상기 DC 전원(11)으로부터 공급되는 상기 DC 전력의 대부분 또는 거의 모두가 상기 평활 커패시터(12)에 공급된다. 결과적으로는, 상기 평활 커패시터(12)의 단자간 전압(VH)이 증가하기 쉬워진다.

따라서, 상기 U상 전류(Iu), 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 발생될 수도 있는 단자간 전압(VH)의 리플들을 억제하는 위해서는, 상기 환류 모드에서 상기 인버터(13)가 동작하고 있는 기간을 단축하는 것이 바람직하다고 예상된다. 따라서, 상기 제1실시예에 있어서, 상기 ECU(15)는 상기 환류 모드에서 상기 인버터(13)가 동작하고 있는 기간을 단축하기 위하여 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 가산하여 생성되는 U상 변조 신호(Vmu), V상 변조 신호(Vmv) 및 W상 변조 신호(Vmw)를 사용함으로써 상기 인버터(13)를 동작시킨다.

여기서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 U상 전류(Iu), 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는(혹은, 제로보다 커지는) 특성들을 가진다. 또한, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 소정 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서 소정 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 일치하는 극성을 갖는다는 특성들을 가진다.

따라서, 도 6b의 첫번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)에 가산하여 생성되는 상기 U상 변조 신호(Vmu)의 신호 레벨의 절대값이 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)의 신호 레벨의 절대값보다 커진다. 도면들을 간략화하기 위하여 도시하고 있지 않지만, 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)에 가산하여 생성되는 V상 변조 신호(Vmv)의 신호 레벨의 절대값이 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)의 신호 레벨의 절대값보다 커진다는 점에 유의한다. 이와 마찬가지로, 도면들을 간략화하기 위하여 도시하고 있지 않지만, 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)에 가산하여 생성되는 W상 변조 신호(Vmw)의 신호 레벨의 절대값이 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)의 신호 레벨의 절대값보다 커진다.

한편, 도 6a의 첫번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 가산하지 않으면서 생성되는 U상 변조 신호(Vmu)의 신호 레벨의 절대값은 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)의 신호 레벨의 절대값보다 커지지 않는다. 도면들을 간략화하기 위하여 도시하고 있지 않지만, 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 가산하지 않으면서 생성되는 V상 변조 신호(Vmv)의 신호 레벨의 절대값은 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)의 신호 레벨의 절대값보다 커지지 않는다는 점에 유의한다. 이와 마찬가지로, 도면들을 간략화하기 위하여 도시하고 있지 않지만, 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 가산하지 않으면서 생성되는 W상 변조 신호(Vmw)의 신호 레벨의 절대값은 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)의 신호 레벨의 절대값보다 커지지 않는다.

결과적으로, 도 6a 및 도 6b의 첫번째 그래프 각각에 도시된 바와 같이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되는 경우에는, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되지 않는 경우에 비해, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C를 하회하는 기간이 단축될 것이다(단, 이는 U상 변조 신호(Vmu)가 정극성(positive polarity)인 경우에 적용된다고 가정함). 혹은, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C를 초과하는 기간이 단축될 것이다(단, 이는 U상 변조 신호(Vmu)가 부극성(negative polarity)인 경우에 적용한다고 가정함). 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C를 하회하거나 또는 초과하는 기간이 단축되는 경우, 상기 인버터(13)를 상기 환류 모드에서 동작시키는 각각의 스위칭 소자들의 스위칭 상태가 변경된다. 즉, 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C를 하회하거나 또는 초과하는 기간이 단축되는 경우, 상기 인버터(13)가 상기 환류 모드에서 동작하는 기간도 단축된다(도 6a 및 도 6b의 네번째 그래프 참조). 따라서, 도 6a 및 도 6b의 세번째 그래프 각각에 도시된 바와 같이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되는 경우에는, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되지 않는 경우에 비해, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 발생될 수도 있는 단자간 전압(VH)의 리플들이 적합하게 억제된다. 유사한 이유들에 의거하여, 상기 V상 전류(Iv) 및 상기 W상 전류(Iw) 각각의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 발생될 수도 있는 단자간 전압(VH)의 리플들도 바람직하게 억제된다는 점에 유의한다.

도 6b는 상기 3상 전류값의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하는 경우의 상기 단자간 전압(VH)과 상기 커패시터 전류를 도시하고 있다는 점에 유의한다. 그럼에도 불구하고, 상기 3상 전류값의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 제로보다 커지는(단, 신호 레벨의 절대값은 최대가 되지 않을 것으로 가정함) 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하는 경우들에서도, 유사한 기술적 효과들이 산출된다는 점은 자명하다. 즉, 상기 3상 전류값의 신호 레벨이 제로가 되는 타이밍에서 상기 신호 레벨의 절대값이 최대가 되는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)(도 6b 참조)의 위상을 Y°(단, -90 < Y < 90이라고 가정함)의 양으로 시프트함으로써 얻어지는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하는 경우들에서도, 유사한 기술적 효과들이 산출된다는 점은 자명하다. 예를 들어, 도 6b에 도시된 고조파 신호(Vh2)의 위상을 Y1°(단, 0 < Y1 < 90이라고 가정함)의 양으로 시프트함으로써 얻어지는 상기 3차 고조파(Vh2)를 사용하는 경우에서도, 상기 인버터(13)가 상기 환류 모드에서 동작하는 기간이 단축되고, 결과적으로는 상기 단자간 전압(VH)의 리플들도 억제된다. 이와 마찬가지로, 예를 들어 도 6b에 도시된 고조파 신호(Vh2)의 위상을 Y2°(단, -90 < Y2 < 0이라고 가정함)의 양으로 시프트함으로써 얻어지는 상기 3차 고조파(Vh2)를 사용하는 경우들에서도, 상기 인버터(13)가 상기 환류 모드에서 동작하는 기간이 단축되고, 결과적으로는 상기 단자간 전압(VH)의 리플들도 억제된다.

더욱이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)로부터 얻어지는 기술적 효과들을 고려하면, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 소정 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 소정 상의 상 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 상기 소정 상의 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 크게 하도록 작용하는 특성들을 갖는 3차 고조파 신호라고 말할 수 있다. 즉, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 U상 전류(Iu)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 U상 변조 신호(Vmu)의 신호 레벨의 절대값을 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)의 신호 레벨의 절대값보다 크게 하도록 작용하는 특성들을 갖는 3차 고조파 신호라고 말할 수 있다. 이와 마찬가지로, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 V상 전류(Iv)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 V상 변조 신호(Vmv)의 신호 레벨의 절대값을 상기 V상 전압 지령 신호(Vv)의 신호 레벨의 절대값보다 크게 하도록 작용하는 특성들을 갖는 3차 고조파 신호라고 말할 수 있다. 이와 마찬가지로, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는, 상기 W상 전류(Iw)의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 W상 변조 신호(Vmw)의 신호 레벨의 절대값을 상기 W상 전압 지령 신호(Vw)의 신호 레벨의 절대값보다 크게 하도록 작용하는 특성들을 갖는 3차 고조파 신호라고 말할 수 있다. 따라서, 도 4에 예시된 3차 고조파 신호 뿐만 아니라, 상기 3차 고조파 신호(Vh2) 또한 상기 특성들을 갖는 3차 고조파 신호이기만 하면 여하한의 타입의 신호일 수도 있다.

더욱이, 상기 설명은 3차 고조파 신호(Vh2)가 정현파인 경우(도 4 참조)를 기술하였다. 그럼에도 불구하고, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 3상 전압 지령 신호 또는 3상 전류값의 주파수의 3배의 주파수를 갖는 임의의 AC 신호일 수도 있다. 예를 들어, 도 7의 세번째 및 다섯번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 구형파(이른바, 펄스파)일 수도 있다. 혹은, 예를 들면 도 7의 네번째 및 여섯번째 그래프에 도시된 바와 같이, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 삼각파 신호일 수도 있다. 혹은, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)는 또한 톱니파 또는 기타 형상들의 모양을 갖는 신호일 수도 있다. 바닥선은, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 3상 전압 지령 신호 또는 동일한 파형 패턴(바람직하게는, 신호 레벨이 변화하는 동일한 파형 패턴)이 상기 3상 전류값의 주파수의 3배의 주파수에 대응하는 주기로 주기적으로 나타나는 신호이기만 하면 된다. 상기 3차 고조파 신호(Vh1)에도 동일하게 적용한다.

더욱이, 상기 설명은 차량(1)이 단 하나의 모터 제너레이터(14)를 포함하는 경우를 기술하였다. 그럼에도 불구하고, 상기 차량(1)은 또한 복수의 모터 제너레이터(14)를 포함할 수도 있다. 상기 경우에 있어서, 상기 차량(1)은 각각의 모터 제너레이터(14)에 대해 대응하는 인버터(13)를 포함하는 것이 바람직하다. 더욱이, 상기 경우에 있어서, 상기 ECU(15)는 또한 각각의 인버터(13)에 대해 독립적으로 상기 인버터 제어 동작을 행할 수도 있다. 혹은, 상기 차량(1)은 또한 상기 모터 제너레이터(14) 뿐만 아니라 엔진을 포함할 수도 있다. 즉, 상기 차량(1)은 또한 하이브리드 차량일 수도 있다.

더욱이, 상기 설명은 인버터(13) 및 모터 제너레이터(14)가 차량(1)에 설치되는 경우를 기술하였다. 그럼에도 불구하고, 상기 인버터(13) 및 상기 모터 제너레이터(14)는 또한 상기 차량(1) 이외의 임의의 기기(예를 들면, 인버터(13) 및 모터 제너레이터(14)로 동작되는 기기; 예컨대 공조 기기)에 설치될 수도 있다. 상기 인버터(13) 및 상기 모터 제너레이터(14)가 상기 차량(1) 이외의 임의의 기기에 설치되는 경우들에서도 상술된 각종 효과들이 산출될 수도 있다는 점은 자명하다.

(2) 제2실시예

이하, 도 8, 도 9 및 도 10a 내지 도 10c를 참조하여 제2실시예를 설명한다. 상기 제1실시예에서의 차량(1)의 구성 요소들과 동작에 대해서는 동일한 참조 부호와 단계 번호를 부여하므로, 그 상세한 설명은 생략한다는 점에 유의한다.

(2-1) 제2실시예의 차량의 구성

우선, 도 8을 참조하여, 제2실시예의 차량(2)의 구성에 대해서 설명한다. 도 8은 제2실시예의 차량(2)의 구성을 도시한 블록도다.

도 8에 도시된 바와 같이, 상기 제2실시예의 차량(2)은, 상기 ECU(15)를 대신하여 ECU(25)를 포함하고 있다는 점에서 상기 제1실시예의 차량(1)과 상이하다. 보다 구체적으로는, 상기 제2실시예의 차량(2)은, 상기 ECU(25)가 "조정 수단"의 구체예로서 주파수 조정 유닛(258)을 포함하고 있다는 점에서, 상기 ECU(15)가 상기 주파수 조정 유닛(258)을 구비할 필요가 없는 상기 제1실시예의 차량(1)과 상이하다. 상기 제2실시예의 차량(2)의 그 밖의 구성 요소들은 상기 제1실시예의 차량(1)의 그 밖의 구성 요소들과 동일하다.

상기 주파수 조정 유닛(258)은 상기 캐리어 신호 C의 캐리어 주파수 f를 조정한다. 상기 주파수 조정 유닛(258)에 의해 행하여지는 상기 캐리어 주파수 f의 조정 동작에 관해서는 추후에 상세히 설명하기로 한다는 점에 유의한다(도 9 및 도 10a 내지 도 10c 참조).

(2-2) 제2실시예에서의 인버터 제어 동작의 흐름

이하, 도 9를 참조하여, 제2실시예의 차량(2)에서 행하여지는 인버터 제어 동작(즉, ECU(25)에 의해 행하여지는 인버터 제어 동작)의 흐름에 대해서 설명한다. 도 9는 제2실시예의 차량(2)에서 행하여지는 인버터 제어 동작(즉, ECU(25)에 의해 행하여지는 인버터 제어 동작)의 흐름을 도시한 플로우차트다.

도 9에 도시된 바와 같이, 제2실시예에서도, 상기 제1실시예와 유사하게, 단계 S11 내지 단계 S14의 동작이 행하여진다. 즉, 상기 3상 전압 지령 신호가 생성되고(단계 S11), 3차 고조파 신호(Vh1)가 생성되며(단계 S12), 3차 고조파 신호(Vh2)가 생성되고(단계 S13), 3상 변조 신호가 생성된다(단계 S14).

상기 제2실시예에서는, 상기 PWM 변환 유닛(157)이 상기 PWM 신호를 생성하기 전에, 상기 주파수 조정 유닛(258)이 상기 캐리어 신호 C의 캐리어 주파수 f를 조정한다(단계 S21). 후속해서, 상기 PWM 변환 유닛(157)은, 상기 주파수 조정 유닛(258)에 의해 조정된 캐리어 주파수 f를 갖는 캐리어 신호 C를 사용하여 상기 PWM 신호를 생성한다(단계 S15).

여기서는, 도 10a 내지 도 10c를 참조하여, 상기 주파수 조정 유닛(258)에 의해 행하여지는 캐리어 주파수 f의 조정 동작에 대해서 설명한다. 도 10a 내지 도 10c는 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)와 상기 U상 변조 신호(Vmu) 및 상기 캐리어 신호 C의 대소 관계, 그리고 상기 대소 관계에 의거하여 생성되는 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)를 나타내는 그래프다.

도 10a에 도시된 바와 같이, 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)와 상기 캐리어 신호 C(단, 캐리어 주파수 f = f1이라고 가정함)의 대소 관계에 의거하여 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들이 생성되는 것으로 상정하자. 도 10a에 도시된 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들을 사용하여 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun가 구동되는 경우, 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun는 각각의 주기마다 24회의 스위칭을 각각 행한다.

한편, 도 10b에 도시된 바와 같이, 상기 제2실시예에서는, 상기 제1실시예와 유사하게, 상기 U상 변조 신호(Vmu)와 상기 캐리어 신호 C(단, 캐리어 주파수 f = f1이라고 가정함)의 대소 관계에 의거하여 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들이 생성된다. 도 10b에 도시된 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들을 사용하여 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun가 구동되는 경우에는, 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun가 각각의 주기마다 20회의 스위칭을 각각 행한다. 즉, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 사용되는 경우, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하지 않는 경우에 비해, 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun의 스위칭이 감소할 것이다. 이러한 이유는 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 상기 U상 전압 지령 신호(Vu)에 가산되는 양으로 상기 U상 변조 신호(Vmu)의 신호 레벨의 절대값이 증가하고, 결과적으로는 상기 U상 변조 신호(Vmu)가 상기 캐리어 신호 C의 정점을 초과하기 쉬워지기 때문이다.

따라서, 상기 주파수 조정 유닛(258)이 상기 캐리어 주파수 f를 조정하지 않는다면, 상기 스위칭 횟수가 감소되는 양으로 상기 인버터(13)에서의 손실이 저감된다. 즉, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되는 경우에는, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되지 않는 경우에 비해, 상기 인버터(13)에서의 손실이 저감된다. 이러한 종류의 효과는 상기 주파수 조정 유닛(258)을 포함하고 있지 않은 상기 제1실시예의 차량(1)에서 실현된다.

한편, 상기 제2실시예에 있어서, 상기 주파수 조정 유닛(258)은, 상기 스위칭 횟수를 감소시켜 상기 인버터(13)에서의 손실을 저감하려는 시도보다는 오히려 상기 스위칭 횟수를 유지하면서 상기 캐리어 주파수 f를 증가시키는 것을 우선시한다. 구체적으로는, 도 10c에 도시된 바와 같이, 상기 제2실시예에 있어서, 상기 주파수 조정 유닛(258)은, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되는 경우의 스위칭 횟수와 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되지 않는 경우의 스위칭 횟수가 일치할 때까지 상기 캐리어 주파수 f를 증가시킨다. 예를 들어, 도 10c에 도시된 예시에서, 상기 주파수 조정 유닛(258)은 상기 캐리어 주파수 f를 f1으로부터 f2까지 증가시킨다(단, f2 > f1이라고 가정함). 상기 경우에 있어서는, 도 10c에 도시된 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들이 생성된다. 도 10c에 도시된 상기 U상 PWM 신호(Gup, Gun)들을 사용하여 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun가 구동되는 경우, 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun는 각각의 주기마다 24회의 스위칭을 각각 행한다.

상술된 바와 같이, 상기 제2실시예에서는, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되는 경우, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)가 가산되지 않는 경우에 비해, 상기 p측 스위칭 소자 Qup 및 상기 n측 스위칭 소자 Qun의 스위칭 횟수가 증가하지 않는다. 따라서, 상기 제2실시예에서는, 상기 스위칭 횟수의 증가와 연관된 상기 인버터(13)에서의 손실의 증가를 유발하지 않으면서도 상기 캐리어 주파수 f의 증가(이른바, 캐리어 증가)가 실현된다. 결과적으로는, 스위칭 횟수를 유지하여 상기 인버터(13)에서의 손실을 증가시키지 않는 효과를 실현할 수 있을 뿐만 아니라, 상기 캐리어 증가에 기인하는 상기 인버터(13)에서의 노이즈를 저감하는 효과를 실현할 수도 있다.

도 10a 내지 도 10c에서는, U상에 주목하여 설명을 진행하지만, V상 및 W상에도 동일하게 적용된다는 것은 자명하다는 점에 유의한다.

더욱이, 상기 주파수 조정 유닛(258)은 또한 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하는 경우의 스위칭 횟수가 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하지 않는 경우의 스위칭 횟수에 근접하도록(즉, 양자 간의 차분이 감소하도록) 상기 캐리어 주파수 f를 증가시킬 수도 있다. 즉, 상기 주파수 조정 유닛(258)은, 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하는 경우의 스위칭 횟수가 상기 3차 고조파 신호(Vh2)를 사용하지 않는 경우의 스위칭 횟수보다 적게 될 상태를 유지하면서 상기 캐리어 주파수 f를 증가시킬 수도 있다. 상기 경우에 있어서는, 상기 스위칭 횟수를 감소시켜 상기 인버터(13)에서의 손실을 저감하는 효과 뿐만 아니라, 상기 캐리어 증가에 기인하는 상기 인버터(13)에서의 노이즈를 저감하는 효과를 실현할 수도 있다.

본 발명은 상술된 실시예들로 한정되는 것이 아니라, 하기 특허청구범위 및 명세서 전체로부터 이해할 수 있는 본 발명의 요지 또는 사상에 반하지 않는 범위에서 적절히 변경될 수도 있고, 상기 변경에 의거한 모터 컨트롤러 또한 본 발명의 기술적 범위에 포함된다.

Claims (7)

1. DC 전원; 상기 DC 전원으로부터 공급되는 DC 전력을 AC 전력으로 변환하도록 구성된 전력 변환기; 상기 전력 변환기와 병렬로 전기 접속된 평활 커패시터; 및 상기 전력 변환기로부터 출력되는 상기 AC 전력으로 구동되는 3상 AC 모터를 포함하는 모터 시스템용 모터 컨트롤러로서,
   (a) 상기 3상 AC 모터의 동작을 규정하는 상 전압 지령 신호에 3차 고조파 신호를 가산하여 변조 신호를 생성하되, 상기 3차 고조파 신호는, 상기 3상 AC 모터의 각각의 상에 있어서 상기 3상 AC 모터에 공급되는 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값보다 상기 변조 신호의 신호 레벨의 절대값을 크게 하는 제1신호성분을 포함하고; 및
   (b) 상기 변조 신호를 사용하여 상기 전력 변환기의 동작을 제어하도록,
   구성된 전자 제어 유닛을 포함하는 모터 컨트롤러.
2. 제1항에 있어서,
   상기 제1신호성분은, 목표 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, (i) 신호 레벨의 절대값이 제로보다 커지고 또한 (ii) 상기 신호 레벨의 극성이 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 동일해지는 신호 성분을 포함하는 모터 컨트롤러.
3. 제1항에 있어서,
   상기 제1신호성분은, 상기 목표 상의 상 전류의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, (i) 신호 레벨의 절대값이 최대가 되고 또한 (ii) 상기 신호 레벨의 극성이 상기 목표 상의 상 전압 지령 신호의 극성과 동일해지는 신호 성분을 포함하는 모터 컨트롤러.
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 3차 고조파 신호는, 상기 상 전압 지령 신호의 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 타이밍에서, 상기 신호 레벨의 절대값이 최소가 되는 제2신호성분을 포함하는 모터 컨트롤러.
5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 전력 변환기는 스위칭 소자를 포함하고,
   상기 전자 제어 유닛은, 상기 변조 신호와 소정 주파수의 캐리어 신호의 대소 관계에 따라 상기 스위칭 소자를 제어함으로써 상기 전력 변환기의 동작을 제어하며,
   상기 전자 제어 유닛은, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수에 근접하도록 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정하는 모터 컨트롤러.
6. 제5항에 있어서,
   상기 전자 제어 유닛은, 상기 변조 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 상기 상 전압 지령 신호에 의거하여 제어되는 상기 스위칭 소자의 스위칭 횟수와 일치하도록 상기 캐리어 신호의 주파수를 조정하는 모터 컨트롤러.
7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
   상기 전자 제어 유닛은 상기 캐리어 신호의 주파수를 증가시키는 모터 컨트롤러.

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