JP5429371B2 - 電力制御器の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、電力制御器の制御に関し、より特定的には、電力制御器のパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下「ＰＷＭ」ともいう）制御に関する。

従来より、車両走行用のモータをインバータを用いて制御するシステムが採用されている。電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって走行用のモータの出力トルクを制御することが一般的である。代表的には、モータの出力トルクはＰＷＭ制御によって制御される。このＰＷＭ制御では、搬送波信号（キャリア信号）と電圧指令との電圧比較に基づいてインバータのスイッチング素子をオンオフさせることによって、パルス幅変調電圧をインバータからモータに印加させる。

このＰＷＭ制御時のスイッチング動作に起因してインバータから騒音が発生する。この問題に関し、たとえば特開平６−１４５５７号公報（特許文献１）には、キャリア信号の周波数を、その周波数の所定周波数からの変動のパワースペクトル密度がキャリア周波数の逆関数となるように変動させ、そのキャリア信号を変調回路に与えて、インバータへの駆動信号を得るように構成する技術が開示されている。特許文献１の構成によれば、インバータが発生する騒音の不快感を減少させ、騒音を低減することができるとされている。

特開平６−１４５５７号公報 特開２００６−１７４６４５号公報

ところが、特許文献１に開示された技術では、電力制御器で生じる騒音の低減とモータで生じる損失の低減とを十分には両立させることができないおそれがある。また、キャリア周波数の変動によってモータの制御性が悪化するおそれがある。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、モータの制御性を低下させることなく、電力制御器で生じる騒音の低減とモータで生じる損失の低減とを両立させることである。

この発明に係る制御装置は、モータと電源との間で授受される電力を制御する電力制御器の制御する。電力制御器は、少なくとも１つのスイッチング素子を含み、スイッチング素子のオンオフによって電力を変換する。制御装置は、キャリア信号と制御指令との比較に基づいてスイッチング素子のオンオフを制御する第１制御部と、キャリア信号の周波数を制御する第２制御部とを備える。第２制御部は、モータの動作状態に応じて周波数範囲を設定し、周波数範囲内でキャリア信号の周波数を変動させる。

好ましくは、第２制御部は、モータの回転速度に基づいて、モータの制御性を確保するために必要なスイッチング素子のスイッチング周波数の下限値を設定する。周波数範囲に含まれるキャリア信号の周波数は、下限値よりも大きい。

好ましくは、第２制御部は、モータの回転速度が所定速度よりも低い領域では下限値を略零に設定し、モータの回転速度が所定速度を超える領域ではモータの回転速度が高いほど下限値を大きい値に設定する。

好ましくは、第２制御部は、下限値を設定することに加えて、モータの回転速度およびトルクに応じて基準周波数を算出して基準周波数含む基準範囲を設定する。周波数範囲は、基準範囲に含まれる範囲でかつ下限値よりも大きい範囲である。

好ましくは、制御装置は、電力制御器の出力と制御目標との偏差に基づくフィードバック制御によって制御指令を生成する指令生成部をさらに備える。指令生成部は、キャリア信号の周波数の変動に応じてフィードバック制御に用いるフィードバック係数を補正し、補正されたフィードバック係数を用いたフィードバック制御によって制御指令を生成する。

好ましくは、指令生成部は、モータの回転速度およびトルクに応じた基準周波数とキャリア信号の周波数との比に応じてフィードバック係数を補正する。

好ましくは、制御装置は、各々が複数個の値を配列した複数の配列データを記憶する記憶部をさらに備える。第２制御部は、複数の配列データの各々から１個づつ値を任意に読み出し、複数の配列データのそれぞれから読み出した複数の値の積を用いてキャリア信号の周波数を変動させる。

好ましくは、電力制御器は、電源の電力をモータを駆動可能な電力に変換するインバータである。

この発明の別の局面に係る制御方法は、モータと電源との間で授受される電力を制御する電力制御器の制御装置が行なう制御方法である。電力制御器は、少なくとも１つのスイッチング素子を含み、スイッチング素子のオンオフによって電力を変換する。制御方法は、キャリア信号と制御指令との比較に基づいてスイッチング素子のオンオフを制御するステップと、キャリア信号の周波数を制御するステップとを含む。周波数を制御するステップは、モータの動作状態に応じて周波数範囲を設定し、周波数範囲内でキャリア信号の周波数を変動させるステップを含む。

本発明によれば、モータの制御性を低下させることなく、電力制御器の騒音低減とモータの損失低減とを両立させることができる。

モータ駆動制御システムの全体構成図である。 キャリア信号とパルス幅変調電圧の波形図である。 制御装置の機能ブロック図である。 モータのトルクＴおよび回転速度Ｎと基準周波数ｆｓとの関係を示すマップである。 ランダム周波数ｆｒの算出手法を示す図である。 ランダム周波数ｆｒの変動幅Ｗと騒音の音圧Ｐとの関係を示す図である。 制御限界ラインＬ１，Ｌ２および補正後のランダム周波数ｆｒの範囲を示す図である。 積分ゲインＫｉの補正手法を示す図である。 制御装置の処理手順を示すフローチャートである。

以下に、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施例に従うインバータの制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。なお、本実施例では、制御装置によるＰＷＭ制御の対象をインバータとする場合について説明するが、その本発明の制御対象は、インバータに限定されるものではなく、ＰＷＭ制御によって制御可能な電力制御器全般（たとえば電圧変換器）に適用可能である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

モータＭ１は、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための交流電動機である。代表的には、モータＭ１は、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の３つのコイルを備えた永久磁石型同期電動機である。モータＭ１は、発電機の機能を持つように構成されてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検出される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬＡ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。リアクトルＬＡ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂを直流電圧ＶＨへ昇圧する。また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂに降圧する。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、直流電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ逆並列に接続されている。各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点には、モータＭ１の各相コイルの他端が接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

インバータ１４は、モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが正の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが零の場合には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータＭ１を駆動する。これにより、モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。

電流センサ２４は、モータＭ１に流れる電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づきモータＭ１の回転速度を算出できる。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）により構成され、当該メモリに記憶された情報およびプログラムに基づいて所定の演算処理を実行することによって、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび各センサの検出結果に基づいて、モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、直流電圧ＶＨをフィードバック制御し、直流電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

次に、図２を参照して、インバータ１４のＰＷＭ制御について説明する。図２に示すように、ＰＷＭ制御では、キャリア信号ＣＲと相電圧指令１７０との電圧比較に基づきインバータ１４の各相のスイッチング素子のオンオフを制御することによって、疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０をモータＭ１の各相に印加させる。したがって、各スイッチング素子の単位時間あたりのスイッチング動作の回数（以下、「スイッチング周波数」ともいう）は、キャリア信号ＣＲの周波数（以下、「キャリア周波数ｆ」ともいう）に依存する。なお、キャリア信号ＣＲは、三角波やのこぎり波によって構成することができる。図２では、三角波を例示する。

このＰＷＭ制御時のスイッチング動作に起因して、インバータ１４において騒音と損失（スイッチング損失）とが発生する。キャリア周波数ｆ（すなわちスイッチング周波数）が高いと、騒音は小さいが損失は大きい。一方、キャリア周波数ｆが低いと、損失は小さいが騒音は大きい。エネルギ効率の観点からはキャリア周波数ｆを損失の少ない低い値に設定することが望ましいが、騒音が増加するという問題がある。

このような問題に鑑み、本実施例に従う制御装置３０は、モータＭ１の動作状態に応じた範囲を設定し、その範囲内でキャリア周波数ｆを任意に変動（分散）させることによって、モータＭ１の制御性を低下させることなく、ＰＷＭ制御時の損失低減と騒音低減とを両立させる。

図３は、ＰＷＭ制御に関する部分の制御装置３０の機能ブロック図である。図３に示した各機能ブロックは、電子回路等によるハードウェア処理によって実現してもよいし、プログラムの実行等によるソフトウェア処理によって実現してもよい。

ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、キャリア制御部２７０と、記憶部２８０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流目標値Ｉｄｒｅｑおよびｑ軸電流目標値Ｉｑｒｅｑを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出されるモータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流目標値Ｉｄｒｅｑとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｒｅｑ−Ｉｄ）およびｑ軸電流目標値Ｉｑｒｅｑとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｒｅｑ−Ｉｑ）が入力される。

電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉを用いたＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じてｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。積分ゲインＫｉは、ｄ軸電流目標値Ｉｄｒｅｑに対するｄ軸電流Ｉｄの追従性および制御性、ｑ軸電流目標値Ｉｑｒｅｑに対するｑ軸電流Ｉｑの追従性および制御性を調整するためのフィードバック係数である。積分ゲインＫｉが大きいほど、ＰＩ制御における積分動作の寄与が大きくなるため、制御偏差を迅速に小さくすることができる。電圧指令生成部２４０は、キャリア周波数ｆに応じて積分ゲインＫｉを補正する処理を行なう。積分ゲインＫｉの補正処理については後述する。

座標変換部２５０は、モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

キャリア制御部２７０は、キャリア周波数ｆを設定し、設定したキャリア周波数ｆに従ってキャリア信号ＣＲを生成してＰＷＭ変調部２６０に出力する。この際、キャリア制御部２７０は、モータＭ１の動作状態に応じた範囲を設定し、その範囲内でキャリア周波数ｆをランダムに変動（分散）させる。なお、以下の説明では、キャリア周波数ｆをランダムに変動させることを「ランダム変調」とも記載する。

記憶部２８０は、後述する２つのデータテーブル（第１テーブル、第２テーブル）を記憶する。２つのデータテーブルの詳細については後述する。

以下、キャリア制御部２７０によるキャリア周波数ｆの設定手法について説明する。
まず、キャリア制御部２７０は、モータＭ１のトルクＴおよび回転速度Ｎに基づいて、基準周波数ｆｓを算出する。

図４は、モータＭ１のトルクＴおよび回転速度Ｎと基準周波数ｆｓとの関係を示すマップである。図４に示す回転速度Ｎ１，Ｎ２、トルクＴ１，Ｔ２，Ｔｍａｘ、上限トルクラインは、実験等により予め定められている。なお、モータＭ１のトルクＴと回転速度Ｎとの交点（以下、「モータ動作点」という）は、上限トルクラインを超えない範囲で制御される。

キャリア制御部２７０は、モータ動作点が、図４の示す４つの領域、すなわちＮ＜Ｎ１かつＴ＞Ｔ１の領域Ａ１、Ｎ１＜Ｎ＜Ｎ２かつＴ＞Ｔ２の領域Ａ２、０＜Ｎ＜Ｎ１かつＴ＜Ｔ１の領域とＮ１＜Ｎ＜Ｎ２かつＴ＜Ｔ２の領域とを合わせた領域Ａ３、Ｎ＜Ｎ２の領域Ａ４、のいずれの領域に含まれるかによって基準周波数ｆｓを切り替える。具体的には、キャリア制御部２７０は、モータ動作点が領域Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４に含まれる場合、それぞれ基準周波数ｆｓを所定値ｆｓ１，ｆｓ２，ｆｓ３，ｆｓ４に設定する。

なお、領域Ａ１〜Ａ４の個数および各範囲、所定値ｆｓ１〜ｆｓ４の個数および各値は、モータＭ１の制御性や過熱防止などの観点から予め設定される。本実施例では、所定値ｆｓ１〜ｆｓ４が、ｆｓ１＜ｆｓ２＜ｆｓ３＜ｆｓ４の関係が成立するように設定される。たとえば、所定値ｆｓ１，ｆｓ２，ｆｓ３，ｆｓ４を、それぞれ０．７５ｋＨｚ，２．５ｋＨｚ，３．７５ｋＨｚ，５ｋＨｚ程度に設定すればよい。このように、本実施例では、基準周波数ｆｓは、所定値ｆｓ１（０．７５ｋＨｚ程度）の低周波数領域から所定値ｆｓ４（５ｋＨｚ程度）の高周波数領域までの広い領域内で変動する。

次に、キャリア制御部２７０は、基準周波数ｆｓを基準として、ランダム変調に用いるランダム周波数ｆｒを算出する。

図５は、ランダム周波数ｆｒの算出手法を示す図である。記憶部２８０には、図５に示す２つのデータテーブル（第１テーブル、第２テーブル）が予め記憶されている。第１テーブル、第２テーブルには、それぞれ係数α１，α２の複数の値が配列されている。キャリア制御部２７０は、所定周期毎に、メモリに記憶された第１、第２テーブルからそれぞれ係数α１，α２の値をランダムに読み出し、係数α１と係数α２との積をランダム係数αとして算出する。このように、２つのデータテーブルの配列を用いて係数α１，α２の組合せをずらしながら係数α１，α２を掛け合わせた値をランダム係数αとすることによって、ランダム係数αを１つのデータテーブルに記憶しておく場合に比べて、少ないデータ数でより多くのランダム係数αを得ることができる。たとえば、図５に示すように、第１、第２テーブルにそれぞれ６４個の係数α１，α２を配列した場合、合計１２８（＝６４＋６４）個のデータ数で、４０９６（＝６４×６４）通りのランダム係数αを算出することができる。したがって、少ないメモリ容量で、ランダム係数αの数値パターンを極めて長周期の数値パターンにすることができる。なお、データテーブルの数は３つ以上であってもよい。

第１、第２テーブルにそれぞれ配列される係数α１，α２の値は、ランダム係数α（α１とα２の積）の最小値と最大値との差が「１」となるように（たとえばα１とα２の積の最小値がマイナス０．５となり、最大値がプラス０．５となるように）予め設定される。

そして、キャリア制御部２７０は、所定幅Ｗ１にランダム係数αを乗じた値を基準周波数ｆｓに加えた値を、ランダム周波数ｆｒとして算出する。これにより、ランダム周波数ｆｒを、基準周波数ｆｓを基準として、上限周波数（所定幅Ｗ１とランダム係数αの最大値との積を基準周波数ｆｓに加えた値）と下限周波数（所定幅Ｗ１とランダム係数αの最小値との積を基準周波数ｆｓに加えた値）との間の範囲で、ランダムに変動させることができる。

図６は、ランダム周波数ｆｒの変動幅Ｗと、インバータ１４で生じる騒音の音圧Ｐとの関係を示す図である。なお、図３において、変動幅Ｗが「０」とは、キャリア周波数ｆが変動せずに基準周波数ｆｓに固定されていることを意味する。図３に示すように、変動幅Ｗが大きいほど、音圧Ｐは小さくなる。制御装置３０は、この関係を利用し、高周波スペクトルを分散し特定の高調波成分を発生させないようにして低騒音化を実現する。すなわち、制御装置３０は、基準周波数ｆｓを基準としてキャリア周波数ｆを所定幅Ｗ１でランダムに変動させることで、特定の高調波成分を発生させないようにして、騒音の音圧Ｐを、基準周波数ｆｓを固定した場合の音圧よりも低い所定圧Ｐ１に減少させる。このようにキャリア周波数ｆをランダムに変動させることで低騒音化が図られる。そのため、キャリア周波数ｆ（基準周波数ｆｓ）をスイッチング損失の少ない低周波数領域に設定することが可能となる。

次に、キャリア制御部２７０は、モータＭ１の回転速度Ｎに基づいて制御限界ラインＬ１，Ｌ２を算出する。ここで、制御限界ラインＬ１とは、モータＭ１の回転速度Ｎに対してモータＭ１の制御性を確保するために必要なスイッチング周波数の下限値である。制御限界ラインＬ２とは、モータＭ１の回転速度Ｎに対してインバータ１４のスイッチング動作による過熱を防止可能なスイッチング周波数の上限値である。キャリア制御部２７０は、ランダム周波数ｆｒが制御限界ラインＬ１よりも低い場合または制御限界ラインＬ２よりも高い場合、ランダム周波数ｆｒを制御限界ラインＬ１よりも高くかつ制御限界ラインＬ２よりも低い範囲に含まれる値に補正する。

図７は、制御限界ラインＬ１，Ｌ２および補正後のランダム周波数ｆｒの範囲を示す図である。制御限界ラインＬ１は、回転速度Ｎが所定速度よりも低い領域では零に設定され、回転速度Ｎが所定速度を超える領域では回転速度Ｎが高いほど大きい値に設定される。また、制御限界ラインＬ２は、回転速度Ｎが高いほど小さい値に設定される。

補正前のランダム周波数ｆｒは、基準周波数ｆｓを基準として上限周波数と下限周波数との間の所定幅Ｗ１の範囲内で分散される。これに対し、補正後のランダム周波数ｆｒは、さらに制御限界ラインＬ１よりも高くかつ制御限界ラインＬ２よりも低い範囲（図７の斜線部分の範囲）に含まれるように調整される。

図３に戻って、キャリア制御部２７０は、キャリア周波数ｆが補正後のランダム周波数ｆｒに設定されたキャリア信号ＣＲを生成し、ＰＷＭ変調部２６０に出力する。

ＰＷＭ変調部２６０は、キャリア信号ＣＲと座標変換部２５０からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２の相電圧指令１７０に相当）との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、モータＭ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。

さらに、電圧指令生成部２４０は、キャリア周波数ｆがランダム周波数ｆｒに設定されたことに応じて、ランダム周波数ｆｒに応じた電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を算出する。具体的には、電圧指令生成部２４０は、ランダム周波数ｆｒに応じて上述した積分ゲインＫｉを補正する。

図８は、積分ゲインＫｉの補正手法を示す図である。補正前の積分ゲインＫｉは、基準周波数ｆｓに対応した値に設定されている。そのため、キャリア周波数ｆがランダム周波数ｆｒに設定されると、基準周波数ｆｓとランダム周波数ｆｒとの間にずれが生じ、フィードバック制御の追従性、制御性（電流目標値Ｉｄｒｅｑ，Ｉｑｒｅｑに対する電流Ｉｄ，Ｉｑの追従性、制御性）が低下するおそれがある。そこで、電圧指令生成部２４０は、基準周波数ｆｓに対するランダム周波数ｆｒの比（＝ｆｒ／ｆｓ）を求め、この比と補正前の積分ゲインＫｉとの積を補正後の積分ゲインＫｉとする。これにより、ランダム周波数ｆｒに応じた電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を算出することができるので、ランダム変調制御時においても、フィードバック制御の追従性、制御性を確保することができる。たとえば基準周波数ｆｓに対してランダム周波数ｆｒが大きい場合には、積分ゲインＫｉが大きくなり、ＰＩ制御におけるＩ制御（積分動作）の寄与が大きくなるため、制御偏差を迅速に小さくすることができる。

図９は、上述のＰＷＭ制御におけるランダム変調の機能を実現するための制御装置３０の処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、上述したようにハードウェア処理によって実現してもよいしソフトウェア処理によって実現してもよい。

Ｓ１０にて、制御装置３０は、上述した手法で基準周波数ｆｓを算出する。Ｓ１１にて、制御装置３０は、上述した手法でランダム係数αを算出する。

Ｓ１２にて、制御装置３０は、所定幅Ｗ１にランダム係数αを乗じた値を基準周波数ｆｓに加えた値をランダム周波数ｆｒとして算出する。

Ｓ１３にて、制御装置３０は、モータＭ１の回転速度Ｎに基づいて、上述した制御限界ラインＬ１，Ｌ２を算出する。

Ｓ１４にて、制御装置３０は、ランダム周波数ｆｒが制御限界ラインＬ１よりも高くかつ制御限界ラインＬ２よりも低い範囲に含まれるか否かを判断する。ランダム周波数ｆｒが制御限界ラインＬ１よりも高くかつ制御限界ラインＬ２よりも低い範囲に含まれる場合（Ｓ１４にてＹＥＳ）、処理はＳ１６に移される。そうでない場合（Ｓ１４にてＮＯ）、処理はＳ１５に移される。

Ｓ１５にて、制御装置３０は、ランダム周波数ｆｒが制御限界ラインＬ１よりも高くかつ制御限界ラインＬ２よりも低い範囲に含まれるように、ランダム周波数ｆｒを補正する。

Ｓ１６にて、制御装置３０は、ランダム周波数ｆｒをキャリア周波数ｆとするキャリア信号ＣＲを生成する。

Ｓ１７にて、制御装置３０は、ランダム周波数ｆｒに応じた電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を算出する。すなわち、上述したように、制御装置３０は、基準周波数ｆｓに対するランダム周波数ｆｒの比に応じて電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯のフィードバック制御（ＰＩ制御）に用いる積分ゲインＫｉを補正する。

Ｓ１８にて、制御装置３０は、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を変換した各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとキャリア信号ＣＲとの電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成し、インバータ１４に出力する。

以上のように、本実施例に係る制御装置３０は、モータＭ１の動作状態に応じた周波数範囲を設定し、その周波数範囲内でキャリア周波数ｆをランダムに変動させることにより、モータＭ１の制御性を低下させることなく、高周波スペクトルを分散し特定の高調波成分を発生させないようにして低騒音化を実現する。そのため、騒音の問題から使用できなかった低周波数領域を含めたキャリア周波数ｆの全周波数領域において、モータＭ１の制御性を低下させることなく、ＰＷＭ制御時の損失低減（エネルギ効率向上）と騒音低減とを両立させることが可能となる。

今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６，７ 電力線、１０ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１３ 電圧センサ、１４ インバータ、１５，１６，１７ 上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、１７０ 電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ キャリア制御部、２８０ 記憶部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＲ キャリア信号、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１，Ｌ２ 制御限界ライン、ＬＡ１ リアクトル、Ｍ１ モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (9)

1. モータ（Ｍ１）と電源（Ｂ）との間で授受される電力を制御する電力制御器（１４）の制御装置であって、
   前記電力制御器は、少なくとも１つのスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）を含み、前記スイッチング素子のオンオフによって電力を変換し、
   前記制御装置は、
   キャリア信号（ＣＲ）と制御指令（１７０）との比較に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御する第１制御部（２６０）と、
   前記キャリア信号の周波数を制御する第２制御部（２７０）とを備え、
   前記第２制御部は、前記モータの回転速度に応じて周波数範囲を設定し、前記周波数範囲内で前記キャリア信号の周波数を変動させ、
   前記周波数範囲の下限値は、前記モータの回転速度が高いほど大きい値に設定される、電力制御器の制御装置。
2. 前記下限値は、前記モータの制御性を確保するために必要な前記スイッチング素子のスイッチング周波数である、請求の範囲第１項に記載の電力制御器の制御装置。
3. 前記下限値は、前記モータの回転速度が所定速度よりも低い領域では略零に設定され、前記モータの回転速度が前記所定速度を超える領域では前記モータの回転速度が高いほど大きい値に設定される、請求の範囲第２項に記載の電力制御器の制御装置。
4. 前記第２制御部は、前記下限値を設定することに加えて、前記モータの回転速度およびトルクに応じて基準周波数を算出して前記基準周波数を含む基準範囲を設定し、
   前記周波数範囲は、前記基準範囲に含まれる範囲でかつ前記下限値よりも大きい範囲である、請求の範囲第２項に記載の電力制御器の制御装置。
5. 前記制御装置は、前記電力制御器の出力と制御目標との偏差に基づくフィードバック制御によって前記制御指令を生成する指令生成部（２４０）をさらに備え、
   前記指令生成部は、前記キャリア信号の周波数の変動に応じて前記フィードバック制御に用いるフィードバック係数を補正し、補正された前記フィードバック係数を用いた前記フィードバック制御によって前記制御指令を生成する、請求の範囲第２項に記載の電力制御器の制御装置。
6. 前記指令生成部は、前記モータの回転速度およびトルクに応じた基準周波数と前記キャリア信号の周波数との比に応じて前記フィードバック係数を補正する、請求の範囲第５項に記載の電力制御器の制御装置。
7. 前記制御装置は、各々が複数個の値を配列した複数の配列データを記憶する記憶部（２８０）をさらに備え、
   前記第２制御部は、前記複数の配列データの各々から１個づつ前記値を任意に読み出し、前記複数の配列データのそれぞれから読み出した複数の前記値の積に基づいて前記キャリア信号の周波数を変動させる、請求の範囲第１項に記載の電力制御器の制御装置。
8. 前記電力制御器は、前記電源の電力を前記モータを駆動可能な電力に変換するインバータ（１４）である、請求の範囲第１項に記載の電力制御器の制御装置。
9. モータ（Ｍ１）と電源（Ｂ）との間で授受される電力を制御する電力制御器（１４）の制御装置（３０）が行なう制御方法であって、
   前記電力制御器は、少なくとも１つのスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）を含み、前記スイッチング素子のオンオフによって電力を変換し、
   前記制御方法は、
   キャリア信号（ＣＲ）と制御指令（１７０）との比較に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御するステップと、
   前記キャリア信号の周波数を制御するステップとを含み、
   前記周波数を制御するステップは、前記モータの回転速度に応じて周波数範囲を設定し、前記周波数範囲内で前記キャリア信号の周波数を変動させるステップを含み、
   前記周波数範囲の下限値は、前記モータの回転速度が高いほど大きい値に設定される、電力制御器の制御方法。

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