JP5293159B2 - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波交流電圧に変換して交流電動機へ印加するモータ制御に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御するモータ制御システムが一般的に用いられている。このようなモータ制御システムでは、一般的には交流電動機を高効率で駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってモータ電流が制御される。

しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御では、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、高速領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波ＰＷＭ制御よりも基本波成分が大きい電圧を出力可能な制御方式の採用が提案されている。

特開２００６−３２００３９号公報（特許文献１）には、コンバータによって可変制御される電圧を振幅とする矩形波電圧が交流電動機へ印加される制御方式が記載されている。特に、特許文献１では、基本的にはトルク偏差に応じて矩形波電圧の電圧位相を変化させるとともに、モータ回転速度が急激に変化した場合には、モータ回転速度の変化比に応じてコンバータの出力電圧を変化させる制御が記載されている。

また、特許第３７５５４２４号公報（特許文献２）には、交流電動機に矩形波電圧を印加して回転駆動する駆動制御装置において、トルク偏差に基づいて交流電動機に印加される矩形波電圧を制御する矩形波電圧制御について、回転子の位置を検出することなく実現するための構成が記載されている。

さらに、特開２００６−５４９９５号公報（特許文献３）には、矩形波電圧の印加で回転する交流電動機を制御する駆動制御装置において、電圧・電流検出値に基づく実トルク値と指令トルク値とに従う第１電圧位相と、電動機モデルに基づく推定トルク値と指令トルク値に従う第２電圧位相とを算出し、これらを重み付けした値を矩形波電圧の位相として用いる制御方式が提案されている。さらに、特開２００１−１４５３８１号公報（特許文献４）には、ブラシレスＤＣモータにおいて、矩形波信号の位相を進角または遅角させることによって、同一回転速度でもトルクを変化可能であることが記載されている。
特開２００６−３２００３９号公報 特許第３７５５４２４号公報 特開２００６−５４９９５号公報 特開２００１−１４５３８１号公報

上記特許文献１〜４は、交流電動機のトルク実績をフィードバック制御する制御構成で共通している。しかしながら、交流電動機の出力トルクは、矩形波電圧制御の操作量である電圧位相のみではなく、回転速度に代表されるモータ運転状態によっても変化する。すなわち、矩形波電圧の位相が同じであっても、モータ運転状態が変化すると出力トルクが変化してしまう。

したがって、上述のようなトルクフィードバック制御では、交流電動機の運転状態が変化した場合には、当該運転状態の変化に伴うトルク変化量がトルク偏差として検出された後に、当該トルク偏差を解消するための制御演算に従って電圧位相が変化することになる。この結果、運転状態の変化時には、一時的にトルク変動や過電流が発生する可能性があり、その制御応答性および安定性に問題が生じるおそれがある。

この発明は、このような問題を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク偏差に応じて変化させる交流電動機制御において、交流電動機の運転状態の変化に対応したトルク変化量をフィードバック制御を待つことなく補償することによって制御応答性を向上させることである。

この発明による交流電動機の制御システムは、インバータと、矩形波制御部とを備える。インバータは、直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するように構成される。矩形波制御部は、交流電動機のトルク偏差のフィードバック制御に従ってインバータから交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を変化させるように構成される。そして、矩形波制御部は、比例制御演算部と、積分制御演算部と、制御信号発生部と、積分項補正部とを含む。比例制御演算部は、トルク偏差の現在値に基づいて電圧位相の第１の制御量を設定する。積分制御演算部は、トルク偏差の積分処理に基づいて電圧位相の第２の制御量を設定する。制御信号発生部は、第１および第２の制御量の和に従った電圧位相に対応させて、インバータの制御指令を生成する。積分項補正部は、交流電動機の運転状態に関連する少なくとも１つのモータ変数および電圧位相を変数とするトルク演算式に従って、モータ変数の変化量に対応するトルク変化量および、当該トルク変化量を相殺するための電圧位相シフト量を演算するように構成される。さらに、積分制御演算部は、電圧位相シフト量に従って第２の制御量を変化させるように構成される。

好ましくは、積分項補正部は、トルク演算式を電圧位相で微分して得られた微分式に従って、現在の運転状態および電圧位相に対応する第１の動作点における、電圧位相の変化に対するトルクの変化の比である第１の傾きを算出する。そして、積分項補正部は、トルク変化量を第１の傾きによって除算することにより求められた第１の位相変化量に従って電圧シフト量を算出する。

さらに好ましくは、積分項補正部は、さらに、トルク演算式に従って、電圧位相を現在値から第１の位相変化量だけ変化させた第１の電圧位相および現在の運転状態に対応する第２の動作点におけるトルク値を算出するとともに、第１および第２の動作点の間での電圧位相差に対するトルク差の比である第２の傾きを算出する。そして、積分項補正部は、トルク変化量を第２の傾きによって除算することにより求められた第２の位相変化量に従って電圧シフト量を算出する。

さらに好ましくは、積分項補正部は、さらに、トルク演算式に従って、電圧位相を現在値から第２の位相変化量だけ変化させた第２の電圧位相および現在の運転状態に対応する第３の動作点を設定するとともに、第３の動作点におけるトルク値を算出する。そして、積分項補正部は、算出した当該トルク値とトルク目標値との偏差が所定値より小さいか否かを判定し、偏差が所定値以上である場合には、第３および第１の動作点の間での電圧位相差に対するトルク差の比である第３の傾き（ｋ´）を算出する。さらに、積分項補正部は、トルク変化量を第３の傾きによって除算することにより求められた第３の位相変化量に従って電圧シフト量を算出する。

特にこのような構成では、積分項補正部は、さらに、電圧位相を現在値から第３の位相変化量だけ変化させた電圧位相および、現在の運転状態に対応する動作点へ第３の動作点を更新するとともに、トルク演算式に従って第３の動作点におけるトルク値を更新する。そして、積分項補正部は、第３の動作点が更新される毎に、更新されたトルク値とトルク目標値との偏差を所定値と比較し、かつ、偏差が所定値以上である間は、第３の動作点の更新処理を繰り返し実行するように構成される。

また好ましくは、モータ変数は、交流電動機の回転速度および／または直流電圧を含む。

さらに好ましくは、交流電動機の制御システムは、コンバータをさらに備える。コンバータは、蓄電装置とインバータとの間に設けられ、インバータの直流側の直流電圧を電圧指令値に従って制御するように構成される。

好ましくは、交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される。

本発明によれば、交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク偏差に応じて変化させる交流電動機制御において、交流電動機の運転状態の変化に起因するトルク変動を抑制することによって制御応答性を向上させることができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一の符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（制御システムの全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）ＶＨをインバータ１４へ供給する。また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。昇圧動作時および降圧動作時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度（単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）によって示されるものとする）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流電動機Ｍ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ制御システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の一部については、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧに基づいて、後述する方法により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧の基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機Ｍ１に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

交流電動機Ｍ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低速度域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中速度域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高速度域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

上記制御モードのうち、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御については、周知の任意の制御構成を適用することが可能である。たとえば、交流電動機Ｍ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍと一致するように、トルク指令値Ｔｑｃｏｍからｄ軸，ｑ軸の電流指令値を求め、これらの電流指令値に対するモータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のフィードバック制御を行なうことにより、ＰＷＭ制御が実現できる。

（矩形波電圧制御）
本発明による交流電動機の制御システムは、交流電動機Ｍ１のトルクを所定の制御周期毎にフィードバック制御する矩形波電圧制御に特徴点を有するものである。したがって、以下では、矩形波電圧制御の制御構成について詳細に説明する。

本実施の形態による交流電動機の矩形波電圧制御は、図４に示されるような、電圧位相θｖに対する出力トルクの変化特性に従って実施される。

図４を参照して、一般的には、正トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＞０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを遅らせるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖは制御される。これに対して、負トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＜０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを進めるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖが制御される。

図５は、矩形波電圧制御の具体的な制御構成を説明するための機能ブロック図である。 図５を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、偏差演算部４２５と、比例制御演算部４３０と、積分制御演算部４４０と、積分項補正部４５０と、加算部４５５と、矩形波発生器４６０と、信号発生部４７０とを含む。なお、図５中の各機能ブロックについては、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
なお、トルク推定値Ｔｑについては、上記電力演算部４１０およびトルク演算部４２０による推定方式に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク推定値Ｔｑを求めてもよい。

偏差演算部４２５は、トルク推定値Ｔｑおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って、トルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）を演算する。

比例制御演算部４３０は、今回の制御周期におけるトルク偏差ΔＴｑ、すなわちトルク偏差ΔＴｑの現在値と、所定の比例ゲインＫｐとの積に基づいて、Ｐ（比例）制御に係る位相制御量θｐを演算する。すなわち、θｐ＝Ｋｐ・θｐで演算される。

これに対して、積分制御演算部４４０は、トルク偏差ΔＴｑの積分値と所定の積分ゲインＫｉとに基づいて、I（積分）制御に係る位相制御量θｉを演算する。加算部４５５は、比例制御演算部４３０による位相制御量θｐおよび積分制御演算部４４０による位相制御量θｉの和に従って、電圧位相θｖを設定する。

矩形波発生器４６０は、加算部４５５によって設定された電圧位相θｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４７０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相θｖに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。

このように、図５に示した矩形波電圧制御部４００の構成から、積分項補正部４５０を除いた機能部分によれば、一般的なトルクフィードバック制御が実現される。しかしながら、このような一般的なフィードバック制御では、交流電動機Ｍ１の運転状態（以下、単に「モータ運転状態」と称する）が変化した際の制御応答性を十分に確保できない虞がある。図６を用いて、一般的なフィードバック制御の問題点を説明する。

図６には、モータ運転状態変化の一例として、交流電動機Ｍ１の回転速度がＮ１（高回転）からＮ２（低回転）へ変化した際の出力トルク挙動が示される。

図６を参照して、回転速度がＮ１の状態下でフィードバック制御により電圧位相がθ０に設定されることによって出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに一致している状態（動作点Ｐａ）から、回転速度がＮ２に変化すると、電圧位相がθ０のままであっても出力トルクが上昇する（動作点Ｐｃ）。そして、回転速度がＮ２の状態下でのフィードバック制御によって、動作点Ｐｃでの出力トルクとトルク指令値Ｔｑｃｏｍとのトルク偏差ΔＴｑを解消するように、電圧位相θｖが徐々に変化する。そして、出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに一致する状態（動作点Ｐｂ）では、電圧指令がθ０♯となる。

このように、一般的なＰＩ制御によるフィードバック制御では、モータ運転状態（代表的には回転速度）が変化した場合には、その結果として生じたトルク偏差を検出した後に、当該トルク偏差がフィードバック制御によって解消されるまでの期間、トルク偏差が不可避に発生する。すなわち、動作点Ｐａから動作点Ｐｃを経由して、徐々に最終的な動作点Ｐｂへ至るような制御動作となってしまうため、モータ運転状態の変化時における制御応答性が十分ではない。また、モータ運転状態が変化した瞬間のトルク変動やモータ電流についても過大となってしまう可能性がある。

したがって、本発明の実施の形態による矩形波電圧制御では、交流電動機の運転状態の変化に速やかに対処するために、積分項補正部４５０（図５）を導入したフィードバック制御を実行する。積分項補正部４５０は、モータ運転状態の変化に対応するトルク変化量を相殺するための「電圧位相シフト量」に相当する積分項シフト量θｓｆを求める。積分制御演算部４４０は、積分項補正部４５０からの積分項シフト量θｓｆに従って、位相制御量θｉを変化させるように構成される。また、位相制御量（比例項）θｐは「第１の制御量」に対応し、位相制御量（積分項）θｉは「第２の制御量」に対応する。

積分項補正部４５０の機能の説明にあたり、まず、回転速度に代表されるモータ運転状態および電圧位相に対する出力トルクの特性（以下、単に「トルク特性」と称する）について説明する。

モータ運転状態を反映したトルク特性は、以下に説明するトルク演算式によって把握される。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記（３）〜（５）式で示される。

（３），（４）式において、Ｒａは電機子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Ｐは交流電動機Ｍ１の極対数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる。

なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用される（図２）ことを考慮すると、（３），（４）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（４），（５）式は、矩形波電圧制御適用時には、下記（６），（７）式で示される。

さらに、矩形波電圧制御時には、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧で示されるモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分が、システム電圧ＶＨの０．７８倍となることを考慮すると、（６）式，（７）式を、上記（３）式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機Ｍ１の出力トルクＴとの間の関係を示すトルク演算式（８）を得ることができる。

（８）式から理解されるように、モータ運転状態を示すモータ変数ＶＨ，ω（Ｎｍ）をトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクＴとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。なお、（８）式中において、ψは交流電動機Ｍ１の逆起電圧係数を示す。また、定数項Ｋａ，Ｋｂは、モータ定数として予め固定されるので、上記（８）式は、下記（９）式のように変形できる。すなわち、（８），（９）式は、モータ変数ＶＨ，ωおよび電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。

トルク特性線５００および５１０は、他のモータ運転状態を一定とした上で、回転速度Ｎｍをモータ変数とした場合における式（９）に従って、具体的には、式（９）に回転速度がＮ１およびＮ２のときの角速度ωをそれぞれ代入することによって導出される。

トルク特性線５００および５１０の比較から理解されるように、概略的には、同一の電圧位相に対して、回転速度の上昇に従って出力トルクが減少する特性を示す。なお、図６を含め、以下では力行領域のトルク特性に従って実施の形態を説明するが、式（９）から理解されるとおり、図示しない回生領域においても同様に、同一の電圧位相に対して、回転速度の上昇に従って出力トルクの絶対値が減少する特性が存在する。

次に、図７を用いて、モータ運転状態の変化に対応するための、積分項補正部４５０（図５）による積分項シフト量θｓｆの演算について詳細に説明する。なお、実施の形態１では、積分項補正部４５０（図５）は、モータ運転状態を示すモータ変数のうちの、モータ回転速度Ｎｍの変化に応じて、積分項シフト量θｓｆを演算する。

図７を参照して、現在のモータ運転状態（Ｎｍ＝Ｎ１）に対応するトルク特性線５００上の現在の電圧位相θ０に対応する動作点Ｐａから、モータ運転状態の変化、具体的にはモータ回転速度ＮｍがＮ１からＮ２に変化することにより、変化後のモータ運転状態に対応するトルク特性線５１０上での電圧位相θ０に対応する動作点Ｐｃが定められる。したがって、式（９）から演算される、動作点Ｐａでのトルク値Ｔ０および動作点Ｐｃでのトルク値Ｔ１から、モータ回転速度ＮｍがＮ１からＮ２に変化することによる、すなわち、モータ運転状態の変化に対応するトルク変化量ΔＴｔｌ（ΔＴｔｌ＝Ｔ１−Ｔ０）が求められる。

さらに、上記式（９）を電圧位相θで微分することにより、各トルク特性線上での接線の傾きＫｔｌを演算するための、下記式（１０）が導出される。

式（１０）に、θ＝θ０およびω＝２π・（Ｎ２／６０）・Ｐを代入することにより、トルク特性線５１０の動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌが演算される。そして、接線ＴＬ上において、動作点Ｐｃから、出力トルクをトルク変化量ΔＴｔｌだけ変化させた動作点Ｐｂ♯を接線の傾きＫｔｌに従って求めることができる。すなわち、トルク変化量ΔＴｔｌを相殺するのに必要な電圧位相シフト量を、下記（１１）式により求めることができる。すなわち、動作点Ｐｃは「第１の動作点」に対応し、傾きＫｔｌは「第１の傾き」に対応し、式（１１）によるθｓｆは、「第１の位相変化量」に対応する。

θｓｆ＝ΔＴｔｌ／Ｋｔｌ …（１１）
式（９）から理解されるように、式（９）に従って、現在のモータ運転状態および目標トルク値から、当該目標トルク値に対応する電圧位相θを逆算する演算、すなわち、トルク特性線５１０上における、目標トルクに対応する動作点Ｐｂを直接演算することは困難である。その一方で、積分項補正部４５０（図５）によれば、トルク特性線５１０に従った、動作点Ｐｃでのトルク変化量ΔＴｔｌおよび接線傾きＫｔｌに基づいた相対的に簡易な演算処理によって、積分項シフト量θｓｆを求めることができる。

再び図５を参照して、積分項補正部４５０は、上記のように求めた積分項シフト量θｓｆを、積分制御演算部４４０に出力する。積分制御演算部４４０では、トルク偏差ΔＴｑの積分処理に加えて、積分項シフト量θｓｆによる補正演算を実行することによって、具体的には、下記（１２）式に従って位相制御量θｉを算出する。

θｉ（ｉ）＝θｉ（ｉ−１）＋ｋｉ・ΔＴｑ−θｓｆ …（１２）
なお、式（１２）において、θｉ（ｉ−１）は、前回の制御周期における位相制御量θｉを示し、θｉ（ｉ）は、今回の制御周期で演算される位相制御量θｉを示すものとする。

再び図７を参照して、モータ回転速度（モータ運転状態）の変化によるトルク変化量ΔＴｔｌ（ここではΔＴｔｌ＞０）を相殺するための積分項シフト量θｓｆを導入することにより、電圧位相θｖは、θ０からθ１（θ１＝θ０−θｓｆ）に変化する。この結果、交流電動機Ｍ１は、トルク特性線５１０上での電圧位相θ１に対応する動作点Ｐｄで動作することとなり、その出力トルクはＴ２となる。そして、トルク指令値Ｔｑｃｏｎに対応する目標トルクＴ０に対するトルク偏差（Ｔ０−Ｔ２）は、図５のフィードバック制御ループによって補償される。この結果、動作点Ｐｄから本来の動作点Ｐｂへ向けて電圧位相θｖが変化するように、すなわち、電圧位相がθ１からθ０♯へ向けて変化するようにフィードバック制御が行なわれる。

図６および図７の比較から理解されるように、動作点がＰａからＰｃへ移されてから、トルク偏差に応じて動作点Ｐｂへ向けて電圧位相が制御される一般的なフィードバック制御と比較して、本実施の形態１の矩形波電圧制御によれば、モータ回転速度（モータ運転状態）の変化に対応させて、動作点をＰａからＰｄへ直接移すことができる。したがって、通常のＰＩ（比例積分）制御に従うトルクフィードバック制御に対して外乱となる、モータ運転状態の変化によって生じるトルク偏差を低減することが可能となり、その制御応答性を高めることができる。

さらに、図８および図９のフローチャートを用いて、実施の形態１による矩形波電圧制御を実現するための制御処理手順の詳細について説明する。図８および図９による制御処理は、所定の制御周期毎に実行される。

なお、図８および図９を含め、以下に説明する各フローチャートの各ステップは、制御装置３０による、予め格納された所定のプログラム実行によるソフトウェア処理、あるいは電子回路の作動によるハードウェア処理によって実現することができる。

図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、交流電動機Ｍ１のフィードバック制御の対象とされるトルクのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する偏差ΔＴｑを演算する。ステップＳ１００による処理は、図５中の、電力演算部４１０、トルク演算部４２０および偏差演算部４２５の機能に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ１１０では、ステップＳ１００で求めた偏差ΔＴｑに基づいて、比例項θｐを演算する。具体的には、所定の比例ゲインＫｐと偏差ΔＴｑとの積に従って、比例項θｐ＝Ｋｐ・ΔＴｑと演算される。ステップＳ１１０による処理は、図５中の、比例制御演算部４３０の機能に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ１２０により積分処理を実行する。すなわち、積分項θｉの前回値に対して、今回の制御周期における偏差ΔＴｑと所定の積分ゲインＫｉとの積を積算するように、積分処理が実行される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、モータ運転状態の変化に応じた積分項シフト量θｓｆの算出を実行する。すなわち、ステップＳ１３０の処理は、図５中の積分項補正部４５０の機能に相当する。ステップＳ１３０による制御処理手順の詳細については後ほど説明する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、ステップＳ１３０で求めた積分項シフト量θｓｆを用いて、ステップＳ１２０による積分処理結果を補正することによって、積分項θｉを求める。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１５０では、比例項θｐおよび積分項θｉの和に従って、今回の制御周期における電圧位相θｖを演算する。すなわち、ステップＳ１２０およびＳ１４０による処理は、図５中の積分制御演算部４４０の機能に対応し、ステップＳ１５０による処理は、図５中の加算部４５５の機能に対応する。

そして、図５に示した矩形波発生器４６０および信号発生部４７０によって、ステップＳ１５０で演算された電圧位相θｖを実現するための、インバータ１４のスイッチング指令、すなわち、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が生成される。

次に、図９を用いて、図８のステップＳ１３０による積分項シフト量の算出処理の詳細について説明する。

図９を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００により、前回の制御周期で設定された、現在の電圧位相指令（θ０）と、前回の制御周期における回転速度（Ｎ１）とを用いて、式（９）によるトルク演算を行なう。ステップＳ２００による演算は、前回の制御周期におけるモータ運転状態（回転速度）に従うトルク特性線５００上における、電圧位相θ０に対応する動作点Ｐａにおけるトルク値Ｔ０を求める演算に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２１０では、現在の電圧指令（θ０）と今回の制御周期における回転速度（Ｎ２）とを用いて、式（９）によるトルク演算を行なう。ステップＳ２１０による演算は、今回の制御周期におけるモータ運転状態（回転速度）に従うトルク特性線５１０上における、電圧位相θ０に対応する動作点Ｐｃにおけるトルク値Ｔ１を求める演算に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２０により、動作点Ｐｃでの接線傾きＫｔｌを演算する。上述のように、式（１０）に従って、動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌが演算される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２３０により、ステップＳ２００およびＳ２１０によるトルク演算結果から、回転速度がＮ１からＮ２に変化することによる、すなわちモータ運転状態の変化に対応する、トルク変化量ΔＴｔｌを算出する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２４０により、ステップＳ２３０で求めたトルク変化量ΔＴｔｌと、ステップＳ２２０で求めた接線傾きＫｔｌとに基づいて、積分項シフト量θｓｆ＝Δｔｌ／Ｋｔｌを演算する。

ステップＳ２４０により、図７に示したように、現在のモータ運転状態（回転速度Ｎ２）および電圧位相（θ０）に対応する動作点Ｐｃにおける、接線ＴＬの傾きに従って、現在のモータ運転状態下で、モータ運転状態の変化に伴うトルク変化量ΔＴｔｌを相殺するために必要なトルク変化量として、θｓｆを求めることができる。

実施の形態１による矩形波電圧制御によれば、モータ運転状態の１つである回転速度が変化した際に、当該変化によるトルク変化量を相殺するための積分項シフト量θｓｆをトルク演算式およびその微分式（式（９），（１０））に従って演算するとともに、積分項θｉのシフト量としてフィードバック制御に反映することができる。

この結果、交流電動機Ｍ１のトルクを所定の制御周期毎にフィードバック制御する矩形波電圧制御において、モータ運転状態の変化によるトルク変化量を相殺するように電圧位相を即座に変化させることができるので、モータ運転状態の変化時にもトルク偏差が増大することを防止して、制御応答性を確保することが可能となる。

［実施の形態１の変形例１］
実施の形態１では、モータ運転状態として交流電動機Ｍ１の回転速度が変化した場合の制御について説明した。実施の形態１の変形例１では、モータ運転状態の他の例として、インバータ１４の直流側電圧であるシステム電圧ＶＨの変化に対応した矩形波電圧制御について説明する。

図１０には、図６と比較される、他のモータ運転状態が変化しない中で、システム電圧ＶＨがＶ１（低電圧）からＶ２（高電圧）に変化した際における、矩形波電圧制御の挙動を説明する概念図が示される。

図１０には、モータ運転状態変化の一例として、交流電動機Ｍ１の印加電圧振幅に対応するシステム電圧がＶ１（低電圧）からＶ２（高電圧）に変化した際の出力トルク挙動が示される。

図１０を参照して、トルク特性線５００および５１０は、他のモータ運転状態を固定した場合における、式（９）中のシステム電圧ＶＨにＶ１およびＶ２をそれぞれ代入することによって得られる。トルク特性線５００および５１０の比較から理解されるように、概略的には、同一の電圧位相に対して、システム電圧の上昇に従って出力トルクが増加する特性を示す。図示しない回生領域においても同様に、同一の電圧位相に対して、システム電圧の上昇に従って出力トルクの絶対値が増大する。

システム電圧ＶＨ＝Ｖ１のときに、出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御されて電圧位相θｖ＝θ０となっている状態（動作点Ｐａ）から、システム電圧ＶＨがＶ２に上昇すると、電圧位相がθ０のままであっても出力トルクがＴ１へ上昇する（動作点Ｐｃ）。そして、一般的なフィードバック制御では、この結果生じたトルク偏差ΔＴｑを解消するように、電圧位相θｖが、トルク特性線５１０上で出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍとなる電圧位相θ０♯（動作点Ｐｂ）へ向けて徐々に変化する。したがって、図６で説明したのと同様に、一般的なフィードバック制御では、モータ運転状態（たとえばシステム電圧）の変化によるトルク偏差が一旦生じてから、当該トルク偏差を補償するような制御動作が行なわれる。

したがって、実施の形態１の変形例１による矩形波電圧制御では、図１１に示すように、積分項補正部４５０（図５）による積分項シフト量θｓｆを算出する。

図１１を参照して、システム電圧ＶＨがＶ１からＶ２に変化した際には、システム電圧ＶＨ＝Ｖ２のときにトルク特性線５１０上の、電圧位相θｖ＝θ０のときの動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌから、システム電圧ＶＨの変化（Ｖ１→Ｖ２）によって生じたトルク変化量ΔＴｔｌを相殺するための電圧位相として、積分項シフト量θｓｆを算出する。すなわち、図１１で説明する処理は、図７において、回転速度をシステム電圧に置換したものに相当するので、詳細については説明を繰り返さない。

図１２は、実施の形態１の変形例１における、積分項シフト量θｓｆの演算処理手順を示すフローチャートである。実施の形態１の変形例１による矩形波電圧制御では、実施の形態１による矩形波電圧制御と比較して、積分項シフト量の演算（図８のステップＳ１３０）について、図９に示すフローチャートに代えて、図１２に示すフローチャートに従って実行する点が異なる。その他の点は、実施の形態１と同様なので詳細な説明は繰返さない。

図１２および図９のフローチャートを比較して、実施の形態１の変形例１では、制御装置３０は、ステップＳ２００〜Ｓ２３０に代えて、ステップＳ２１２〜Ｓ２３２を実行する。

制御装置３０は、ステップＳ２０２では、前回の制御周期で設定された、現在の電圧位相指令（θ０）と、前回の制御周期におけるシステム電圧（Ｖ１）とを用いて、式（９）によるトルク演算を行なう。ステップＳ２０２による演算は、図９のステップＳ２００において、回転速度Ｎ１をシステム電圧Ｖ１に置換したものに相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２１２では、現在の電圧指令（θ０）と今回の制御周期におけるシステム電圧（Ｖ２）とを用いて、式（９）によるトルク演算を行なう。ステップＳ２１２による演算は、図９のステップＳ２１０において、回転速度Ｎ２をシステム電圧Ｖ２に置換したものに相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２２により、動作点Ｐｃでの接線傾きＫｔｌを演算する。具体的には、式（１０）に、システム電圧ＶＨ＝Ｖ２および電圧位相θ０を式（１０）に代入することにより、動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌを演算するものである。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２３２では、システム電圧がＶ１からＶ２に変化することによって生じるトルク変化量ΔＴｔｌ（ΔＴｔｌ＝Ｔ１−Ｔ０）を算出する。すなわちステップＳ２３２による処理についても、図９のステップＳ２３０において、回転速度変化をシステム電圧変化に置換したものに相当する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２４０では、ステップＳ２２２で求めた接線傾きＫｔｌおよびステップＳ２３２で求めたトルク変化量ΔＴｔｌに従って、積分項シフト量θｓｆ（θｓｆ＝ΔＴｔｌ／Ｋｔｌ）を算出する。

このように実施の形態１の変形例１の矩形波電圧制御によれば、モータ運転状態の１つである、モータ駆動電圧の振幅に相当する、インバータ１４の直流リンク電圧、すなわち、システム電圧ＶＨが変化した際に、当該変化によるトルク変化量を相殺するための電圧位相変化量を、積分項シフト量θｓｆとしてトルク演算式およびその微分式（式（９），（１０））に従って演算するとともに、積分項θｉのシフト量としてフィードバック制御に反映することができる。

この結果、実施の形態１と同様に、交流電動機Ｍ１のトルクを所定の制御周期毎にフィードバック制御する矩形波電圧制御において、モータ運転状態（システム電圧）の変化によるトルク変化量を相殺するように電圧位相を即座に変化させることができるので、モータ運転状態の変化時にもトルク偏差が増大することを防止して、制御応答性を確保することが可能となる。

特に、図１に示した制御システム構成のように、コンバータ１２によって、交流電動機Ｍ１の出力（回転速度・トルク等）に対応させて、システム電圧ＶＨを積極的に可変制御する構成では、モータ駆動電圧の振幅、すなわちシステム電圧ＶＨが変化する頻度が高くなる。したがって、システム電圧ＶＨの変化をモータ運転状態の変化として捉えて、積分項シフト量に反映することの効果が高くなる。

なお、システム電圧ＶＨについては、電圧センサ１３の検出値を用いて上述の演算処理を行なってもよいし、システム電圧ＶＨの指令値ＶＨｒｅｆを用いてもよい。

［実施の形態１の変形例２］
実施の形態１の変形例２では、実施の形態１およびその変形例１を組合せて、モータ回転速度およびシステム電圧の両方に基づいて、モータ運転状態の変化に対応した積分項シフト量を算出する制御構成について説明する。

図１３には、図６と比較される、システム電圧ＶＨおよび回転速度Ｎｍの両方が変化した際における、矩形波電圧制御の挙動を説明する概念図が示される。図１３には、モータ運転状態変化のさらに他の一例として、交流電動機Ｍ１の印加電圧振幅に対応するシステム電圧がＶ１（低電圧）からＶ２（高電圧）に変化し、かつ、回転速度ＮｍがＮ１（高回転）からＮ２（低回転）に変化した際におけるトルク挙動が示される。

図１３を参照して、トルク特性線５００および５１０は、式（９）中のシステム電圧ＶＨ，角速度ωについて、Ｖ１，ω（Ｎ１）およびＶ２，ω（Ｎ２）をそれぞれ代入することによって得られる。すなわち、回転速度（角速度）およびシステム電圧の両方についてモータ変数として用いても、式（９）に従って、モータ運転状態が変化する際にトルク特性線５００，５１０を設定することができる。

たとえば、システム電圧Ｖ１かつ回転速度Ｎ１のときに、出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御されて電圧位相θｖ＝θ０となっている状態（トルク特性線５００上の動作点Ｐａ）から、システム電圧Ｖ２かつ回転速度Ｎ２に変化すると、電圧位相がθ０のままであっても出力トルクがＴ１へ上昇する（動作点Ｐｃ）。そして、一般的なフィードバック制御では、モータ運転状態の変化によるトルク偏差ΔＴｑが一旦生じてから、電圧位相θｖは、トルク特性線５１０に沿って、出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍとなる電圧位相θ０♯（動作点Ｐｂ）へ向けて徐々に変化する。

実施の形態１の変形例２による矩形波電圧制御では、図１４に示すように、モータ回転速度およびシステム電圧の両方をモータ運転状態として、積分項シフト量θｓｆの演算に反映する。

図１４を参照して、各制御周期において、現在のモータ運転状態および電圧位相（θｖ＝θ０）に対応する、トルク特性線５１０上の動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌから、システム電圧および回転速度の変化（モータ運転状態の変化）によって生じたトルク変化量ΔＴｔｌを相殺するための電圧位相として、積分項シフト量θｓｆを算出する。

図１５は、実施の形態１の変形例２における、積分項シフト量θｓｆの演算処理手順を示すフローチャートである。実施の形態１の変形例２による矩形波電圧制御では、実施の形態１による矩形波電圧制御と比較して、積分項シフト量の演算（図８のステップＳ１３０）について、図９に示すフローチャートに代えて、図１５に示すフローチャートに従って実行する点が異なる。その他の点は、実施の形態１と同様なので詳細な説明は繰返さない。

図１５および図９のフローチャートを比較して、実施の形態１の変形例２では、制御装置３０は、ステップＳ２００〜Ｓ２３０に代えて、ステップＳ２１４〜Ｓ２３４を実行する。

制御装置３０は、ステップＳ２０４では、前回の制御周期で設定された、現在の電圧位相指令（θ０）と、前回の制御周期におけるシステム電圧（Ｖ１）および回転速度（Ｎ１）とを用いて、式（９）によるトルク演算を行なう。ステップＳ２０４による演算は、図９のステップＳ２００において、回転速度Ｎ１を、回転速度Ｎ１およびシステム電圧Ｖ１の両者に置換したものに相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２１４では、現在の電圧指令（θ０）と今回の制御周期におけるシステム電圧（Ｖ２）および回転速度（Ｎ２）とを用いて、式（９）によるトルク演算を行なう。ステップＳ２１２による演算は、図９のステップＳ２１０において、回転速度Ｎ２を、回転速度Ｎ２およびシステム電圧Ｖ２の両者に置換したものに相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２４により、動作点Ｐｃでの接線傾きＫｔｌを演算する。具体的には、式（１０）に、システム電圧ＶＨ＝Ｖ２、回転速度Ｎ２に対応する角速度ω（Ｎ２）、および電圧位相θ０を式（１０）に代入することにより、動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌを演算するものである。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２３４では、システム電圧および回転速度が変化（Ｖ１，Ｎ１→Ｖ２、Ｎ２）に変化することによって生じるトルク変化量ΔＴｔｌ（ΔＴｔｌ＝Ｔ１−Ｔ０）を算出する。

そして、制御装置３０はステップＳ２４０では、ステップＳ２２４で求めた接線傾きＫｔｌおよびステップＳ２３４で求めたトルク変化量ΔＴｔｌに従って、積分項シフト量θｓｆ（θｓｆ＝ΔＴｔｌ／Ｋｔｌ）を算出する。

このように、実施の形態１の変形例２の矩形波電圧制御によれば、モータ回転速度と、モータ駆動電圧の振幅、すなわち、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）との両方の変化について、当該変化によるトルク変化量を相殺するための電圧位相変化量である積分項シフト量θｓｆをトルク演算式およびその微分式（式（９），（１０））に従って演算することができる。

すなわち、実施の形態１およびその変形例１，２に示した交流電動機の制御システムによれば、交流電動機Ｍ１のトルクを所定の制御周期毎にフィードバック制御する矩形波電圧制御において、モータ回転速度および／またはシステム電圧に代表されるモータ運転状態の変化によるトルク変化量を相殺するように電圧位相を即座に変化させることができるので、モータ運転状態の変化時にもトルク偏差が増大することを防止して、制御応答性を確保することが可能となる。

［実施の形態２］
実施の形態１およびその変形例１，２では、積分項シフト量の演算は、図７，１１，１４において、現在のモータ運転状態に従うトルク特性線５１０上の現在の動作点Ｐｃにおける接線の傾きに基づいて、本来求めるべき動作点Ｐｂに代えて、動作点Ｐｂ♯を求めることによって実行されたものである。したがって、電圧位相の領域によっては、動作点Ｐａ，Ｐｂの接線傾きの差に起因して動作点Ｐｂ♯およびＰｂの差が大きくなることによって、積分項シフト補正量θｓｆの設定誤差が大きくなる可能性がある。

したがって、実施の形態２では、モータ運転状態の変化を補償するための積分項シフト量θｓｆをより精密に求める手法、すなわち図７，１１，１４における、現在の動作点Ｐｃおよび本来の動作点Ｐｂの電圧位相差（θ０−θ０♯）と、積分項シフト補正量θｓｆとをより近づけるための演算処理について説明する。

図１６を参照して、トルク特性線５００は、前回の制御周期におけるモータ運転状態（システム電圧および／またはモータ回転速度）を式（９）に代入して得られるものであり、トルク特性線５１０は、現在のモータ状態（システム電圧および／またはモータ回転速度）を式（９）に代入したものである。

モータ運転状態の変化によって生じたトルク変化量ΔＴｔｌおよび、動作点Ｐｃにおける接線ＴＬの傾きＫｔｌから求められた動作点Ｐｂ♯と、現在の動作点Ｐｃとの間の電圧位相差（θ０−θ１）が、実施の形態１による矩形波電圧制御での積分項シフト量に相当する。

実施の形態２による矩形波電圧制御では、接線ＴＬ上の動作点Ｐｂ♯での電圧位相θ１における、トルク特性線５１０上の動作点Ｐｄ（トルク値Ｔ２）をさらに求める。そして、動作点ＰｄおよびＰｃを結ぶ直線５２０のトルク値Ｔ０となる動作点Ｐｅを求める。図１６より、動作点Ｐｅの電圧位相θ２は、動作点Ｐｂ♯の電圧位相θ１よりも、本来の動作点Ｐｂの電圧位相θ０♯に近いことが、幾何的に理解される。

実施の形態２による矩形波電圧制御では、実施の形態１およびその変形例１，２による矩形波電圧制御と比較して、積分項シフト量の演算（図８のステップＳ１３０）について、図１７に示すフローチャートに従って実行する点が異なる。その他の点は、実施の形態１またはその変形例１，２と同様なので詳細な説明は繰返さない。図１７に示す演算処理に従って、動作点ＰａおよびＰｅ間の電圧位相が求められる。

図１７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３００では、現在の電圧位相θ０と、前回の制御周期におけるモータ運転状態とを用いて、式（９）に従ったトルク演算を実行する。すなわち、トルク特性線５００に従って、動作点Ｐａのトルク値Ｔ０が算出される。さらに、制御装置３０は、ステップＳ３１０により、現在の電圧位相θ０と今回の制御周期におけるモータ運転状態とを用いて、式（９）に従ったトルク演算を実行する。すなわち、トルク特性線５１０上の動作点Ｐｃにおけるトルク値Ｔ１が演算される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ３２０により、今回の制御周期におけるモータ運転状態を用いて、式（１０）に従って、動作点Ｐｃの接線ＴＬの傾きＴｔｌを演算し、ステップＳ３３０では、モータ運転状態の変化によるトルク変化量ΔＴｔｌ（ΔＴｔｌ＝Ｔ１−Ｔ０）を算出する。そして、制御装置３０は、ステップＳ３４０により、接線ＴＬの傾きＫｔｌおよびトルク変化量ΔＴｔｌに基づいて、動作点Ｐｂ♯の電圧位相θ１を求める（θ１＝θ０−ΔＴｔｌ／Ｋｔｌ）。ステップＳ３００〜Ｓ３４０による処理は、実施の形態１による矩形波電圧制御と同様である。

そして、制御装置３０は、ステップＳ３５０により、電圧位相θ１を用いてトルク特性線５１０上でのトルク演算を行なう。これにより、動作点Ｐｄのトルク値Ｔ２が求められる。制御装置３０は、ステップＳ３６０により、動作点ＰｃおよびＰｄを通る直線５２０の傾きｋ＝（Ｔ１−Ｔ２）／（θ０−θ１）を演算する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ４００では、ステップＳ３６０で求めた傾きｋおよびトルク変化量ΔＴｔｌから求められる、動作点ＰａおよびＰｅ間の電圧位相差ΔＴｔｌ／ｋを積分項シフト量θｓｆに設定する。動作点Ｐｄは「第２の動作点」に対応し、傾きｋは「第２の傾き」に対応し、ΔＴｔｌ／ｋによるθｓｆは、「第２の位相変化量」に対応する。

このように実施の形態２による矩形波電圧制御によれば、トルク演算式およびその微分式に従って、モータ運転状態の変化によるトルク変化量ΔＴｔｌを相殺するための電圧位相変化量、すなわち積分項シフト量θｓｆを、より精密に設定することが可能となる。

この結果、交流電動機Ｍ１のトルクを所定の制御周期毎にフィードバック制御する矩形波電圧制御において、モータ運転状態の変化に応じて発生する偏差をさらに抑制して、制御応答性を確保することが可能となる。

［実施の形態２の変形例］
実施の形態２の変形例では、モータ運転状態の変化を補償するための積分項シフト量θｓｆをさらに精密に求める手法について説明する。

図１８は、実施の形態２の変形例による矩形波電圧制御における積分項シフト量の演算を説明するための概念図である。

図１８を参照して、実施の形態２の変形例では、実施の形態２と同様に動作点Ｐｅまで求めた後、動作点Ｐｅの電圧位相θ２における、トルク特性線５１０上の動作点Ｐｆ（トルク値Ｔ３）をさらに求める。そして、トルク差｜Ｔ３−Ｔ０｜が所定値以上の場合には、直線５３０の傾きｋ´を求めるとともに、直線５３０上で動作点Ｐｃ（電圧位相θ０）から、電圧位相をΔＴｔｌ／ｋ´だけ動かした動作点に、動作点Ｐｅを更新する。これにより、更新された動作点Ｐｅの電圧位相は、更新前の動作点Ｐｅの電圧位相よりも、本来の動作点Ｐｂの電圧位相θ０♯に近づけることができる。

なお、動作点Ｐｅの更新に合わせて動作点Ｐｆも更新されるので、トルク差｜Ｔ３−Ｔ０｜についても再び評価することができる。したがって、動作点Ｐｅの更新毎にトルク差｜Ｔ３−Ｔ０｜を所定値と比較するとともに、トルク差｜Ｔ３−Ｔ０｜が所定値以上の間は、動作点ＰｅおよびＰｆの更新処理を繰り返す制御構成とすれば、積分項シフト量θｓｆの適用後におけるトルク偏差を一定範囲内に抑制することが可能となる。

実施の形態２の変形例による矩形波電圧制御についても、実施の形態１およびその変形例１，２による矩形波電圧制御と比較して、積分項シフト量の演算（図８のステップＳ１３０）について、図１９に示すフローチャートに従って実行する点が異なる。その他の点は、実施の形態１または変形例１，２と同様であるので詳細な説明は繰返さない。図１９に示す演算処理に従って、動作点ＰａおよびＰｅ間の電圧位相が求められる。

図１９を参照して、制御装置３０は、図１７と同様のステップＳ３００〜Ｓ３６０の処理の後に、ステップＳ４００により、直線５２０上で動作点Ｐｃ（電圧位相θ０）から電圧位相θｖをΔＴｔｌ／ｋだけ動かした動作点Ｐｅの電圧位相θ２を演算する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ４１０では、今回の制御周期でのモータ運転状態を用いて、式（９）に従って、トルク特性線５１０上の電圧位相θ２である動作点Ｐｆのトルク値Ｔ３を求める。そして、制御装置３０は、ステップＳ４２０により、トルク目標値（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）に相当するトルク値Ｔ０と、ステップＳ４１０で求められた動作点Ｐｆのトルク値Ｔ３とのトルク差（絶対値）が所定のしきい値εより小さいかどうかを判定する。

トルク差｜Ｔ３−Ｔ０｜＜εである場合には（Ｓ４２０のＹＥＳ判定時）、動作点Ｐｆを採用することによって生じるトルク偏差がしきい値εより小さいと予測される。したがって、制御装置３０は、ステップＳ３７０♯により、動作点Ｐａ，Ｐｅの電圧位相差を積分項シフト量に設定する。すなわち、積分項シフト量θｓｆ＝θ０−θ２に設定される。

一方で、ステップＳ４２０において偏差｜Ｔ３−Ｔ０｜≧εである場合（Ｓ４２０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、動作点Ｐｆを本来の動作点Ｐｂにさらに近づけるべく、図２０に示す処理によって、動作点Ｐｅ，Ｐｆを更新する。

図２０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ４２０のＮＯ判定時には、ステップＳ４３０により、動作点ＰｃおよびＰｆを通る直線５３０の傾きｋ′を求める。そして、制御装置３０は、ステップＳ４４０により、直線５３０上で、動作点Ｐｃから電圧位相をΔＴｔｌ／ｋ′だけ動かした点に、動作点Ｐｅを更新する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ４５０により、ステップＳ４４０で更新された動作点Ｐｅの電圧位相における、トルク特性線５１０上の点に動作点Ｐｆを更新する。これに伴い、動作点Ｐｆのトルク値Ｔ３についても更新される。そして、更新されたトルク値Ｔ３に基づいて、ステップＳ４２０の判定が再度実行される。

そして、偏差｜Ｔ３−Ｔ０｜＜εとなってステップＳ４２０がＹＥＳ判定となるまでの間、図２０によるステップＳ４３０〜Ｓ４５０による動作点Ｐｅ，Ｐｆの更新処理が繰り返し実行されることになる。この結果、モータ運転状態の変化の際に、積分項シフト量θｓｆの適用時のトルク偏差がε以下となるように、積分項シフト量θｓｆを設定することができる。なお、制御装置３０の演算負荷や演算所要時間を考慮して、ステップＳ４２０のＮＯ判定時における動作点Ｐｅ，Ｐｆの更新処理（ステップＳ４３０〜Ｓ４５０）の実行回数については、所定回数（１回あるい複数回）予め制限することも可能である。

このように実施の形態２の変形例による矩形波電圧制御によれば、トルク演算式およびその微分式に従って、モータ運転状態の変化によるトルク変化量ΔＴｔｌを相殺するための電圧位相変化量、すなわち積分項シフト量θｓｆを、トルク偏差が所定値（しきい値ε）よりも小さくなるように、さらに精密に設定することが可能となる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。さらに、トルク演算式に反映するモータ変数についても、上述の説明（ＮｍおよびＶＨ）に限定されるものではない。

さらに、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 図１に示したモータ制御システムでのインバータにおける電力変換に用いられる制御方式を説明する概念図である。 交流電動機の運転状態と制御モードとの概略的な関係を示す概念図である。 矩形波電圧制御における電圧位相とトルクとの対応関係を示す概念図である。 矩形波電圧制御の具体的な制御構成を説明するための機能ブロック図である。 一般的なフィードバック制御の適用時におけるモータ回転速度変化の際のトルク挙動を説明する概念図である。 図５に示した積分項補正部による積分項シフト量の演算を詳細に説明するための概念図である。 実施の形態１による矩形波電圧制御を実現するための制御処理手順を示すフローチャートである。 図８中の積分項シフト量算出処理の詳細を説明するフローチャートである。 一般的なフィードバック制御の適用時におけるシステム電圧変化の際のトルク挙動を説明する概念図である。 実施の形態１の変形例１による矩形波電圧制御における積分項補正部による積分項シフト量の演算を説明するための概念図である。 実施の形態１の変形例１による矩形波電圧制御における積分項シフト量算出処理の詳細を説明するフローチャートである。 一般的なフィードバック制御の適用時におけるシステム電圧および回転速度変化の際のトルク挙動を説明する概念図である。 実施の形態１の変形例２による矩形波電圧制御における積分項補正部による積分項シフト量の演算を説明するための概念図である。 実施の形態１の変形例２による矩形波電圧制御における積分項シフト量算出処理の詳細を説明するフローチャートである。 実施の形態２による矩形波電圧制御における積分項シフト量の演算を説明するための概念図である。 実施の形態２による矩形波電圧制御における積分項シフト量算出処理の詳細を説明するフローチャートである。 実施の形態２の変形例による矩形波電圧制御における積分項シフト量の演算を説明するための概念図である。 実施の形態２の変形例による矩形波電圧制御における積分項シフト量算出処理の詳細を説明するフローチャート（その１）である。 実施の形態２の変形例による矩形波電圧制御における積分項シフト量算出処理の詳細を説明するフローチャート（その２）である。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ制御システム、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４２５ 偏差演算部、４３０ 比例制御演算部、４４０ 積分制御演算部、４５０ 積分項補正部、４５５ 加算部、４６０ 矩形波発生器、４７０ 信号発生部、５００ トルク特性線（前回のモータ運転状態）、５１０ トルク特性線（今回のモータ運転状態）、５２０，５３０ 直線、Ａ１ 低速度域、Ａ２ 中速度域、Ａ３ 高速度域、ＡＮＧ ロータ回転角、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（モータ電流）、Ｋｉ 積分ゲイン、Ｋｐ 比例ゲイン、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍ，Ｎ１，Ｎ２ モータ回転速度、Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄ，Ｐｅ，Ｐｆ 動作点、Ｐｍｔ モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ０〜Ｔ３ トルク値、ＴＬ 接線、Ｔｑ トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖ１，Ｖ２，ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、Ｖｂ 直流電圧（バッテリ電圧）、ＶＨｒｅｆ 電圧指令値（システム電圧）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ΔＴｑ トルク偏差、ΔＴｔｌ トルク変化量、θ０♯，θ０〜θ２，θｖ 電圧位相、θｉ 位相制御量（積分項）、θｐ 位相制御量（比例項）、θｓｆ 積分項シフト量、ω 電気角速度。

Claims (8)

1. 直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
   前記交流電動機のトルク偏差のフィードバック制御に従って前記インバータから前記交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を変化させるように構成された矩形波制御部とを備え、
   前記矩形波制御部は、
   前記トルク偏差の現在値に基づいて前記電圧位相の第１の制御量を設定する比例制御演算部と、
   前記トルク偏差の積分処理に基づいて前記電圧位相の第２の制御量を設定する積分制御演算部と、
   前記第１および前記第２の制御量の和に従った前記電圧位相に対応させて、前記インバータの制御指令を生成する制御信号発生部と、
   前記交流電動機の運転状態に関連する少なくとも１つのモータ変数および前記電圧位相を変数とするトルク演算式に従って、前記モータ変数の変化量に対応するトルク変化量および、当該トルク変化量を相殺するための電圧位相シフト量を演算するように構成された積分項補正部とを含み、
   前記積分制御演算部は、前記電圧位相シフト量に従って前記第２の制御量を変化させるように構成され、
   前記積分項補正部は、前記トルク演算式を前記電圧位相で微分して得られた微分式に従って、現在の前記運転状態および前記電圧位相に対応する第１の動作点における、前記電圧位相の変化に対するトルクの変化の比である第１の傾きを算出するとともに、前記トルク変化量を前記第１の傾きによって除算することにより求められた第１の位相変化量に従って前記電圧位相シフト量を算出する、交流電動機の制御システム。
2. 前記積分項補正部は、さらに、前記トルク演算式に従って、前記電圧位相を現在値から前記第１の位相変化量だけ変化させた第１の電圧位相および現在の前記運転状態に対応する第２の動作点におけるトルク値を算出するとともに、前記第１および前記第２の動作点の間での電圧位相差に対するトルク差の比である第２の傾きを算出し、さらに、前記トルク変化量を前記第２の傾きによって除算することにより求められた第２の位相変化量に従って前記電圧位相シフト量を算出する、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 前記積分項補正部は、さらに、前記トルク演算式に従って、前記電圧位相を前記現在値から前記第２の位相変化量だけ変化させた第２の電圧位相および現在の前記運転状態に対応する第３の動作点を設定するとともに、前記第３の動作点におけるトルク値を算出し、かつ、算出した当該トルク値とトルク目標値との偏差が所定値より小さいか否かを判定し、
   前記積分項補正部は、さらに、前記偏差が前記所定値以上である場合には、前記第３および前記第１の動作点の間での電圧位相差に対するトルク差の比である第３の傾きを算出し、さらに、前記トルク変化量を前記第３の傾きによって除算することにより求められた第３の位相変化量に従って前記電圧位相シフト量を算出する、請求項２記載の交流電動機の制御システム。
4. 前記積分項補正部は、さらに、前記電圧位相を前記現在値から前記第３の位相変化量だけ変化させた電圧位相および、現在の前記運転状態に対応する動作点へ前記第３の動作点を更新するとともに、前記トルク演算式に従って前記第３の動作点におけるトルク値を更新し、
   前記積分項補正部は、前記第３の動作点が更新される毎に、更新された前記トルク値と前記トルク目標値との前記偏差を前記所定値と比較し、かつ、前記偏差が前記所定値以上
   である間は、前記第３の動作点の更新処理を繰り返し実行するように構成される、請求項３記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記モータ変数は、前記交流電動機の回転速度を含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。
6. 前記モータ変数は、前記直流電圧を含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。
7. 蓄電装置と前記インバータとの間に設けられ、前記インバータの直流側の前記直流電圧を電圧指令値に従って制御するように構成されたコンバータをさらに備える、請求項６記載の交流電動機の制御システム。
8. 前記交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される、請求項１〜７のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。

Images