JP2010088240A - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を設定するフィードフォワード制御を、記憶すべきデータ容量および演算処理負荷の両方を抑制して実現する。
【解決手段】現在のモータ変数ω，ＶＨを代入したトルク演算式に従って、現在の電圧位相θｃｒに基づく初期位相θ（０）に対応する初期トルク値Ｔ（０）が算出され、かつ、トルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低が判定される。電圧位相は、この判定結果に従って、トルクがトルク指令値に近づく方向に段階的に変化される。電圧位相が変化される毎に、上記トルク演算式に従って対応のトルク値が算出される。トルク値およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低関係が初期トルク値の場合から反転されると、その際のトルク値Ｔ（４）および電圧位相θ（４）ならびに、前回のトルク値Ｔ（３）および電圧位相θ（３）の線形補間により、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧指令θｆｆが設定される。
【選択図】図８

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波交流電圧に変換して交流電動機へ印加するモータ制御に関する。

直流電力をインバータによって交流電力に変換することによって、交流電動機を駆動制御するモータ制御システムが一般的に用いられている。このようなモータ制御システムでは、一般的には、交流電動機を高効率で駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってモータ電流が制御される。

しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御ではインバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、高速領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波ＰＷＭ制御よりも基本波成分が大きい制御方式として、矩形波電圧を交流電動機に印加してモータ制御を実行する制御構成が、たとえば、特開２０００−５０６８９号公報（特許文献１）、特開２００４−２８９９２７号公報（特許文献２）および特開２００６−５４９９５号公報（特許文献３）に記載されている。

このような矩形波電圧制御では、交流電動機の印加電圧の振幅については制御することができず、その電圧位相のみを制御することになる。したがって、矩形波電圧制御については、安定性および／または応答性を高めるための制御構成が検討される。たとえば上記特許文献１には、トルク指令値とトルク実績値との偏差に基づくトルクフィードバック制御において、電圧位相の制御範囲を所定の位相範囲（たとえば、非突極型の交流電動機において±９０°以内）に制限することによって、制御安定性を高めることが記載されている。

また特許文献２には、三相同期モータの回転速度、交流電力および変換効率に基づいて推定されたモータトルクとトルク指令値との偏差が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行なってｄ軸電圧指令値を求めるとともに、ｄ軸電圧指令値および直流電源の電圧に基づいて矩形波電圧の電圧位相を演算する制御構成が記載されている。

さらに、特許文献３には、特許文献１，２と同様のトルクフィードバック制御において、交流電動機の電圧・電流を用いた電力演算によるトルク検出値とトルク指令値との偏差に基づくフィードバック制御と、交流電動機の印加電圧指令値と電動機モデルとを用いて推定したトルク値とトルク指令値との偏差に基づくフィードバック制御を重み付け加算して、トルク制御を実行することが記載されている。

また、位相制御の一環として、ブラシレスＤＣモータに対して、最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を目標電流位相にする制御方式が、特開２００１−１１９９７８号公報（特許文献４）に記載されている。
特開２０００−５０６８９号公報 特開２００４−２８９９２７号公報 特開２００６−５４９９５号公報 特開２００１−１１９９７８号公報

一般的に、矩形波電圧制御では、モータ電流が歪むために電流フィルタ処理が必要になること等に起因して、フィードバック制御の応答性を高めることが困難である。このため、交流電動機の動作指令値やモータ定数等に従って、矩形波電圧の位相をフィードフォワード制御することが行なわれる。

しかしながら、このようなフィードフォワード制御において、設定された動作指令値に対して適切な電圧位相を求めるには、交流電動機のモータ定数のみならず、交流電動機の運転状態を示す変数（回転速度等）とトルクとの対応関係に従って電圧位相を設定する必要がある。したがって、変数およびトルク指令値を引数として電圧位相を求めるマップを予め構成すると、フィードフォワード制御の精度を確保するためには、マップ点数の増大によって当該マップの記憶容量が大きくなることが懸念される。

特に、フィードバック制御およびフィードフォワード制御を組合せたり、矩形波電圧制御とＰＷＭ制御とを交流電動機の状態に応じて使い分けるような制御を採用する場合には、モータ制御全体で必要となる記憶容量の増大に伴い、フィードフォワード制御による記憶容量を抑制することが求められる。

その一方で、記憶容量を抑制するためにマップを用いずにフィードフォワード制御による電圧位相を演算する場合には、当該演算処理のためのＣＰＵ（Central Processing Unit）の負荷が増大しないように考慮することが必要となる。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機の運転状態を示す変数および動作指令値に応じて、交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を設定するフィードフォワード制御を、予め記憶すべきデータ容量および演算処理負荷を抑制した上で実現することである。

この発明による交流電動機の制御装置は、直流電圧を交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、インバータへ入力される直流電圧を電圧指令値に従って可変制御するコンバータと、第１のモータ制御部とを備える。第１のモータ制御部は、交流電動機がトルク指令値に従ったトルクを出力するように、交流電動機の運転状態に関連する少なくとも１つのモータ変数と、トルク指令値とに基づいて、インバータから交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を設定するように構成される。第１のモータ制御部は、第１の判定部と、演算部と、第２の判定部と、抽出部と、位相算出部とを含む。第１の判定部は、モータ変数および電圧位相を変数とするトルク演算式に従って算出された、現在の電圧位相に基づく初期位相に対応する初期トルク値とトルク指令値との高低を判定するように構成される。演算部は、第１の判定部による判定結果に従って、対応するトルク値がトルク指令値へ近づく方向へ電圧位相を段階的に変化させるとともに、電圧位相を変化させる毎に上記トルク演算式に従って当該電圧位相におけるトルク値を算出するように構成される。第２の判定部は、演算部によってトルク値が算出される毎に、算出されたトルク値とトルク指令値との高低が第１の判定部による判定結果から反転されたか否かを判定するように構成される。抽出部は、第２の判定部によってトルク指令値に対する高低が反転したと判定されたときのトルク値である第１のトルク値と、当該第１のトルク値に対応する電圧位相である第１の位相と、初期位相および初期位相から段階的に変化された電圧位相のうちの、第１の電圧位相に最も近い電圧位相である第２の位相と、第２の位相に対応するトルク値である第２のトルク値とを抽出するように構成される。位相算出部は、抽出された第１および第２のトルク値の差分と第１および第２の位相の差分との比率と、第１および第２の位相の一方とに基づいて、トルク指令値に対応する電圧位相を算出するように構成される。

好ましくは、演算部は、第２の判定部によってトルク指令値に対する高低が反転したと判定されるまでの間、電圧位相を段階的に変化させる。

上記交流電動機の制御システムによれば、交流電動機の運転状態に関連するモータ変数とトルク指令値とを引数とするマップの参照を行なうことなく、上記モータ変数の現在値を代入したトルク演算式に従う演算に基づいて、トルク指令値を挟んだ第１および第２のトルク値とそれぞれに対応する第１および第２の位相の線形補間によって、トルク指令値に対応する電圧位相を設定することができる。特に、トルク演算式に従って、トルク指令値を挟んだ第１および第２のトルク値および対応する第１および第２の位相を得るための、トルク演算式に従った演算処理回数を抑制できる。したがって、トルク演算式に従った、トルク指令値に対応する電圧位相（フィードフォワード項）を求めるための演算処理負荷を高めることなく、かつ、複数の引数による多次元マップを記憶することなく、交流電動機の運転状態を把握した上でトルク指令値に対応した電圧位相を設定するフィードフォワード制御を実現することができる。

さらに好ましくは、演算部は、電圧位相を段階的に変化させる際に、所定位相ずつ電圧位相を変化させる。

このようにすると、簡易な制御構成によって、上記フィードフォワード制御を実現できる。

また、さらに好ましくは、演算部は、トルク演算式に従って算出されたトルク値とトルク指令値との差分に応じて可変に設定された位相変化量に従って、電圧位相を段階的に変化させる。

このようにすると、トルク指令値を挟んだ第１および第２のトルク値に対応する電圧位相を得るまでの、電圧位相の段階的な変化およびトルク演算式に従った対応のトルク値算出の演算処理の回数を低減できる。この結果、上記フィードフォワード制御の演算処理負荷をさらに軽減できる。

あるいは好ましくは、交流電動機の制御システムは、第２のモータ制御部をさらに備える。第２のモータ制御部は、交流電動機がトルク指令値に従ったトルクを出力するように、交流電動機のトルク指令値に対するトルク偏差に基づいて矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成される。そして、第１および第２のモータ制御部のそれぞれによる設定値の和に従って、電圧位相の指令値は設定される。

このようにすると、トルク偏差に基づくフィードバック制御と、交流電動機の運転状態に関連する変数を反映したトルク演算式に基づくフィードフォワード制御との組合せにより矩形波電圧制御を高精度化できるとともに、両制御を併用しても、予め記憶すべきデータ量の増大を軽減することができる。

また好ましくは、交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される。

上記電動車両によれば、交流電動機の高速領域の出力向上に寄与する矩形波電圧制御を、電子制御ユニット（ＥＣＵ）の記憶領域を過度に占有することなく、かつ、演算処理負荷を過度に高めることなく実現することができる。

この発明によると、交流電動機の運転状態を示す変数および動作指令値に応じて、交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を設定するフィードフォワード制御を、予め記憶すべきデータ容量および演算処理負荷を抑制した上で実現することできる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）ＶＨをインバータ１４へ供給する。また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。昇圧動作時および降圧動作時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度（単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）によって示されるものとする）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵおよびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流電動機Ｍ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ制御システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の一部については、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧに基づいて、後述する方法により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分の比を「変調率」と称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが、選交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低速度域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中速度域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高速度域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

次に、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の詳細について説明する。
図４は、制御装置３０によって実行される、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御における制御ブロック図である。なお、図４中の各ブロックは、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路による制御演算処理によって実現される。

図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応した、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

なお、過変調ＰＷＭ制御時には、モータ印加電圧の基本波成分に相当する交流電圧指令、すなわち電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。しかしながら、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。

このため、過変調ＰＷＭ制御時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する振幅補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できるようになる。図４の構成例では、座標変換部２５０によって、過変調ＰＷＭ制御適用時における振幅補正処理が併せて実行されるものとする。

さらに、制御モード判定部３００と、ＶＨ指令値生成部３１０とが設けられる。制御モード判定部３００は、システム電圧ＶＨ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて変調率を算出し、算出した変調率に従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。たとえば、変調率ＦＭの演算は下記（ａ）式により実行できる。

ＦＭ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（ａ）
ＶＨ指令値生成部３１０は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍに応じて、システム電圧ＶＨの制御指令値ＶＨ♯（以下、電圧指令値ＶＨ♯とも称する）を生成する。

ＰＷＭ信号生成部３５０は、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、現在のシステム電圧ＶＨに基づき、昇降圧コンバータ１２の出力電圧が電圧指令値ＶＨ♯となるように、所定のＰＷＭ制御に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

以上のような構成とすることにより、ＰＷＭ制御時には、交流電動機Ｍ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍと一致するように、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のフィードバック制御が行なわれる。

（本実施の形態による矩形波電圧制御）
次に、図５〜図１０を用いて、本発明の実施の形態による矩形波電圧制御での制御動作を説明する。なお、以下の説明で明らかになるように、本実施の形態による交流電動機の制御システムは、矩形波電圧制御、特にフィードフォワード制御の制御構成に特徴点を有するものである。すなわち、矩形波電圧制御のフィードフォワード制御以外の部分については、周知の制御構成を任意に適用可能であることを確認的に記載する。

図５を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０と、フィードフォワード制御部４４０と、加算部４５０と、矩形波発生器４６０と、信号発生部４７０とを含む。

フィードフォワード制御部４４０は、電圧位相点設定部４４１と、位相トルク特性演算部４４４と、トルク判定部４４５と、抽出部４４６と、ＦＦ位相算出部４４８とを含む。

なお、図５中の各ブロックについても、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
なお、トルク推定値Ｔｑについては、上記電力演算部４１０およびトルク演算部４２０による推定方式に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク推定値Ｔｑを求めてもよい。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて電圧位相θｆｂを算出する。

具体的には、図６にも示されるように、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相θｖを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相θｖを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを進めるように、ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑに基づいて、フィードバック制御による電圧位相θｆｂを算出する。

このようにして、トルク偏差に基づくフィードバック制御により設定される矩形波電圧位相が求められる。すなわち、電力演算部４１０、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０により、トルク偏差に基づくフィードバック制御が実行される。すなわち、電力演算部４１０、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０により、フィードバック制御のための「第２のモータ制御部」が構成される。

ただし、矩形波電圧制御ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御と比較して、その制御応答性は相対的に低下する。さらに、電力演算部４１０における電力演算（式（１））の際には、検出されたモータ電流値からノイズ等を除去するためのフィルタ処理が不可避であるので、この点からもフィードバック制御のみで十分な制御応答性を確保することが困難となる。

フィードフォワード制御部４４０は、交流電動機Ｍ１の運転状態に関連した変数（以下、モータ変数とも称する）としてのモータ回転速度Ｎｍおよびシステム電圧ＶＨと、トルク指令値Ｔｑｃｏｍとに応じて、フィードフォワード制御による電圧位相θｆｆを設定する。すなわちフィードフォワード制御部４４０は、「第１のモータ制御部」に対応する。

なお、回転速度Ｎｍは、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出できる。また、システム電圧ＶＨについては、電圧センサ１３による検出電圧に代えて、その電圧指令値ＶＨ♯を用いてもよい。

加算部４５０は、ＰＩ演算部４３０により設定されたフィードバック制御による電圧位相φｆｂと、フィードフォワード制御部４４０によって設定された電圧位相φｆｆとの加算に従って、矩形波電圧の位相指令に相当する電圧位相φｖを設定する。

矩形波発生器４６０は、加算部４５０において設定された電圧位相φｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４７０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。

このように構成すると、フィードフォワード制御とフィードバック制御との組合せによって、上述したフィードバック制御の制御応答性をカバーし、かつ、フィードバック制御によってオフセット的な定常偏差を解消するように、交流電動機Ｍ１のトルクを制御することができる。

フィードフォワード制御では、電圧位相−トルクの特性関係を予め把握した上で、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応させて電圧位相φｆｆを決定する必要がある。しかしながら、図７に示すように、電圧位相−トルクの特性関係は、交流電動機の運転状態に応じて変化することが知られている。

図７を参照して、交流電動機Ｍ１の出力トルクは、電圧位相φｖ、モータ回転速度Ｎｍおよびシステム電圧ＶＨ（すなわち矩形波電圧の振幅）の組合せによって変化する。

たとえば、図７（ａ）には、回転速度Ｎｍ＝Ｎ１であるときの、電圧位相φｖおよびシステム電圧ＶＨの変化に対応した出力トルクの特性が示される。同様に、図７（ｂ）には、それよりも高速である回転速度Ｎｍ＝Ｎ２のときの、電圧位相φｖおよびシステム電圧ＶＨに対応する出力トルクの特性が示される。

概略的には、同一の電圧位相に対して、システム電圧ＶＨ（矩形波電圧振幅）の上昇に従って出力トルクが増加する一方で、回転速度の上昇に従って出力トルクが減少する特性を示す。なお、図７（ａ），（ｂ）には、図６での力行領域の特性が示されているが、図示しない回生領域においても同様に、同一の電圧位相に対して、システム電圧の上昇に従って出力トルクの絶対値が増加する一方で、回転速度の上昇に従って出力トルクの絶対値が減少する特性を示す。

すなわち、フィードフォワード制御の精度を確保するためには、運転状態を示すモータ変数（代表的には、上記のＮｍ，ＶＨ）の現在値を反映した電圧位相−トルク特性に従って、電圧位相θｆｆを設定する必要がある。モータ変数の反映については、種々の運転条件下での電圧位相−トルク特性の測定実験結果に基づいて、モータ変数を引数に含むマップを作成することにより実現できる。しかしながら、このマップは、トルク指令値とモータ変数とを引数とするため、必然的に多次元マップとなる。そして、制御精度を向上するためにはマップ点数を増やす必要があるため、マップデータが膨大なものとなってＥＣＵの記憶領域を過度に占有することが懸念される。

特に、本実施の形態のように、矩形波電圧制御でのフィードバック制御との組合せ、あるいは、さらにＰＷＭ制御との組合せを行なう制御構成では、他制御が必要とするデータ、プログラム等の記憶容量との兼ね合いで上記懸念が増加することになる。

したがって、本実施の形態では、フィードフォワード制御部４４０を以下のように構成することにより、膨大なマップデータを記憶することなく、モータの電圧方程式（ｄ−ｑ軸）に従ったトルク演算式の演算に基づいて、フィードフォワード制御による電圧位相θｆｆを算出することとする。

まず、フィードフォワード制御に用いる、電圧位相−トルクの特性関係を示すトルク演算式の導出を説明する。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記（３）〜（５）式で示される。

（３），（４）式において、Ｒａは電気子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Ｐは交流電動機Ｍ１の極対数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる。

なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用される（図２）ことを考慮すると、（３），（４）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（４），（５）式は、矩形波電圧制御適用時には、下記（６），（７）式で示される。

さらに、矩形波電圧制御時には、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧で示されるモータ印加電圧の基本波成分振幅が、システム電圧ＶＨの０．７８倍となることを考慮すると、（６）式，（７）式を、上記（３）式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機Ｍ１の出力トルクＴとの間の関係を示すトルク演算式（８）を得ることができる。

（８）式から理解されるように、モータ変数ＶＨ，ω（Ｎｍ）をトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクＴとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。なお、（８）式中において、ψは交流電動機Ｍ１の逆起電圧係数を示す。また、定数項Ｋａ，Ｋｂは、予め固定されるので、上記（８）式は、下記（９）式のように変形できる。すなわち、（８），（９）式は、モータ変数ＶＨ，ωおよび電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。

（９）式中の定数Ｋａ，Ｋｂの各々については、１つの定数として予め求めることができるので、制御装置３０（ＥＣＵ）内に記憶することができる。

次に、トルク演算式（８）に従った、フィードフォワード制御部４４０による電圧位相θｆｆの設定方法について説明する。

図８（ａ）には、現在よりもトルクを低下させるトルク指令値Ｔｑｃｏｍが生成された場合におけるフィードフォワード項θｆｆの設定が示される。

図８（ａ）を参照して、まず、電圧位相点設定部４４１（図５）は、現在の電圧位相θｃｒに基づく初期位相θ（０）を設定する。初期位相θ（０）は、現在の電圧位相θｃｒと同一でもよく、所定位相だけ変化させたものでもよい。そして、位相トルク特性演算部４４４（図５）は、初期位相θ（０）と、現在のモータ運転状態における電気角速度ωおよびシステム電圧ＶＨとを上記（８）式に代入することにより、初期トルク値Ｔ（０）を算出する。そして、トルク判定部４４５（図５）は、初期トルク値Ｔ（０）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低を判定して、フラグＴＦＬを、Ｔ（０）＞Ｔｑｃｏｍを示す値（たとえば、“０”）に設定する。

そして、電圧位相点設定部４４１は、フラグＴＦＬがＴ（０）＞Ｔｑｃｏｍを示すことから、トルクが低下する方向（電圧位相を遅らせる方向）に段階的に電圧位相を変化させる。具体的には、電圧位相点設定部４４１は、位相変化量ｄθずつ、初期位相θ（０）を段階的に変化させたθ（１），θ（２），・・・を設定する。図８（ａ）の例では、ｄθは所定値であり、電圧位相点設定部４４１は、電圧位相を等間隔で段階的に変化させる。すなわち、｜θ（０）−θ（１）｜＝｜θ（１）−θ（２）｜＝…＝一定値である。

位相トルク特性演算部４４４は、電圧位相点設定部４４１によって電圧位相が設定される毎に、上記（８）式に従った初期トルク値Ｔ（０）の演算時から、電圧位相をθ（１），θ（２），・・・に変化させたトルク値Ｔ（１），Ｔ（２）,・・・を算出する。そして、トルク判定部４４５は、位相トルク特性演算部４４４によってトルク値が算出される毎に、算出されたトルク値とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低を判定する。そして、トルク値がＴｑｃｏｍよりも低くなると、フラグＴＦＬの値を変更する（たとえば、“１”）。

電圧位相点設定部４４１は、フラグＴＦＬの値が変更されると、以降の電圧位相の設定を停止する。これに伴い、以降の位相トルク特性演算部４４４およびトルク判定部４４５の処理も停止される。図８（ａ）の例では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する高低が初期トルク値Ｔ（０）と反転するまで、すなわち、Ｔ（４）＜Ｔｑｃｏｍとなる電圧位相θ（４）まで設定される。

抽出部４４６は、フラグＴＦＬの値が変更されることに応答して、そのときに設定されている電圧位相θ（ｎ）および対応するトルク値Ｔ（ｎ）と、前回設定されていた電圧位相θ（ｎ−１）および対応するトルク値Ｔ（ｎ−１）を抽出する（ｎ：自然数）。すなわち、電圧位相θ（ｎ−１）は、初期位相θ（０）から電圧位相点設定部４４１によって段階的に変化されてきた電圧位相のうちの、電圧位相θ（ｎ）と最も近い電圧位相に相当する。

図８（ａ）の例からも理解されるように、抽出されたトルク値Ｔ（３）およびＴ（４）がトルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟むため、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する電圧位相θｆｆについても、電圧位相θ（３）およびθ（４）の間に存在することになる。

ＦＦ位相算出部４４８は、抽出部４４６によって抽出されたトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）を用いた線形補間によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆを算出する。図８（ａ）の例では、トルク値Ｔ（３）およびＴ（４）、ならびに、電圧位相θ（３）およびθ（４）を用いた線形補間によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆが算出される。

図８（ｂ）には、図８（ａ）とは反対に、現在よりもトルクを上昇させるトルク指令値Ｔｑｃｏｍが生成された場合におけるフィードフォワード項θｆｆの設定が示される。

図８（ｂ）を参照して、図８（ａ）と同様に、電圧位相点設定部４４１によって初期位相θ（０）が設定されるとともに、位相トルク特性演算部４４４によって初期トルク値Ｔ（０）が算出される。この際に、トルク判定部４４５による判定は、Ｔ（０）＜Ｔｑｃｏｍであるため、図８（ａ）の場合とは反対となり、フラグＴＦＬは、たとえば“１”に設定される。

このため、電圧位相点設定部４４１による電圧位相の変化方向は、図８（ａ）の場合とは反対に、トルク増加方向、すなわち、電圧位相を進める方向となる。すなわち、電圧位相点設定部４４１は、位相変化量ｄθずつ、初期位相θ（０）を段階的に進めたθ（１），θ（２），・・・を設定する。

図８（ａ）の場合と同様に、電圧位相点設定部４４１によって電圧位相が設定される毎に、位相トルク特性演算部４４４は上記（８）式に従って対応するトルク値を算出し、トルク判定部４４５は、算出されたトルク値とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低を判定する。

そして、トルク判定部４４５は、トルク値がＴｑｃｏｍよりも高くなると、フラグＴＦＬの値を変更する（たとえば、“０”）。図８（ｂ）の場合にも、フラグＴＦＬの値が変更されると、電圧位相点設定部４４１による以降の電圧位相の設定が停止されて、以降の位相トルク特性演算部４４４およびトルク判定部４４５の処理も停止される。図８（ｂ）の例でも、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する高低が初期トルク値Ｔ（０）と反転する、すなわち、Ｔ（４）＞Ｔｑｃｏｍとなる電圧位相θ（４）まで設定される。

図８（ｂ）のケースにおいても、フラグＴＦＬの値が変更されることに応答して、抽出部４４６は、そのときに設定されている電圧位相θ（ｎ）および対応するトルク値Ｔ（ｎ）と、前回設定されていた電圧位相θ（ｎ−１）および対応するトルク値Ｔ（ｎ−１）を抽出する。

ＦＦ位相算出部４４８は、抽出部４４６によって抽出されたトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）を用いた線形補間によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆを算出することができる。図８（ｂ）の例では、トルク値Ｔ（３）およびＴ（４）、ならびに、電圧位相θ（３）およびθ（４）を用いた線形補間によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆが算出される。

次に、図９および図１０により、本発明の実施の形態による交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御の処理手順を説明する。図９，１０に示したフローチャートに従う処理手順を実行するためのプログラムは、制御装置３０内に予め格納されており、矩形波電圧制御の適用時に、制御装置内のＣＰＵにより所定周期で実行される。

図１０を参照して、矩形波電圧制御の適用時に、制御装置３０は、ステップＳ１００により、トルク偏差に基づくフィードバック制御により電圧位相θｆｂ（フィードフォワード項）を演算する。ステップＳ１００による処理は、図５に示した電力演算部４１０、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０の機能に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、モータ変数（ＶＨ，ω）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づくフィードフォワード制御により電圧位相θｆｆ（フィードフォワード項）を演算する。ステップＳ１２０による処理は、図５に示したフィードフォワード制御部４４０の機能に相当する。

制御装置３０は、さらにステップＳ１５０により、フィードフォワード項θｆｆおよびフィードバック項θｆｂの和に従って矩形波電圧の電圧位相φｖを演算する。ステップＳ１５０による処理は、図５に示した加算部４５０の機能に相当する。

図１０は、図９のステップＳ１２０によるフィードフォワード制御での処理手順を詳細に説明するフローチャートである。

図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１２５により、現在の電圧位相に基づく初期位相θ（０）に対する初期トルク値Ｔ（０）をトルク演算式（（８）式）に従って求めるとともに、ステップＳ１２７により、変数ｎ＝１に設定する。その上で、制御装置３０は、ステップＳ１２８により、ステップＳ１２５で求めた初期トルク値Ｔ（０）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低を比較する。

制御装置３０は、Ｔ（０）＞Ｔｑｃｏｍのとき（Ｓ１２８がＹＥＳ判定）には、図８（ａ）で説明したように、ステップＳ１３０〜Ｓ１３６の処理によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟むトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および対応の電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）を抽出する。

具体的には、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、前回の電圧位相θ（ｎ−１）からｄθ変化させた電圧位相θ（ｎ）を設定する。ステップＳ１３０では、Ｔ（０）＞Ｔｑｃｏｍに鑑み、ｄθはトルク減少方向の所定値（図８において負値）に設定される。ｎ＝１の初回演算時には、初期位相θ（０）に対してｄθだけトルク減少方向に電圧位相を印加させた電圧位相θ（１）が、ステップＳ１３０により設定される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３２により、ステップＳ１３０で設定された電圧位相θ（ｎ）に対応するトルク値Ｔ（ｎ）を（８）式に従って演算するとともに、ステップＳ１３４により、ステップＳ１３２で演算したトルク値Ｔ（ｎ）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとを比較する。特に、ステップＳ１３４では、トルク値Ｔ（ｎ）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低関係が、ステップＳ１２８における初期トルク値Ｔ（０）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍの高低関係と比較して、反転されたか否かが判定される。

制御装置３０は、Ｔ（ｎ）＞Ｔｑｃｏｍのままでありトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する高低関係が反転しない間（Ｓ１３４がＮＯ判定のとき）は、ステップＳ１３６により変数ｎを１増加させた上で、ステップＳ１３０〜Ｓ１３４の処理を繰返し実行する。

一方、制御装置３０は、Ｔ（ｎ）＜Ｔｑｃｏｍとなってトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する高低関係が反転されたとき（ステップＳ１３４のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１４７により、現在設定されているトルク値Ｔ（ｎ），電圧位相θ（ｎ）と、前回のトルク値Ｔ（ｎ−１）および電圧位相θ（ｎ−１）を抽出して、ステップＳ１４８に処理を進める。

一方で、制御装置３０は、Ｔ（０）＜Ｔｑｃｏｍのとき（Ｓ１２８がＮＯ判定）には、図８（ｂ）で説明したように、ステップＳ１４０〜Ｓ１４６の処理によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟むトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および対応の電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）を抽出する。

具体的には、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、前回の電圧位相θ（ｎ−１）からｄθ変化させた、電圧位相θ（ｎ）を設定する。ステップＳ１４０では、Ｔ（０）＜Ｔｑｃｏｍに鑑み、ｄθはトルク増加方向の所定値（図８において正値）に設定される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１４２では、ステップＳ１４０で設定された電圧位相θ（ｎ）に対応するトルク値Ｔ（ｎ）を（８）式に従って演算するとともに、ステップＳ１４４により、ステップＳ１４２で演算したトルク値Ｔ（ｎ）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低関係が、ステップＳ１２８における初期トルク値Ｔ（０）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍの高低関係と比較して、反転されたか否かを判定する。

制御装置３０は、Ｔ（ｎ）＜Ｔｑｃｏｍのままでありトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する高低関係が反転しない間（Ｓ１４４がＮＯ判定のとき）は、ステップＳ１４６により変数ｎを１増加させた上で、ステップＳ１４０〜Ｓ１４４の処理を繰返し実行する。

一方、制御装置３０は、Ｔ（ｎ）＞Ｔｑｃｏｍとなってトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する高低関係が反転されたとき（ステップＳ１４４のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１４７により、現在設定されているトルク値Ｔ（ｎ），電圧位相θ（ｎ）と、前回のトルク値Ｔ（ｎ−１）および電圧位相θ（ｎ−１）を抽出して、ステップＳ１４８に処理を進める。

このようにして、Ｔ（０）＞Ｔｑｃｏｍの場合およびＴ（０）＜Ｔｑｃｏｍの場合のいずれについても、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟むトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）およびそれぞれに対応する電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）が抽出されることになる。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１４８により、抽出したトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）の間での傾きΔθ／ΔＴ、すなわち、傾き：（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））／（Ｔ（ｎ）−Ｔ（ｎ−１））を算出する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１４９により、電圧位相θ（ｎ）およびθ（ｎ−１）のいずれか一方と、傾きΔθ／ΔＴを用いることにより、電圧位相θｆｆを算出する。たとえば、電圧位相θ（ｋ）を用いて、θｆｆ＝θ（ｎ−１）＋｛Ｔｑｃｏｍ−Ｔ（ｎ−１）｝・（Δθ／ΔＴ）の算出式を適用することができる。

すなわち、図１０のフローチャートにおいて、ステップＳ１２５，Ｓ１３２，Ｓ１４２による処理は、図５の位相トルク特性演算部４４４の機能に対応し、ステップＳ１３０，Ｓ１４０による処理は、図５の電圧位相点設定部４４１の機能に対応する。また、ステップＳ１２８，Ｓ１３４，Ｓ１４４による処理は、図５のトルク判定部４４５に対応し、ステップＳ１４７による処理は、図５の抽出部４４６の機能に対応する。さらに、ステップＳ１４８，Ｓ１４９７による処理は、ＦＦ位相算出部４４８の機能に対応する。

なお、図示は省略しているが、ステップＳ１３４またはＳ１４４において、Ｔ（ｎ）およびＴｑｃｏｍの差がほぼ零であり、両者がほぼ一致したと判断できる場合には、ステップＳ１４７〜Ｓ１４９の処理を省略して、そのときの電圧位相θ（ｎ）をそのまま電圧位相（フィードフォワード項）θｆｆに設定してもよい。

このように、本実施の形態による交流電動機の制御システムでの矩形波電圧制御によれば、交流電動機の運転状態に関連するモータ変数とトルク指令値とを引数とするマップの参照を行なうことなく、モータ変数の現在値を代入したトルク演算式（（８）式）に従う演算に基づいて、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆ（フィードフォワード項）を設定できる。すなわち、複数の引数による多次元マップを記憶することなく、交流電動機の運転状態を反映した上でトルク指令値に対応した電圧位相を設定するフィードフォワード制御を実現することができる。

特に、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟んだトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および対応する電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）を得るためのトルク演算式（（８）式）による演算処理について、電圧位相の全域に亘って実行することなく、現在の電圧位相との間でトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルクの高低関係が反転するまでの範囲に限定して実行するので、トルク演算式による演算処理回数を抑制できる。この結果、演算処理負荷を高めることなく上記フィードフォワード制御を実現することができる。

なお、図５のブロック図において、電圧位相点設定部４４１および位相トルク特性演算部４４４によって、本発明での「演算部」が実現され、トルク判定部４４５によって、本発明での「第１の判定部」および「第２の判定部」が実現される。また、抽出部４４６およびＦＦ位相算出部４４８によって、本発明の「抽出部」および「位相算出部」がそれぞれ実現される。

（変形例）
図８（ａ），（ｂ）に示した例では、電圧位相を段階的に変化させる際の位相変化量ｄθを一定値として説明した。実施の形態の変形例では、この際の位相変化量を可変にすることによって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟んだトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）および対応する電圧位相θ（ｎ），θ（ｎ−１）が得られるまでの演算処理負荷、具体的には、図１０でのステップＳ１３０〜Ｓ１３６またはＳ１４０〜Ｓ１４６の繰返し回数の低減を図るための制御構成について説明する。

図１１は、本実施の形態の変形例による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。

図１１を図５と比較して、本実施の形態の変形例による矩形波電圧制御部４００では、フィードフォワード制御部４４０は、図５の構成に加えて、位相変化量設定部４４２をさらに含む。

位相変化量設定部４４２は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍと、位相トルク特性演算部４４４によって演算されたトルク値Ｔ（ｎ）とに基づいて、電圧位相点設定部４４１が電圧位相を変化させる際の変化量ｄθを可変に設定する。

図１２は、本実施の形態の変形例による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御による電圧位相の設定手法を説明する概念図である。

図１２を参照して、位相変化量設定部４４２は、トルク値Ｔ（ｎ−１）に対応する電圧位相θ（ｎ−１）から、次回の電圧位相θ（ｎ）へ変化させる際に、その位相変化量ｄθを、トルク指令値Ｔｑｃｏｍとトルク値Ｔ（ｎ−１）との差分ΔＴ（ΔＴ＝｜Ｔ（ｎ−１）−Ｔｑｃｏｍ｜）に応じて可変に設定するようにする。

たとえば、図１２に示すように、電圧位相θ（０）からθ（１）に変化させる際には、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する差分ΔＴ（｜Ｔ（０）−Ｔｑｃｏｍ｜）が比較的大きいことから、位相変化量ｄθは相対的に大きい値に設定される。そして、電圧位相θ（１）からθ（２）に変化させる際には、ΔＴ（｜Ｔ（１）−Ｔｑｃｏｍ｜）が前回よりも小さくなっていることから、位相変化量ｄθは前回よりも小さい値（中程度）に設定される。

さらに、電圧位相θ（２）からθ（３）に変化させる際には、ΔＴ（｜Ｔ（２）−Ｔｑｃｏｍ｜）が前回よりも小さくなっていることから、位相変化量ｄθは前回よりもさらに小さい値に設定される。

このようにすると、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟むトルク値Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１）が得られるまでの、電圧位相θ（ｎ）の設定回数（ｎ回）、すなわち、トルク演算式（（８）式）の演算回数を低減させることが期待できる。

図１３は、図１２に示すような位相変化量ｄθの設定のための制御処理手順を示すフローチャートである。たとえば、図１３に示す制御処理手順は、図１０のステップＳ１３０またはＳ１４０の処理時に、サブルーチンとして呼出されて実行されるものとする。

図１３を参照して、制御装置３０は、電圧位相θ（ｎ）の設定に際して、ステップＳ１６０により、前回の電圧位相θ（ｎ−１）に対応するトルク値Ｔ（ｎ−１）と、Ｔｑｃｏｍとの差の絶対値で示される差分ΔＴを演算する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１６２により、差分ΔＴをしきい値α１と比較する。ΔＴ≦α１のとき（Ｓ１６２のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１６３をさらに実行して、差分ΔＴをしきい値α２（α２＜α１）と比較する。

ステップＳ１６２，Ｓ１６３により、差分ΔＴが、ΔＴ＞α１（Ｓ１６２のＮＯ判定時）、α２＜ΔＴ≦α１（Ｓ１６３のＮＯ判定時）、および、ΔＴ≦α２（Ｓ１６３のＹＥＳ判定時）のいずれであるかが判定される。

そして、制御装置３０は、差分ΔＴが比較的大きいとき（Ｓ１６２のＮＯ判定時）には、ステップＳ１６４により、位相変化量｜ｄθ｜＝θ３に設定する一方で、差分ΔＴが中程度のとき（Ｓ１６３のＮＯ判定時）には、ステップＳ１６５により、位相変化量｜ｄθ｜＝θ２（θ３＞θ２）に設定する。また、差分ΔＴが比較的小さいとき（Ｓ１６３のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１６６により、位相変化量｜ｄθ｜＝θ１（θ３＞θ２＞θ１）に設定する。なお、上述のように、ｄθの極性（正負）については、初期トルク値Ｔ（０）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの高低関係に従って設定される。

このようにすると、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対する差分ΔＴが大きいほど、位相変化量ｄθの絶対値を相対的に大きく設定すること、すなわち、位相変化量設定部４４２の機能が実現できる。

なお、図１３に示したような段階的（図１３では３段階を例示したが、段階数は限定されないこと確認的に記載する）な設定ではなく、トルク差分ΔＴに応じてより連続的に、たとえばマップ参照等により位相変化量の絶対値｜ｄθ｜を設定するように、位相変化量設定部４４２を構成することも可能である。

本実施の形態の変形例による矩形波電圧制御によれば、上述の本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御での演算処理負荷をさらに軽減することができる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。さらに、トルク演算式に反映するモータ変数についても、上述の説明（ＮｍおよびＶＨ）に限定されるものではない。

さらに、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 図１に示したモータ制御システムでのインバータにおける電力変換に用いられる制御方式を説明する概念図である。 交流電動機の運転状態と制御モードとの概略的な関係を示す概念図である。 正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の制御ブロック図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。 矩形波電圧制御における電圧位相とトルクとの対応関係を示す概念図である。 交流電動機の運転状態に対する電圧位相−トルク特性の変化を説明する外延図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御による電圧位相の設定手法を説明する概念図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態の変形例による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。 本実施の形態の変形例による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御による電圧位相の設定手法を説明する概念図である。 図１２に示すような位相変化量の設定のための制御処理手順を示すフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ ＰＩ演算部、２６０，３５０ ＰＷＭ信号生成部、３００ 制御モード判定部、３１０ 指令値生成部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ フィードフォワード制御部、４４１ 電圧位相点設定部、４４２ 位相変化量設定部、４４４ 位相トルク特性演算部、４４５ トルク判定部、４４６ 抽出部、４４８ ＦＦ位相算出部、４５０ 加算部、４６０ 矩形波発生器、４７０ 信号発生部、ＡＮＧ ロータ回転角、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｄθ 位相変化量、Ｉｄ，Ｉｑ モータ電流（ｄ軸,ｑ軸）、Ｉｄｃｏｍ,Ｉｑｃｏｍ 電流指令値（ｄ軸,ｑ軸）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（各相電流）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍ モータ回転速度、Ｐｍｔ モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ） トルク値、ＴＦＬ フラグ、Ｔｌｏｓｓ トルク損失、Ｔｑ トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｔ（０） 初期トルク値、Ｔ（１），Ｔ（２），Ｔ（３），Ｔ（４），Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ−１） トルク値、Ｖｂ 直流電圧（バッテリ電圧）、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＨ♯ 電圧指令値、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ΔＩｄ，ΔＩｑ 電流偏差（ｄ軸,ｑ軸）、ΔＴｑ トルク偏差、θ（１）〜θ（ｎ） 電圧位相、θｆｆ 電圧位相（フィードフォワード項）、θｖ 電圧位相（矩形波電圧）、φｆｂ 電圧位相（フィードバック項）、θ（０） 初期位相、θ（０），θ（１），θ（２），θ（３），θ（４），θ（ｎ），θ（ｎ−１） 電圧位相、ω 電気角速度。

Claims (6)

1. 直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータへ入力される前記直流電圧を電圧指令値に従って可変制御するコンバータと、
   前記交流電動機がトルク指令値に従ったトルクを出力するように、前記交流電動機の運転状態に関連する少なくとも１つのモータ変数と、前記トルク指令値とに基づいて、前記インバータから前記交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を設定するように構成された第１のモータ制御部とを備え、
   前記第１のモータ制御部は、
   前記モータ変数および前記電圧位相を変数とするトルク演算式に従って算出された、現在の電圧位相に基づく初期位相に対応する初期トルク値と前記トルク指令値との高低を判定するように構成された第１の判定部と、
   前記第１の判定部による判定結果に従って、対応するトルク値が前記トルク指令値へ近づく方向へ電圧位相を段階的に変化させるとともに、前記電圧位相を変化させる毎に前記トルク演算式に従って当該電圧位相におけるトルク値を算出するように構成された演算部と、
   前記演算部によって前記トルク値が算出される毎に、前記算出されたトルク値と前記トルク指令値との高低が前記第１の判定部による判定結果から反転されたか否かを判定するように構成された第２の判定部と、
   前記第２の判定部によって前記トルク指令値に対する高低が反転したと判定されたときの前記トルク値である第１のトルク値と、当該第１のトルク値に対応する前記電圧位相である第１の位相と、前記初期位相および前記初期位相から段階的に変化された電圧位相のうちの、前記第１の電圧位相に最も近い電圧位相である第２の位相と、前記第２の位相に対応する前記トルク値である第２のトルク値とを抽出する抽出部と、
   抽出された前記第１および第２のトルク値の差分と前記第１および第２の位相の差分との比率と、前記第１および第２の位相の一方とに基づいて、前記トルク指令値に対応する前記電圧位相を算出するように構成された位相算出部とを含む、交流電動機の制御システム。
2. 前記演算部は、前記第２の判定部によって前記トルク指令値に対する高低が反転したと判定されるまでの間、前記電圧位相を段階的に変化させる、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 前記演算部は、前記電圧位相を段階的に変化させる際に、所定位相ずつ前記電圧位相を変化させる、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
4. 前記演算部は、前記トルク演算式に従って算出されたトルク値と前記トルク指令値との差分に応じて可変に設定された位相変化量に従って、前記電圧位相を段階的に変化させる、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記交流電動機が前記トルク指令値に従ったトルクを出力するように、前記交流電動機の前記トルク指令値に対するトルク偏差に基づいて前記矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成された第２のモータ制御部をさらに備え、
   前記第１および前記第２のモータ制御部のそれぞれによる設定値を組合わせることによって、前記電圧位相の指令値は設定される、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。
6. 前記交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。

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