JP5780022B2 - 交流電動機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波交流電圧に変換して交流電動機へ印加する電動機制御に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御するシステムが一般的に用いられている。このような交流電動機の制御において、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めるために、矩形波電圧を交流電動機へ印加する電動機制御が用いられている。

たとえば、特開２０１０−１４８３３０号公報（特許文献１）および特開２０１０−１４８３３１号公報（特許文献２）には、交流電動機のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御に対して、フィードフォワード制御を組み合わせることが記載されている。

特に、特許文献１および２では、モータの運転状態および矩形波電圧の電圧位相に対する出力トルクの特性を示すトルク演算式に従って、フィードフォワード制御を実行することが記載されている。

特開２０１０−１４８３３０号公報 特開２０１０−１４８３３１号公報

特許文献１および２にも示されるように、矩形波電圧の電圧位相に対する出力トルクの特性によれば、高トルク領域では電圧位相の変化に対するトルクの変化量が小さくなる。したがって、高トルク領域で動作する交流電動機のトルクを速やかに減少させる必要がある場合に、トルクの追従性が低下する虞がある。一方で、フィードバック制御のゲインを高めると、制御応答性については改善されるものの、制御が過敏になることによって、制御安定性が低下する虞がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することである。

この発明のある局面では、交流電動機の制御装置は、インバータおよび制御部を含む。インバータは、直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するように構成される。制御部は、インバータによって交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を変化することによって交流電動機のトルクを制御する。さらに、制御部は、交流電動機のトルクが第１の領域にある場合には、トルクが第１の領域よりも低トルクの第２の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるように構成される。

好ましくは、制御部は、トルクが第１の領域にあり、かつ、トルクを減少させるときに、トルクが第２の領域にある場合と比較して制御応答性を高めるように構成される。

さらに好ましくは、制御部は、制御応答性を高める場合には、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づくフィードバック制御に用いられる制御ゲインを、トルクが第２の領域にある場合よりも大きくする。

また、さらに好ましくは、制御部は、トルクが第２の領域にある場合には、トルク指令値の変化量に基づくフィードフォワード制御をオフする一方で、制御応答性を高める場合には、フィードフォワード制御をオンする。

この発明の他の局面では、交流電動機の制御方法であって、交流電動機のトルク指令値を取得するステップと、交流電動機のトルク指令値に対するトルク偏差を取得するステップと、インバータによって交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を、トルク偏差に基づいて制御するステップとを含む。制御するステップは、交流電動機のトルクが第１の領域にある場合には、トルクが第１の領域よりも低トルクの第２の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるステップを含む。

好ましくは、高めるステップは、トルクが第１の領域にあり、かつ、トルクを減少させるときに、トルクが第２の領域にある場合と比較して制御応答性を高める。

この発明によれば、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用される電動機制御システムの概略構成構成図である。 図１に示した電動機制御システムのインバータにおける電力変換に用いられる制御モードを説明する概念図である。 矩形波電圧制御での電圧位相とトルクとの対応関係を示す概念図である。 トルク演算式に従った出力トルク特性線を示す概念図である。 高トルク領域と非高トルク領域との間でトルクを変化させる場合の制御応答性を説明するための概念的な波形図である。 本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御装置による矩形波制御の機能ブロック図である。 実施の形態１に従う矩形波電圧制御による制御処理手順を説明するフローチャートである。 実施の形態１に従う矩形波電圧制御の変形例による制御処理手順を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御装置による矩形波制御の機能ブロック図である。 実施の形態２に従う矩形波電圧制御による制御処理手順を説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムの概略構成構成図である。

図１を参照して、電動機制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂに設けられたセンサ１０によって、直流電源Ｂの電圧（Ｖｂ）、電流および温度が検知される。センサ１０による検出値は、制御装置３０へ出力される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６および電力線５の間に接続される。電力線６および電力線５の間の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１１によって検出される。電圧センサ１１による検出値は、制御装置３０へ送出される。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７上の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作によって、電力線７上の直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、電動機制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転周波数ωｅを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウ
ェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動機制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、センサ１０による検出値、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１１によって検出された直流電圧ＶＬ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧ等に基づいて、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

具体的には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。さらに、制御装置３０は、電動機制御システム１００の起動／停止に応答して、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオンオフを制御する。

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態による交流電動機制御では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧の基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機Ｍ１に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

交流電動機Ｍ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、矩形波電圧制御における電圧位相θｖと出力トルクとの対応関係を示す概念図である。

図３を参照して、一般的には、正トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＞０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを遅らせるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖは制御される。これに対して、負トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＜０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを進めるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖが制御される。

ここで、図３に示した電圧位相に対する交流電動機の出力トルク特性について説明する。

モータ運転状態を反映した出力トルク特性は、以下に説明するトルク演算式によって把握される。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記（１）〜（３）式で示される。

（１），（２）式において、Ｒａは電機子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Ｐは交流電動機Ｍ１の極対数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる。

なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用されることを考慮すると、（１），（２）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（１），（２）式は、矩形波電圧制御適用時には、下記（４），（５）式で示される。

さらに、矩形波電圧制御時には、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧で示されるモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分が、システム電圧ＶＨの０．７８倍となることを考慮すると、（４）式，（５）式を、上記（３）式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機Ｍ１の出力トルクＴとの間の関係を示すトルク演算式（６）を得ることができる。

（６）式から理解されるように、モータ運転状態を示すモータ変数ＶＨ，ω（Ｎｍ）をトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクＴとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。なお、（６）式中において、ψは交流電動機Ｍ１の逆起電圧係数を示す。また、定数項Ｋａ，Ｋｂは、モータ定数として予め固定されるので、上記（６）式は、下記（７）式のように変形できる。すなわち、（６），（７）式は、モータ変数ＶＨ，ωおよび電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。すなわち、出力可能な最大トルク値は、モータ変数ＶＨ，ωに依存する。

図４には、（６），（７）式のトルク演算式に従って電圧位相θｖとトルクとの関係を図示する出力トルク特性線が示される。（６），（７）式から理解されるとおり、電圧位相θの三角関数（ｓｉｎ）に従ってトルクＴが変化するため、高トルク領域、すなわち、電圧位相θが大きい領域では、電圧位相の変化に対するトルクＴの変化が小さくなる。

図４を参照して、トルクがＴ３のときの電圧位相θｖ＝θ３であり、トルクがＴ１のときの電圧位相θｖ＝θ１であるものとする。そして、θ２は、θ１およびθ３の平均値に相当するものとする（すなわち、θ３−θ２＝θ２−θ１）。

ここで、トルクがＴ１の状態（非高トルク領域）において、トルク指令値がＴ３に変化したときに、正のトルク偏差（Ｔ３−Ｔ１）に対するフィードバック制御によって、電圧位相θｖがθ１からθ２に変更されたものとする。このとき、トルクはＴ１からＴ２へ増加するので、トルク指令値Ｔ３に近付いている。

一方で、トルクがＴ３の状態（高トルク領域）で、トルク指令値がＴ１に変化したときに、上記と共通のフィードバック制御を行うと、絶対値が同一の負のトルク偏差（Ｔ１−Ｔ３）に対して、電圧位相θｖについて、上記と同一量であって、反対方向の変化量が演算される。これにより、電圧位相θｖがθ３からθ２に変更されることによって、トルクはＴ３からＴ２へ減少する。しかしながら、このトルク減少量はトルク指令値（Ｔ１）に対しては不十分であることが理解される。

図５には、高トルク領域と非高トルク領域との間でトルクを変化させる場合の制御応答性を説明するための概念的な波形図が示される。

図５を参照して、時刻ｔａまでの間、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ＝Ｔ１に設定される。おして、交流電動機Ｍ１に対して高トルクを要求する事象の発生に応じて、時刻ｔａからトルク指令値Ｔｑｃｏｍが上昇される。この際に、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化レート（時間変化率）には、一定の制限が設けられることが一般的である。このため、トルク指令値Ｔｑｃｏｍは、この制限レート（上限）に従って、Ｔ１からＴ３まで上昇する。

トルク指令値Ｔｑｃｏｍは、時刻ｔｂまでの間Ｔ３に維持される。そして、時刻ｔｂにおいて、高トルクを要求する事象の終了に応じて、トルク指令値ＴｑｃｏｍがＴ３からＴ１まで減少される。たとえば、この事象は、ハイブリッド自動車におけるエンジン始動処理に相当する。

時刻ｔａ以降では、非高トルク領域から、トルク指令値Ｔｑｃｏｍが上昇する。非高トルク領域では、トルク偏差に基づくフィードバック制御によって電圧位相を変化させる際に、電圧位相の変化に対するトルク変化量がある程度確保できる。したがって、トルクをＴ１から上昇させる場合には、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの上昇に追従するように、トルク実績値Ｔｑを制御することができる。

これに対して、時刻ｔｂ以降では、高トルク領域から、トルク指令値Ｔｑｃｏｍが低下する。高トルク領域では、フィードバック制御によって電圧位相を変化させる際に、電圧位相の変化に対するトルク変化量が相対的に小さくなる。したがって、トルクをＴ３から低下させる場合には、制御応答性が低下する。すなわち、トルク実績値Ｔｑは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化に対して十分に追従できない。

なお、高トルク領域は、図４に示した出力トルク特性線における接線の傾きに従って、たとえば、電圧位相に基づいて定義できる。すなわち、電圧位相の閾値θｔｈを予め定めることにより、θｖ＞θｔｈの領域を「高トルク領域」とし、θｖ≦θｔｈの領域を「非高トルク領域」とすることができる。閾値θｔｈについては、固定値であってもよいし、モータ状態（たとえば、ω（Ｎｍ）またはＶＨ）に応じて可変に設定してもよい。

あるいは、現在のモータ状態（ＶＨ，ω）における出力可能な最大トルク値Ｔｍａｘに対する、現在のトルク比率ｋｔｑ（たとえば、ｋｔｑ＝Ｔｑ／Ｔｍａｘ）に基づいて「高トルク領域」を定義してもよい。このときには、トルク比率ｋｔｑについて閾値ｋｔｈを予め定めることにより、ｋｔｑ＞ｋｔｈの領域を「高トルク領域」とし、ｋｔｑ≦ｋｔｈの領域を「非高トルク領域」とすることができる。閾値ｋｔｈについても、一定値としてもよく、可変値としてもよい。

本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置では、高トルク領域における制御応答性、特に、高トルク領域からトルクを低下させる場合の制御応答性を確保することが図られる。

図６は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御装置による矩形波制御の機能ブロック図である。図６を始めとする機能ブロック図中の各機能ブロックについては、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。そして、矩形波電圧制御モードの選択時には、図６に従う矩形波電圧制御が所定の制御周期毎に実行される。

図６を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、偏差演算部４２５と、フィードバック制御部４３０と、矩形波発生器４６０と、信号発生部４７０とを含む。フィードバック制御部４３０は、フィードバック演算部４３２およびゲイン設定部４３５を含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（８１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（８）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出される角速度ωを用いて、下記（９）式に従ってトルク実績値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（９）
なお、トルク実績値Ｔｑについては、上記電力演算部４１０およびトルク演算部４２０による推定手法に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク実績値Ｔｑを求めてもよい。

偏差演算部４２５は、トルク実績値Ｔｑおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って、トルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）を演算する。

ゲイン設定部４３５は、前回の制御周期における電圧位相θｖと、トルク指令値Ｔｑｃｏｍとに基づいて、フィードバック演算部４３２で用いられる制御ゲインＫｐ，Ｋｉを可変に設定する。ゲイン設定部４３５は、交流電動機Ｍ１が高トルク領域である場合には、非高トルク領域である場合と比較して、制御ゲインＫｐ，Ｋｉを高くする。

フィードバック演算部４３２は、トルク偏差ΔＴｑに基づく制御演算、代表的には、下記（１０）式に従う比例積分（ＰＩ）演算に基づいて、矩形波電圧位相のフィードバック制御量θｆｂを算出する。

θｆｂ＝Ｋｐ・ΔＴｑ＋Σ（Ｋｉ・ΔＴｑ） …（１０）
ΔＴｑ＞０のとき、すなわち、正トルクでのトルク不足時、および、負トルクでのトルク過剰時には、電圧位相を進めるように（図３，４においてθｖを右方向に変化）フィードバック制御量θｆｂが演算されることが理解される。反対に、ΔＴｑ＜０のとき、すなわち、正トルクでのトルク過剰時、および、負トルクでのトルク不足時には、電圧位相を遅らせるように（図３，４においてθｖを左方向に変化）フィードバック制御量θｆｂが演算される。

矩形波発生器４６０は、フィードバック制御量θｆｂに従って設定された電圧位相θｖに基づいて、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４７０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相θｖに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。

図７は、図６に示した実施の形態１に従う矩形波電圧制御を実現するための制御処理手順を説明するフローチャートである。矩形波電圧制御モードの選択時に、図７に示す制御処理は、制御装置３０によって所定周期毎に繰り返し実行される。すなわち、図７を始めとする各フローチャートの各ステップの制御処理は、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。

図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、今回の制御周期におけるトルク指令値Ｔｑｃｏｍを読込む。そして、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、現在のトルク実績値Ｔｑを取得する。トルク実績値Ｔｑは、図６に示すように、電力演算に基づいて推定することができる。ステップＳ１１０による制御処理は、図６の電力演算部４１０およびトルク演算部４２０の機能に対応する。なお、電力演算とは異なる手法によってトルク実績値Ｔｑを推定してもよい。あるいは、トルクセンサの出力値に基づいてトルク実績値Ｔｑを取得してもよい。

制御装置３０は、ステップＳ１２０により、トルク偏差ΔＴｑを演算する。ステップＳ１２０による制御処理は、図６の偏差演算部４２５の機能に対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３０〜Ｓ１５０により、フィードバック制御の制御ゲインＫｐ，Ｋｉを可変に設定する。すなわち、ステップＳ１３０〜Ｓ１５０の制御処理は、図６のゲイン設定部４３５の機能に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ１３０により、交流電動機Ｍ１が高トルク領域にあるかどうかを判定する。

ステップＳ１３０での判定は、上述のように、電圧位相θｖまたはトルク比率ｋｔｑに基づいて実行できる。具体的には、前回の制御周期における電圧位相θｖと予め定められた閾値θｔｈとの比較、または、ステップＳ１１０で取得されたトルク実績値Ｔｑに基づくトルク比率ｋｔｑと、予め定められた閾値ｋｔｈとの比較によって、高トルク領域であるか否かを判定することができる。

制御装置３０は、非高トルク領域と判定したとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１４０により、制御ゲインＫｐ，Ｋｉを通常値に設定する。通常時の制御ゲインＫｐ，Ｋｉは、フィードバック制御が過敏になって制御安定性を損なうことがないように、制御安定性を重視して設定される。

一方、制御装置３０は、高トルク領域であると判定したとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１５０により、制御ゲインＫｐ，Ｋｉを、ステップＳ１４０によって設定される通常値よりも高く設定する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１６０により、ステップＳ１４０またはＳ１５０に設定された制御ゲインＫｐ，Ｋｉを用いて、式（１０）に従ったフィードバック演算を実行する。これにより、フィードバック制御量θｆｂが算出される。すなわち、ステップＳ１６０による制御処理は、フィードバック演算部４３２の機能に対応する。

制御ゲインＫｐ，Ｋｉを高くすると、同一のトルク偏差ΔＴｑに対する電圧位相θｖの変化量（制御周期間）を相対的に大きくすることができる。これにより、トルクの制御応答性が高められる。

制御装置３０は、ステップＳ１７０により、ステップＳ１６０で設定されたフィードバック制御量θｆｂに従って電圧位相θｖを決定する。なお、最終的な電圧位相θｖを設定する場合には、制御周期間での変化量に対する上限ガード値、あるいは電圧位相そのものの上限／下限ガード値が設けられることが一般的である。したがって、これらのガード値を超えない範囲内に制限して、今回の制御周期での電圧位相θｖに設定される。なお、これらのガード値の範囲内である場合には、ステップＳ１６０で演算されたフィードバック制御量θｆｂが、そのまま、今回の制御周期での電圧位相θｖに設定される。

図８には、実施の形態１に従う交流電動機の制御装置による矩形波電圧制御の変形例が示される。

図８を参照して、変形例に従う矩形波電圧制御では、図７に示したフローチャートと比較して、高トルク領域と判定されたとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）に、制御装置３０がステップＳ１３５をさらに実行する点で異なる。

制御装置３０は、ステップＳ１３５では、前回の制御周期と今回の制御周期との間でトルク指令値Ｔｑｃｏｍを比較することにより、トルク指令値が減少方向に変化しているかどうかを判定する。制御装置３０は、高トルク領域であって（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）、かつ、トルク指令値が減少しているとき（Ｓ１３５のＹＥＳ判定時）に限って、ステップＳ１５０に処理を進める。ステップＳ１５０では、図７と同様に、制御ゲインＫｐ，Ｋｉが通常よりも高い値に設定される。

一方、高トルク領域でないとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）、または、高トルク領域であってもトルク指令値が減少していないとき（Ｓ１３５のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、制御ゲインＫｐ，Ｋｉを通常値に設定する。

制御ゲインＫｐ，Ｋｉの設定を除く部分の制御処理については、図７と同様であるので、説明は繰り返さない。

この結果、図８の制御処理によれば、高トルク領域であって、かつ、トルクの減少指令が発せられた場面においてのみ、フィードバック制御ゲインＫｐ，Ｋｉが、通常よりも高い値に設定されることになる。

以上のように、実施の形態１に従う交流電動機の制御装置によれば、電圧位相の変化に対するトルク変化量が小さい高トルク領域においては、フィードバック制御ゲインを高めることにより、トルク指令値の変化に対してトルク実績値を速やかに追従させることができる。一方で、非高トルク領域（通常領域）では、フィードバックゲインを過度に高めることがないため、トルク実績値が過敏に変化することを防止して、出力トルクを安定的に制御することができる。これにより、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することができる。

特に、図８の変形例のように、高トルク領域において、トルク減少方向にのみ制御応答性を高めることにより、高トルク領域においてトルクを増加させる場面においてフィードバック制御が過敏になることを防止できるので、制御安定性をさらに高めることができる。

なお、フィードバック演算として、ＰＩ演算を例示したが、それ以外の制御演算によってフィードバック演算を実行することも可能である。その場合には、当該演算に用いられる制御ゲインについて、高トルク領域では、非高トルク領域と比較して、制御応答性が高まるように可変に設定する。

［実施の形態２］
実施の形態１では、フィードバック制御のゲインを可変に設定することにより、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高める構成を説明した。実施の形態２では、フィードフォワード制御の適用により、同等の効果を得るための制御構成について説明する。

図９は、本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御装置による矩形波電圧制御の機能ブロック図である。

図９を図６と比較して、実施の形態２に従う矩形波電圧制御部４００は、図７に示した構成に加えて、フィードフォワード制御部４４０をさらに含む。フィードフォワード制御部４４０は、フィードフォワード演算部４４２およびフィードフォワード判定部４４５を含む。矩形波電圧制御部４００のその他の部分の構成は、図７と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

フィードフォワード判定部４４５は、高トルク領域であるか否かの判定に基づいて、フィードフォワード制御のオン(実行）およびオフ（非実行）を判定する。フィードフォワードを実行する場合には、フラグＦｆｆがオン設定される一方で、フィードフォワードの非実行時には、フラグＦｆｆがオフされる。

フィードフォワード演算部４４２は、フラグＦｆｆがオンされているときに、下記（１１）式に従って、トルク指令値の変化に基づくフィードフォワード制御量θｆｆを演算する。

θｆｆ＝Ｋｆｆ・（Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑｃｏｍ♯） …（１１）
（１１）式において、Ｔｑｃｏｍ♯は、前回の制御周期におけるトルク指令値を示し、Ｔｑｃｏｍは、今回の制御周期におけるトルク指令値を示す。

一方で、フィードフォワード演算部４４２は、フラグＦｆｆがオフされているときには、θｆｆ＝０とする。

加算部４５０は、フィードバック制御量θｆｂと、フィードフォワード制御量θｆｆとの和を算出する。電圧指令θｖは、θｆｂ＋θｆｆに従って、電圧位相θｖをを決定する。なお、最終的な電圧位相θｖを設定する場合には、θｆｂ＋θｆｆの演算値に対して、実施の形態１で説明したのと同様のガード処理が実行される。また、フィードバック制御に関する処理、および、電圧指令θｖが決定された後の処理は、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

図１０は、図９に示した矩形波電圧制御を実現するための制御処理手順を示すフローチャートである。

図１０を参照して、制御装置３０は、図８と同様のステップＳ１００〜Ｓ１２０によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよびトルク実績値Ｔｑを取得するとともに、トルク偏差ΔＴｑを演算する。

制御装置３０は、ステップＳ２００において、フィードバック演算によるフィードバック制御量θｆｂを算出する。ステップＳ２００による処理は、図７または図８のステップＳ１３０〜Ｓ１６０の制御処理によって実現される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ３００により、フィードフォワード制御のための処理を実行する。ステップＳ３００は、ステップＳ３１０〜Ｓ３４０を含む。

制御装置３０は、ステップＳ３１０により、図７，図８のステップＳ１３０と同様に高トルク領域であるかどうかを判定する。制御装置３０は、高トルク領域であるとき（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３２０により、図８のステップＳ１３５と同様に
トルク指令値が減少方向に変化しているかどうかを判定する。

制御装置３０は、高トルク領域であって（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）、かつ、トルク指令値が減少しているとき（Ｓ３２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３３０に処理を進めて、（１０）式に従ってフィードフォワード制御量θｆｆを演算する。

一方で、制御装置３０は、高トルク領域でないとき（Ｓ３１０のＮＯ判定時）、または、高トルク領域であってもトルク指令値が減少していないとき（Ｓ３２０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３４０に処理を進めて、フィードフォワード制御を非実行とする。すなわち、フィードフォワード制御量θｆｆ＝０に設定される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ４００により、ステップＳ２００によるフィードバック制御量θｆｂおよび、ステップＳ３００によるフィードフォワード制御量θｆｆに従って電圧位相θｖを決定する。フィードフォワード制御量θｆｆを加えることによって、同一量のトルク偏差ΔＴｑに対する、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに追従するための電圧位相θｖの変化量（制御周期間）が大きくなるので、制御応答性を高めることができる。

なお、図１０の制御処理において、ステップＳ３２０の処理を省略して、高トルク処理領域であるか否かのみに基づいて、フィードフォワードの実行（Ｓ３３０）および非実行（Ｓ３４０）を判定してもよい。

実施の形態２による交流電動機の制御装置による矩形波電圧制御では、電圧位相の変化に対するトルク変化量が小さい高トルク領域において、フィードフォワード制御の実行によって、トルク指令値の変化に対してトルク実績値を速やかに追従させることができる。一方で、非高トルク領域（通常領域）では、フィードフォワード制御をオフすることによって、トルクが過敏に変化することを防止して、出力トルクを安定的に制御することができる。これにより、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することができる。

なお、実施の形態２において、ゲイン設定部４３５の配置を省略して、フィードバック制御ゲインＫｐ，Ｋｉを固定する変形例とすることも可能である。この変形例では、フィードフォワード制御のオンのみによって、高トルク領域における制御応答性が高められることとなる。この場合には、図１０のステップＳ２００の処理において、ステップＳ１３０，Ｓ１５０（図７）または、ステップＳ１３０，Ｓ１３５，Ｓ１５０（図８）が省略される。

また、実施の形態１，２では、正トルク出力時の制御について説明したが、負トルク出力時についても、トルクの絶対値が大きい領域を「高トルク領域」とすることによって、同様の制御を実現できる点についても確認的に記載する。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、電動機制御システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、コンバータ１２については、図１に例示した昇圧チョッパ回路とは異なる回路構成を有してもよい。さらに、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

また、電動機制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、インバータによって矩形波電圧を交流電動機に印加する電動機制御に適用することができる。

５〜７ 電力線、１０ センサ（直流電源）、１０♯ 直流電圧発生部、１１，１３ 電圧センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ 電動機制御システム、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４２５ 偏差演算部、４３０ フィードバック制御部、４３２ フィードバック演算部、４３５ ゲイン設定部、４４０ フィードフォワード制御部、４４２ フィードフォワード演算部、４４５ フィードフォワード判定部、４５０ 加算部、４６０ 矩形波発生器、４７０ 信号発生部、ＡＮＧ 回転角、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｆｆｆ フラグ（フィードフォワード制御）、Ｋｐ，Ｋｉ フィードバック制御ゲイン、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｐｍｔ モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｑ トルク実績値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＬ 直流電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（相電流）、θｆｂ フィードバック制御量、θｆｆ フィードフォワード制御量、θｖ 電圧位相。

Claims (4)

1. 直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータによって前記交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を変化することによって前記交流電動機のトルクを制御するための制御部とを備え、
   前記制御部は、前記交流電動機のトルクが第１の領域にある場合には、前記トルクが前記第１の領域よりも低トルクの第２の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるように構成され、
   前記制御部は、前記トルクが前記第１の領域にあり、かつ、前記トルクを減少させるときに、前記トルクが前記第２の領域にある場合と比較して前記制御応答性を高めるように構成される、交流電動機の制御装置。
2. 前記制御部は、前記制御応答性を高める場合には、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づくフィードバック制御に用いられる制御ゲインを、前記トルクが前記第２の領域にある場合よりも大きくする、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記制御部は、前記トルクが前記第２の領域にある場合には、トルク指令値の変化量に基づくフィードフォワード制御をオフする一方で、前記制御応答性を高める場合には、前記フィードフォワード制御をオンする、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
4. 交流電動機のトルク指令値を取得するステップと、
   前記交流電動機の前記トルク指令値に対するトルク偏差を取得するステップと、
   インバータによって前記交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を、前記トルク偏差に基づいて制御するステップとを備え、
   前記制御するステップは、
   前記交流電動機のトルクが第１の領域にある場合には、前記トルクが前記第１の領域よりも低トルクの第２の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるステップを含み、
   前記高めるステップは、前記トルクが前記第１の領域にあり、かつ、前記トルクを減少させるときに、前記トルクが前記第２の領域にある場合と比較して前記制御応答性を高める、交流電動機の制御方法。

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