JP5720644B2 - 車両 - Google Patents

Description

本発明は、レゾルバの出力を用いてモータを矩形波制御（矩形波電圧制御）によって制御する車両に関する。

特開２００８−２８３７５１号公報（特許文献１）には、モータを矩形波制御方式で駆動するシステムにおいて、ロータ回転位置センサで検出されたロータ回転位置に基づいてトルク制御用のモータ指令電流ベクトルおよびモータ検出電流ベクトルを演算し、モータ指令電流ベクトルから求められた推定トルクとモータ検出電流ベクトルから求められた推定ベクトルとの偏差がゼロとなるように矩形波電圧の位相を補正することで、不快なトルク変動を防止する技術が開示されている。

特開２００８−２８３７５１号公報 特開２００４−２６６９３５号公報 特開２００９−６０７５２号公報 特開２０１０−１８７５０６号公報 特開２０１１−２４０９０３号公報

ところで、一般的にロータ回転位置センサにはレゾルバと呼ばれるセンサが用いられるが、このレゾルバの検出値には、いわゆる原点オフセット誤差が含まれる場合がある。そのため、原点オフセット誤差を算出する制御（以下「原点学習」ともいう）を行ない、その結果でレゾルバの検出値を補正することが望ましい。しかしながら、原点学習が完了していない場合には、原点オフセット誤差の影響で推定トルクに誤差が生じ、モータの出力トルクが急変してしまうことが懸念される。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、レゾルバの出力を用いてモータを矩形波制御によって制御する車両において、原点未学習時であってもモータの出力トルクの急変を回避することである。

この発明に係る制御装置は、ロータを有するモータと、ロータの回転角を検出するレゾルバと、レゾルバによるロータの検出角を用いて、モータを矩形波制御によって制御する制御装置とを備える。制御装置は、ロータの実回転角の原点とロータの検出角の原点とのずれ量を学習する原点学習を行ない、原点学習の結果でロータの検出角を補正する。制御装置は、原点学習が完了していない場合、モータの出力の急変を回避するための回避制御を行なう。

好ましくは、制御装置は、原点学習が完了した後は、矩形波制御に用いられる矩形波電圧位相の制御範囲を第１範囲とする。回避制御は、矩形波電圧位相の制御範囲を第１範囲よりも制限する制御である。

好ましくは、制御装置は、矩形波制御を行なう際、ロータの検出角を用いてモータの推定トルクを算出し、推定トルクとモータの指令トルクとの偏差に基づいてモータをフィードバック制御する。制御装置は、原点学習が完了した後は、矩形波制御時の指令トルクの上限を第１ラインとする。回避制御は、矩形波制御時のトルク指令値の上限を第１ラインよりも低下させる制御である。

好ましくは、制御装置は、矩形波制御およびパルス幅変調制御のいずれかによってモータを制御可能である。回避制御は、モータを矩形波制御によって制御することを禁止する制御である。

好ましくは、制御装置は、矩形波制御を行なう際、ロータの検出角を用いてモータの推定トルクを算出し、推定トルクとモータの指令トルクとの偏差に基づいてモータをフィードバック制御する。回避制御は、推定トルクの算出に用いられるロータの検出角を、推定トルクが増加する方向に補正する制御である。

好ましくは、制御装置は、矩形波制御を行なう際、ロータの検出角を用いてモータの推定トルクを算出し、推定トルクとモータの指令トルクとの偏差に基づいてモータをフィードバック制御する。回避制御は、ロータの検出角を用いて算出された推定トルクを増加補正する制御である。

好ましくは、制御装置は、矩形波制御を行なう際、ロータの検出角を用いてモータの推定トルクを算出し、推定トルクとモータの指令トルクとの偏差に基づいてモータをフィードバック制御する。回避制御は、指令トルクの変化率を所定値未満に制限する制御である。

本発明によれば、レゾルバの出力を用いてモータを矩形波制御によって制御する車両において、原点未学習時であってもモータの出力トルクの急変を回避することができる。

本実施の形態による車両の概略構成図である。 モータの制御方式を説明するための図である。 ＰＷＭ制御領域と矩形波電圧制御領域との関係を示す図である。 ＰＷＭ制御の制御ブロック図である。 矩形波電圧制御の制御ブロック図（その１）である。 原点学習の手法を説明するための図である。 トルク急変回避制御を説明するための図（その１）である。 トルク急変回避制御を説明するための図（その２）である。 トルク急変回避制御を説明するための図（その３）である。 矩形波電圧制御の制御ブロック図である。 モータの実トルクと推定トルクＴｒｑとの対応関係を示す図である。 指令トルクＴｒｑｃｏｍと実トルクとの対応関係を示す図である。 矩形波電圧制御の制御ブロック図（その２）である。 ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの補正手法を説明するための図である。 矩形波電圧制御の制御ブロック図（その３）である。 矩形波電圧制御の制御ブロック図（その４）である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰り返さないものとする。
［実施の形態１］
図１は、本実施の形態による車両１００の概略構成図である。車両１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、モータＭ１とを備える。

モータＭ１は、ロータを備える交流同期モータであり、たとえばロータに永久磁石を用いた永久磁石型の同期モータである。モータＭ１は、インダクタンスの突極性（ｄ軸のインダクタンスとｑ軸のインダクタンスとが相違する特性）を有する。

本実施の形態では、モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用モータである。なお、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車両駆動力発生用のモータを搭載する車両全般を含むものである。なお、モータＭ１は、一般的には、ジェネレータとしても機能するように構成される。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等を含んで構成される二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂに設けられた監視ユニット１０によって、直流電源Ｂの電圧（Ｖｂ）、電流および温度が検出される。監視ユニット１０による検出値は、制御装置３０へ出力される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６および電力線５の間に接続される。電力線６および電力線５の間の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１１によって検出される。電圧センサ１１による検出値は、制御装置３０へ送出される。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。

コンバータ１２は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答したスイッチング動作を行なう。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御デューティ比を調整することによって制御可能である。なお、コンバータ１２の停止時には、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）となる。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７上の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作を行なう。モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、インバータ１４は、電力線７上の直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータＭ１を駆動する。また、モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、インバータ１４は、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータＭ１を駆動する。これにより、モータＭ１は、指令トルクＴｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

車両１００の回生制動時には、モータＭ１の指令トルクＴｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。

電流センサ２４は、モータＭ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するようにしてもよい。

レゾルバ２５は、モータＭ１のロータ回転角（ロータ磁極位置）を検出し、制御装置３０へ送出する。なお、以下では、レゾルバ２５が検出したロータ回転角を「ロータ検出角θｃ」と記載する。後述するように、制御装置３０は、ロータ検出角θｃを用いてモータＭ１の出力を制御する。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、車両１００の各機器を制御する。

たとえば、制御装置３０は、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２に出力する。また、制御装置３０は、後述する制御方式によりモータＭ１が指令トルクＴｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成し、インバータ１４へ出力する。

図２は、モータＭ１の制御方式を説明するための図である。制御装置３０は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式または矩形波電圧制御でモータＭ１を制御する。

ＰＷＭ制御方式には、正弦波ＰＷＭ制御モードと、過変調ＰＷＭ制御との２つの制御モードが含まれる。正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するように歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。これらのＰＷＭ制御方式では、変調率を０．７８程度の範囲までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御は、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をモータＭ１に印加するもので、ＰＷＭデューティを最大値に維持した場合に相当する。これにより、変調率は０．７８程度まで高められる。

なお、上記のＰＷＭ制御および矩形波電圧制御は周知の制御方式であるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

図３は、ＰＷＭ制御領域と矩形波電圧制御領域との関係を示す図である。モータＭ１の回転速度とトルクとで定まるモータ動作点は、図３に示す上限ライン未満の領域で制御される。上限ライン未満の領域のうち、図３に示す境界ラインよりも低トルク低回転側の領域Ａ１がＰＷＭ制御領域であり、境界ラインよりも高トルク高回転側の領域Ａ２が矩形波電圧制御領域である。制御装置３０は、モータ動作点が領域Ａ１に含まれる場合にはＰＷＭ制御方式でモータＭ１を制御し、モータ動作点が領域Ａ２に含まれる場合には矩形波電圧制御方式でモータＭ１を制御する。

いずれの制御方式においても、モータＭ１の制御では、ロータの永久磁石の磁束方向（ｄ軸）とそれに直交する方向（ｑ軸）とを座標軸とする回転座標系が用いられる。この回転座標系は、ロータ検出角θｃに基づいて認識される。以下では、実際のｄ軸、ｑ軸、ｄ−ｑ軸と区別するために、ロータ検出角θｃに基づいて認識される制御上のｄ軸、ｑ軸、ｄ−ｑ軸をそれぞれ「ｄｃ軸」、「ｑｃ軸」、「ｄｃ−ｑｃ軸」と記載する。

（ＰＷＭ制御）
図４は、制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。制御装置３０は、ＰＷＭ制御を行なうＰＷＭ制御部２００を含む。ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０と、原点学習部２７０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、指令トルクＴｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

原点学習部２７０は、ロータ検出角θｃに基づいてｄｃ−ｑｃ軸（制御上のｄ−ｑ軸）を認識し、認識したｄｃ−ｑｃ軸と実際のｄ−ｑ軸との差（以下「原点オフセット誤差Δθ」という）を算出する。

原点オフセット誤差Δθは、モータＭ１のコイル位置に対してレゾルバ２５の取り付け位置がずれることによって生じる誤差であり、ロータ検出角θｃの原点と実際のロータ回転角θの原点との差に相当する。原点オフセット誤差Δθは、ロータ検出角θｃに関わらず一定であり、ロータ検出角θｃに応じて周期的に変動する誤差（いわゆる周期誤差）とは異なる誤差である。以下では、原点オフセット誤差Δθを算出する制御を単に「原点学習」とも記載する。原点学習の手法については後に詳述する。

原点学習部２７０は、原点学習が完了している場合、原点学習で得られた原点オフセット誤差Δθを用いてロータ検出角θｃを補正し、補正後のロータ検出角θｃを「ロータ学習角θｃ＃」として出力する。原点学習部２７０は、原点学習が完了していない場合、レゾルバ２５からのロータ検出角θｃをそのまま出力する。

座標変換部２２０は、原点学習部２７０の出力（ロータ学習角θｃ♯またはロータ検出角θｃ）を用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定のゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、原点学習部２７０の出力（ロータ学習角θｃ♯またはロータ検出角θｃ）を用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波（キャリア信号）との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力された指令トルクＴｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧がモータＭ１に印加される。

このように、ＰＷＭ制御においては、モータ電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を指令トルクＴｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）に追従させる電流フィードバック制御が行なわれる。

（矩形波電圧制御）
図５は、制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。制御装置３０は、矩形波電圧制御を行なう矩形波電圧制御部４００を含む。矩形波電圧制御部４００は、座標変換部２２０と、原点学習部２７０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、位相リミッタ４３２と、矩形波発生部４４０と、信号発生部４５０とを含む。

原点学習部２７０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に、原点学習が完了している場合はロータ学習角θｃ＃を出力し、原点学習が完了していない場合はロータ検出角θｃをそのまま出力する。

座標変換部２２０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に、原点学習部２７０の出力（ロータ学習角θｃ♯またはロータ検出角θｃ）を用いて、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流をｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに座標変換する。

トルク推定部４２０は、座標変換部２２０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて、モータＭ１の出力トルクを推定する。トルク推定部４２０は、たとえば、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数として推定トルクＴｒｑを出力するトルク算出マップにより構成される。

ＰＩ演算部４３０へは、指令トルクＴｒｑｃｏｍに対する推定トルクＴｒｑの偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φを設定する。ＰＩ演算部４３０は、偏差ΔＴｒｑが正であると位相φを進め、そうでないと位相φを遅らせる。このように、矩形波電圧制御では、矩形波電圧の位相φを操作することによって推定トルクＴｒｑを指令トルクＴｒｑｃｏｍに追従させる。

位相リミッタ４３２は、ＰＩ演算部４３０の出力する位相φに所定の制限をかけた電圧位相φｖを矩形波発生部４４０に出力する。本実施の形態においては、この位相リミッタ４３２が、原点未学習時のモータＭ１の出力急変を回避するための制御（以下「トルク急変回避制御」ともいう）を行なう。具体的には、位相リミッタ４３２は、原点未学習時の位相φの制御範囲を、原点学習後（通常時）の位相φの制御範囲よりも制限する。この点が本実施の形態の最も特徴的な点である。位相リミッタ４３２によるトルク急変回避制御（位相φの制限手法）については後に詳述する。

矩形波発生部４４０は、位相リミッタ４３２からの電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルス電圧が、モータＭ１の各相に印加される。

このように、矩形波電圧制御においては、モータＭ１の推定トルクＴｒｑを指令トルクＴｒｑｃｏｍに追従させるトルクフィードバック制御が行なわれる。

（原点学習）
図６は、上述の原点学習部２７０による原点学習の手法を説明するための図である。なお、原点学習の手法は、必ずしも以下に説明する手法に限定されるものではない。

一般的に、モータの電圧方程式は簡易的に下記の式（１）で表わすことができる。
Ｖｄ＝−ωＬｑＩｑ、Ｖｑ＝ωＬｑＩｑ＋ωΦ …（１）
式（１）において、「ω」は電気角速度を示し、「Ｌｄ」はｄ軸インダクタンスを示し、「Ｌｑ」はｑ軸インダクタンスを示し、「Φ」は電機子鎖交磁束数を示す。

モータＭ１に電流が流れていない状態（Ｉｑ＝Ｉｑ＝０の状態）でかつモータＭ１が回転している状態（ωが０でない状態）では、式（１）よりＶｄ＝０、Ｖｑ＝ωΦとなり、ｑ軸にのみωΦの逆起電圧が印加されることになる。ところが、図６に示すように、制御上のｄｃ−ｑｃ軸と実際のｄ−ｑ軸との間に原点オフセット誤差Δθが存在すると、制御上は、逆起電圧ωΦがｑｃ軸だけでなくｄｃ軸にも印加されるように認識されるため、モータ電流が０であるとは認識されない。

このような現象を利用して、原点学習部２７０は原点学習を行なう。具体的には、原点学習部２７０は、モータＭ１に電流が流れていない状態でかつモータＭ１が回転している状態であるという学習許可条件の成否を判定する。そして、学習許可条件が成立すると、原点学習部２７０は、ｄｃ−ｑｃ軸を所定角度ずつ回転させ、モータ電流が０と認識されるか否かを判定する。そして、原点学習部２７０は、モータ電流が０と認識されるときのｄｃ−ｑｃ軸の回転角を原点オフセット誤差Δθとして学習する。

（トルク急変回避制御）
上述したように、原点学習部２７０は、学習許可条件が成立すると原点学習を行なう。そして、原点学習が完了した後は、原点学習部２７０は原点オフセット誤差Δθを用いてロータ検出角θｃを補正した「ロータ学習角θｃ＃」を出力する。

しかしながら、原点未学習時は、原点学習部２７０は、レゾルバ２５が検出したロータ検出角θｃをそのまま座標変換部２２０に出力する。そのため、原点未学習時においては、座標変換部２２０が算出するｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑには、原点オフセット誤差Δθに応じた誤差が生じる。その結果、特に、矩形波電圧制御におけるトルクフィードバック制御において、トルク推定部４２０による推定トルクＴｒｑに誤差が生じ、モータＭ１の出力トルクが急変してしまうことが懸念される。

このようなトルク急変を回避するための制御（トルク急変回避制御）として、本実施の形態による位相リミッタ４３２は、上述したように、原点未学習時の矩形波電圧位相φの制御範囲を、原点学習完了後（通常時）の矩形波電圧位相φの制御範囲よりも制限する。

図７は、位相リミッタ４３２によるトルク急変回避制御（位相φの制限手法）を説明するための図である。モータＭ１の出力トルクは、図７に示されるように、矩形波電圧の位相φに応じて変化する。具体的には、位相φが０であると出力トルクは０となる。電圧位相φが０よりも大きい領域（進角領域）では、出力トルクは正の値となり、φ＝φ２のときに極大となる。電圧位相φが０よりも小さい領域（遅角領域）では、出力トルクは負の値となり、φ＝−φ２のときに極小（最小）となる。

位相リミッタ４３２は、原点学習が完了しているか否かを判定する。そして、位相リミッタ４３２は、原点学習が完了している場合（通常時）は、位相φを−φ２からφ２までの範囲に制限する。一方、位相リミッタ４３２は、原点学習が完了していない場合は、位相φを−φ１（＞−φ２）からφ１（＜φ２）までの範囲に制限する。このように、位相リミッタ４３２は、通常時の位相φの制御範囲（−φ２〜φ２）よりも、原点未学習時の位相φの制御範囲（−φ１〜φ１）を制限する。これにより、原点未学習時には、矩形波電圧制御において、原点オフセット誤差Δθの影響が特に大きい高トルク域（図７に示す例では領域α、β）での制御が回避される。そのため、原点未学習時であっても、出力トルクの急変を回避することができる。

以上のように、本実施の形態においては、原点未学習時の矩形波電圧の位相φの制御範囲を、通常時（原点学習完了後）よりも制限する。これにより、原点オフセット誤差Δθの影響が特に大きい高トルク域での制御が回避される。そのため、原点未学習時であっても出力トルクの急変を回避することができる。
＜実施の形態１の変形例１＞
上述の実施の形態１によるトルク急変回避制御では、原点オフセット誤差Δθの影響が特に大きい高トルク域での制御を回避するために、原点未学習時の矩形波電圧の位相φの制御範囲を通常時よりも制限した。

これに対し、本変形例によるトルク急変回避制御では、高トルク域での制御をより直接的に回避するために、矩形波電圧制御中において、原点未学習時のトルクを通常時よりも制限する。

図８は、本変形例によるトルク急変回避制御（トルク制限）の一例を説明するための図である。本変形例においては、矩形波電圧制御領域Ａ２を高トルク高回転側の領域と低トルク低回転側の領域とに分ける分割ライン（一点鎖線参照）が設けられる。そして、制御装置３０は、矩形波電圧制御中において、通常時（原点学習完了後）には指令トルクＴｒｑｃｏｍの設定範囲を矩形波電圧制御領域Ａ２の全域とし、原点未学習時には指令トルクＴｒｑｃｏｍの設定範囲を分割ラインよりも低トルク低回転側に制限する。すなわち、矩形波電圧制御中において、通常時（原点学習完了後）には指令トルクＴｒｑｃｏｍの上限が上限ラインに設定され、原点未学習時には指令トルクＴｒｑｃｏｍの上限が上限ラインよりも低トルク側の分割ラインに設定される。

このようにすると、原点未学習時には、分割ラインを超える高トルク域に指令トルクＴｒｑｃｏｍが設定されることが回避される。そのため、実施の形態１と同様、原点未学習時であっても出力トルクの急変を回避することができる。
＜実施の形態１の変形例２＞
また、高トルク域での制御を直接的に回避する他の手法として、原点未学習時には、矩形波電圧制御の実行を禁止してモータＭ１の制御方式をＰＷＭ制御方式に固定するようにしてもよい。

図９は、本変形例によるトルク急変回避制御（矩形波電圧制御禁止）を説明するための図である。本変形例においては、制御装置３０は、通常時（原点学習完了後）には指令トルクＴｒｑｃｏｍを矩形波電圧制御領域Ａ２に設定することを許容し、原点未学習時には指令トルクＴｒｑｃｏｍを矩形波電圧制御領域Ａ２に設定することを禁止する。言い換えれば、通常時（原点学習完了後）には指令トルクＴｒｑｃｏｍの上限が上限ラインに設定され、原点未学習時には指令トルクＴｒｑｃｏｍの上限が上限ラインよりも低トルク側の境界ラインに設定される。

このようにすると、原点未学習時には、矩形波電圧制御が禁止され、モータＭ１の制御方式がＰＷＭ制御方式に固定される。そのため、原点未学習時には、比較的高いトルク域である領域Ａ２に指令トルクＴｒｑｃｏｍが設定されることが回避される。そのため、実施の形態１と同様、原点未学習時であっても出力トルクの急変を回避することができる。
［実施の形態２］
上述の実施の形態１によるトルク急変回避制御では、原点未学習時に原点オフセット誤差Δθの影響が大きい高トルク域（図７の領域α、β）での制御を回避していた。そのため、原点未学習時において、出力トルクの急変を回避することができるが、その一方で高トルクを出力できなくなってしまう。

そこで、本実施の形態２によるトルク急変回避制御では、矩形波電圧制御を行なう際、原点未学習時に、高トルク域での制御を許容しつつ、出力トルクの急変を回避するように推定トルクＴｒｑの算出に用いられるロータ検出位置θｃを予め定められた手法で補正する。その他の構造、機能、処理は、前述の実施の形態１と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

以下、本実施の形態によるトルク急変回避制御（ロータ検出位置θｃの補正）について説明する。

図１０は、本実施の形態による矩形波電圧制御部４００Ａによって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。矩形波電圧制御部４００Ａは、上述の図５に示した矩形波電圧制御部４００に対し、位相リミッタ４３２を位相リミッタ４３２Ａに変更し、さらに補正部２７１を追加したものである。その他の機能ブロックについては、既に説明したため詳細な説明はここでは繰り返さない。

位相リミッタ４３２Ａは、ＰＩ演算部４３０の出力する位相φに所定の制限をかけた電圧位相φｖを矩形波発生部４４０に出力する。この際、位相リミッタ４３２Ａは、原点未学習時であっても、通常時（原点学習後）と同様に、位相φの制御範囲を上述の図７に示す−φ２〜φ２の範囲とする。これにより、原点未学習時であっても、高トルク域（図７の領域α、β）での制御が許容される。

補正部２７１は、原点未学習時である場合、原点学習部２７０から出力されるロータ検出角θｃを予め定められた手法で補正し、補正後のロータ検出角θｃを「ロータ補正角θｃ’」として座標変換部２２０に出力する。なお、補正部２７１は、原点学習後である場合、原点学習部２７０から出力されるロータ学習角θｃ＃をそのまま座標変換部２２０に出力する。したがって、座標変換部２２０において、原点未学習時にはロータ補正角θｃ’を用いた座標変換が行なわれ、原点学習後にはロータ学習角θｃ＃を用いた座標変換が行なわれる。

図１１は、原点未学習時におけるモータＭ１の実トルクとトルク推定部４２０で推定される推定トルクＴｒｑとの対応関係の一例を示す図である。図１２は、図１１のような実トルクと推定トルクＴｒｑとの対応関係がある場合における、指令トルクＴｒｑｃｏｍと実トルクとの対応関係を示す図である。

上述したように、矩形波電圧制御では、推定トルクＴｒｑを指令トルクＴｒｑｃｏｍに追従させるトルクフィードバック制御が行なわれる。そのため、図１１に示すように原点誤差の影響で推定トルクＴｒｑが実トルクよりも小さく算出された場合には、トルクフィードバック制御の作用によって矩形波電圧位相φが適正値よりも進角されるため、図１２に示すように指令トルクＴｒｑｃｏｍに対して実トルクが過剰に大きくなる。このような現象がトルク急変の要因となる。

なお、図１１に示す例とは反対に、原点誤差の影響で推定トルクＴｒｑが実トルクよりも大きく算出された場合には、トルクフィードバック制御の作用によって矩形波電圧位相φが適正値よりも遅角されるため、指令トルクＴｒｑｃｏｍに対して実トルクが小さくなる。しかしながら、この場合には、ユーザが要求するトルク（指令トルクＴｒｑｃｏｍ）に対して実トルクが小さいため、トルク急変は大きな問題とはならない。

そこで、補正部２７１は、原点未学習時に、トルク推定部４２０で推定される推定トルクＴｒｑが増加する方向に、所定の角補正量θｈだけ、ロータ検出位置θｃを補正する。

具体的には、補正部２７１は、指令トルクＴｒｑｃｏｍ（ｑ軸電流Ｉｑの前回値でもよい）の符号を判定する。そして、Ｔｒｑｃｏｍ≧０のときは、推定トルクＴｒｑが増加する方向はプラス方向となるため、補正部２７１は、ロータ補正角θｃ’をθｃ’＝θｃ＋θｈと算出する。反対に、Ｔｒｑｃｏｍ＜０のときは、推定トルクＴｒｑが増加する方向はマイナス方向となるため、補正部２７１は、ロータ補正角θｃ’をθｃ’＝θｃ−θｈとする。

なお、モータＭ１の極対数を「ｐ」、レゾルバ２５の極数を「Ｒ」とすると、電気角θｅはθｅ＝θｃ’×ｐ／Ｒで表わすことができる。そのため、座標変換部２２０によって算出されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、それぞれ下記の式（１）、（２）のようになる。

以上のように、本実施の形態２では、矩形波電圧制御を行なう際、原点未学習時において、高トルク域での制御を許容しつつ、推定トルクＴｒｑが増加する方向にロータ検出位置θｃを予め補正する。そのため、矩形波電圧制御におけるトルクフィードバック制御の作用によって指令トルクＴｒｑｃｏｍに対して実トルクが過剰に大きくなることが抑制される。そのため、原点未学習時であっても、高トルク域での制御を許容しつつ、出力トルクの急変を回避することができる。
＜実施の形態２の変形例１＞
上述の実施の形態２によるトルク急変回避制御では、矩形波電圧制御を行なう際、原点未学習時に、推定トルクＴｒｑが増加する方向に、座標変換部２２０による座標変換に用いられるロータ検出位置θｃを補正した。

これに対し、本変形例によるトルク急変回避制御では、推定トルクＴｒｑが増加する方向に、座標変換部２２０による座標変換の結果（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ）を補正する。

以下、本変形例によるトルク急変回避制御（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの補正）について説明する。

図１３は、本変形例による矩形波電圧制御部４００Ｂによって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。矩形波電圧制御部４００Ｂは、上述の図１０に示した矩形波電圧制御部４００Ａに対し、補正部２７１を削除し、補正部２２１を追加したものである。その他の機能ブロックについては、既に説明したため詳細な説明はここでは繰り返さない。

補正部２２１は、原点未学習時である場合、ロータ検出角θｃを用いて座標変換部２２０が算出したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを補正し、補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ「補正ｄ軸電流Ｉｄ’」および「補正ｑ軸電流Ｉｑ’」としてトルク推定部４２０に出力する。

なお、補正部２２１は、原点学習後である場合、ロータ学習角θｃ＃を用いて座標変換部２２０が算出したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑをそのままトルク推定部４２０に出力する。

図１４は、補正部２２１によるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの補正手法を説明するための図である。

図１４に示すように、ｄ軸を基準とする補正前の電流位相を「φｉ」、電流位相φｉの補正量を「φｉｈ」、（Ｉｑ^２＋Ｉｄ^２）の平方根を「Ｉｒ」とした場合、補正部２２１は、補正ｄ軸電流Ｉｄ’および補正ｑ軸電流Ｉｑ’を以下のよう算出する。

補正部２２１は、指令トルクＴｒｑｃｏｍ（ｑ軸電流Ｉｑの前回値でもよい）の符号を判定する。そして、Ｔｒｑｃｏｍ≧０のときは、補正部２２１は、Ｉｄ’＝Ｉｒ×ｃｏｓ（φｉ−φｉｈ）、Ｉｑ’＝Ｉｒ×ｓｉｎ（φｉ−φｉｈ）とする。一方、指令トルクＴｒｑｃｏｍ＜０のときは、補正部２２１は、Ｉｄ’＝Ｉｒ×ｃｏｓ（φｉ＋φｉｈ）、Ｉｄ’＝Ｉｒ×ｓｉｎ（φｉ＋φｉｈ）とする。なお、φｉはａｔａｎ（Ｉｑ／Ｉｄ）で表わすことができる。

以上のように、原点未学習時にｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを推定トルクＴｒｑが増加する方向に補正することによっても、上述の実施の形態２と同様、高トルク域での制御を許容しつつ出力トルクの急変を回避することができる。
＜実施の形態２の変形例２＞
上述の実施の形態２によるトルク急変回避制御では、矩形波電圧制御を行なう際、原点未学習時にロータ検出位置θｃを補正することで、推定トルクＴｒｑを間接的に増加させた。

これに対し、本変形例によるトルク急変回避制御では、原点未学習時に推定トルクＴｒｑを直接的に増加させる。

以下、本変形例によるトルク急変回避制御（推定トルクＴｒｑの増加補正）について説明する。

図１５は、本変形例による矩形波電圧制御部４００Ｃによって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。矩形波電圧制御部４００Ｃは、上述の図１３に示した矩形波電圧制御部４００Ｂに対し、補正部２２１を削除し、補正部４２１を追加したものである。その他の機能ブロックについては、既に説明したため詳細な説明はここでは繰り返さない。

補正部４２１は、原点未学習時である場合、トルク推定部４２０が算出した推定トルクＴｒｑを所定値だけ増加補正して出力する。なお、補正部４２１は、通常時（原点学習後）である場合、トルク推定部４２０が算出した推定トルクＴｒｑをそのまま出力する。

このように原点未学習時に直接的に推定トルクＴｒｑを増加補正することによっても、上述の実施の形態２と同様に、高トルク域での制御を許容しつつ出力トルクの急変を回避することができる。
＜実施の形態２の変形例３＞
上述の実施の形態２によるトルク急変回避制御では、矩形波電圧制御を行なう際、原点未学習時に、推定トルクＴｒｑが増加する方向にロータ検出位置θｃを予め補正することで、トルクの急変を回避した。

これに対し、本変形例によるトルク急変回避制御では、原点未学習時に指令トルクＴｒｑｃｏｍの変化率を直接制限することによってトルクの急変を回避する。

以下、本変形例によるトルク急変回避制御（指令トルクＴｒｑｃｏｍの変化率制限）について説明する。

図１６は、本変形例による矩形波電圧制御部４００Ｄによって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。矩形波電圧制御部４００Ｄは、上述の図１０に示した矩形波電圧制御部４００Ａに対し、補正部２７１を削除し、制限部４２２を追加したものである。その他の機能ブロックについては、既に説明したため詳細な説明はここでは繰り返さない。

制限部４２２は、原点未学習時である場合、矩形波電圧制御に用いられる指令トルクＴｒｑｃｏｍの変化率を所定値未満に制限する。なお、制限部４２２は、通常時（原点学習後）である場合、矩形波電圧制御に用いられる指令トルクＴｒｑｃｏｍの変化率を所定値未満には制限しない。

このようにすると、原点未学習時においてトルクの急変を直接的に抑制することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５，６，７ 電力線、１０ 監視ユニット、１０＃ 直流電圧発生部、１１，１３ 電圧センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、２４ 電流センサ、２５ レゾルバ、３０ 制御装置、１００ 車両、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２２１，２７１，４２１ 補正部、２４０，４３０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０ 原点学習部、４００，４００Ａ，４００Ｂ，４００Ｄ 矩形波電圧制御部、４２０ トルク推定部、４２２ 制限部、４３２，４３２Ａ 位相リミッタ、４４０ 矩形波発生部、４５０ 信号発生部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ モータ、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (4)

1. ロータを有するモータと、
   前記ロータの回転角を検出するレゾルバと、
   前記レゾルバによる前記ロータの検出角を用いて、前記モータを矩形波制御によって制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記ロータの実回転角の原点と前記ロータの検出角の原点とのずれ量を学習する原点学習を行ない、前記原点学習の結果で前記ロータの検出角を補正し、
   前記制御装置は、前記原点学習が完了していない場合、前記モータの出力の急変を回避するための回避制御を行ない、
   前記制御装置は、前記矩形波制御およびパルス幅変調制御のいずれかによって前記モータを制御可能であり、
   前記回避制御は、前記モータを前記矩形波制御によって制御することを禁止する制御である、車両。
2. ロータを有するモータと、
   前記ロータの回転角を検出するレゾルバと、
   前記レゾルバによる前記ロータの検出角を用いて、前記モータを矩形波制御によって制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記ロータの実回転角の原点と前記ロータの検出角の原点とのずれ量を学習する原点学習を行ない、前記原点学習の結果で前記ロータの検出角を補正し、
   前記制御装置は、前記原点学習が完了していない場合、前記モータの出力の急変を回避するための回避制御を行ない、
   前記制御装置は、前記矩形波制御を行なう際、前記ロータの検出角を用いて前記モータの推定トルクを算出し、前記推定トルクと前記モータの指令トルクとの偏差に基づいて前記モータをフィードバック制御し、
   前記回避制御は、前記推定トルクの算出に用いられる前記ロータの検出角を、前記推定トルクが増加する方向に補正する制御である、車両。
3. ロータを有するモータと、
   前記ロータの回転角を検出するレゾルバと、
   前記レゾルバによる前記ロータの検出角を用いて、前記モータを矩形波制御によって制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記ロータの実回転角の原点と前記ロータの検出角の原点とのずれ量を学習する原点学習を行ない、前記原点学習の結果で前記ロータの検出角を補正し、
   前記制御装置は、前記原点学習が完了していない場合、前記モータの出力の急変を回避するための回避制御を行ない、
   前記制御装置は、前記矩形波制御を行なう際、前記ロータの検出角を用いて前記モータの推定トルクを算出し、前記推定トルクと前記モータの指令トルクとの偏差に基づいて前記モータをフィードバック制御し、
   前記回避制御は、前記ロータの検出角を用いて算出された前記推定トルクを増加補正する制御である、車両。
4. ロータを有するモータと、
   前記ロータの回転角を検出するレゾルバと、
   前記レゾルバによる前記ロータの検出角を用いて、前記モータを矩形波制御によって制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記ロータの実回転角の原点と前記ロータの検出角の原点とのずれ量を学習する原点学習を行ない、前記原点学習の結果で前記ロータの検出角を補正し、
   前記制御装置は、前記原点学習が完了していない場合、前記モータの出力の急変を回避するための回避制御を行ない、
   前記制御装置は、前記矩形波制御を行なう際、前記ロータの検出角を用いて前記モータの推定トルクを算出し、前記推定トルクと前記モータの指令トルクとの偏差に基づいて前記モータをフィードバック制御し、
   前記回避制御は、前記指令トルクの変化率を所定値未満に制限する制御である、車両。

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