CN103684166B - 包括马达控制装置的车辆以及用于车辆的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种包括马达控制装置的车辆以及用于该车辆的控制方法。该车辆包括具有转子的马达、检测转子的旋转角的旋转变压器以及控制装置。控制装置使用旋转变压器的输出来对安装在车辆上的马达执行矩形波控制。控制装置确定是否完成旋转变压器的零学习，并且当完成零学习时（在正常时间期间），将矩形波电压的相位φ限制为-φ2至φ2的范围。当尚未完成零学习时，控制装置将矩形波电压的相位φ限制为-φ1（>-φ2）至φ1（<φ2）的范围。以此方式，控制装置相比于在正常时间期间的相位φ的控制范围（-φ2至φ2）来限制在尚未完成零学习期间的相位φ的控制范围（-φ1至φ1）。因此，避免了在零偏移误差的影响特别大的高转矩区域（区域α、β）内的控制。

Description

包括马达控制装置的车辆以及用于车辆的控制方法

技术领域

本发明涉及一种包括控制装置的车辆以及用于该车辆的控制方法，其中该控制装置使用旋转变压器(resolver)的输出来对马达执行矩形波控制(矩形波电压控制)。

背景技术

日本专利申请2008-283751号公报(JP2008-283751A)描述了如下的一种技术：其用于以矩形波控制模式驱动马达的系统中，通过基于由转子旋转位置传感器检测的转子旋转位置来计算用于转矩控制的马达命令电流矢量和马达检测电流矢量，然后校正矩形波电压的相位，使得从马达命令电流矢量获得的估计转矩与从马达检测电流矢量获得的估计转矩之间的偏差变为零，从而防止扰乱转矩波动。

附带地，被称为旋转变压器的传感器通常用于检测转子旋转位置的传感器，并且旋转变压器的检测值可包括所谓的零偏移误差。因此，期望执行用于计算零偏移误差的控制(下文中，也称为“零学习”)，然后基于该结果校正旋转变压器的检测值。然而，如果未完成零学习，则会担心由于零偏移误差的影响而在估计转矩中出现误差，结果，马达的输出转矩快速地变化。

发明内容

本发明提供了一种使用旋转变压器的输出来对马达执行矩形波控制的、包括控制装置的车辆，以及用于该车辆的控制方法，该控制装置被配置为进行用于即使在尚未完成零学习期间也能避免马达的输出转矩的快速变化的控制。

本发明的一方面提供了一种车辆，包括：具有转子的马达；旋转变压器，被配置为检测转子的旋转角；以及控制装置，被配置为使用转子的旋转角来对马达执行矩形波控制，旋转角由旋转变压器来检测。控制装置被配置为执行用于学习转子的实际旋转角的原点与转子的检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于零学习的结果对转子的检测到的旋转角进行校正，并且控制装置被配置为执行用于避免在零学习尚未完成时马达的输出的快速变化的避免控制。控制装置被配置为在完成零学习之后将在矩形波控制中使用的矩形波电压相位的控制范围设置为第一范围，并且该避免控制是用于相比于该第一范围来限制矩形波电压相位的控制范围的控制。

本发明的另一方面提供了一种用于车辆的控制方法，车辆包括具有转子的马达以及被配置为检测转子的旋转角的旋转变压器。控制方法包括：使用旋转变压器来检测转子的旋转角；使用检测到的旋转角来对马达执行矩形波控制；执行用于学习转子的实际旋转角的原点与转子的检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；基于零学习的结果校正转子的检测到的旋转角；当尚未完成零学习时，执行用于避免马达的输出的快速变化的避免控制；以及在完成零学习之后，将在矩形波控制中使用的矩形波电压相位的控制范围设置为第一范围，其中，在该避免控制中，相比于该第一范围来限制矩形波电压相位的控制范围。

在车辆及其控制方法中，当执行矩形波控制时，可使用检测到的转子的旋转角来计算马达的估计转矩，然后，基于估计转矩与马达的命令转矩之间的偏差来对马达执行反馈控制。在完成零学习之后，可将矩形波控制期间的命令转矩的上限设置为第一线。避免控制可以是用于将矩形波控制期间的命令转矩的上限减小至第一线以下的控制。

在车辆及其控制方法中，避免控制可以是用于禁止对马达执行矩形波控制的控制。

在车辆及其控制方法中，当执行矩形波控制时，可使用转子的所检测到的旋转角来计算马达的估计转矩，然后，可基于估计转矩与马达的命令转矩之间的偏差来对马达执行反馈控制。避免控制可以是用于校正转子的所检测到的旋转角以使得估计转矩增大的控制，所检测到的旋转角用于计算估计转矩。

在车辆及其控制方法中，当执行矩形波控制时，可使用转子的所检测到的旋转角来计算马达的估计转矩，然后，基于估计转矩与马达的命令转矩之间的偏差来对马达执行反馈控制。避免控制可以是用于校正使用转子的所检测到的旋转角计算的估计转矩以增大估计转矩的控制。

在车辆及其控制方法中，避免控制可以是用于通过校正所检测到的旋转角来间接校正估计转矩以增大估计转矩的控制，或者避免控制可以是用于通过将估计转矩增大预定值来直接校正估计转矩以增大估计转矩的控制。

在车辆及其控制方法中，当执行矩形波控制时，可使用转子的检测到的旋转角来计算马达的估计转矩，然后，基于估计转矩与马达的命令转矩之间的偏差来对马达执行反馈控制。避免控制可以是用于将命令转矩的变化率限制为预定值以下的控制。

利用根据本发明的车辆及其控制方法，在使用旋转变压器的输出来对马达执行矩形波控制的车辆中，即使在尚未完成零学习期间也能够避免马达的输出转矩的快速变化。

附图说明

以下将参照附图描述本发明示例性实施例的特征、优点以及技术和工业意义，在附图中，相同的附图标记表示相同的元件，并且在附图中：

图1是根据实施例的车辆的示意性配置图；

图2是用于示出安装在车辆上的马达的控制模式的图；

图3是示出针对马达的控制模式的PWM控制区域与矩形波电压控制区域之间的相互关系的曲线图；

图4是PWM控制的控制框图；

图5是矩形波电压控制的控制框图；

图6是用于示出在图5所示的矩形波电压控制中由零学习单元执行的零学习技术的曲线图；

图7是用于示出在图5所示的矩形波电压控制中由相位限制器执行的快速转矩变化避免控制的图；

图8是用于示出快速转矩变化避免控制的第一替选实施例的曲线图；

图9是用于示出快速转矩变化避免控制的第二替选实施例的曲线图；

图10是根据本发明的第二实施例的矩形波电压控制的控制框图；

图11是示出根据本发明的第二实施例的马达的实际转矩与估计转矩Trq之间的相互关系的曲线图；

图12是示出根据本发明的第二实施例的命令转矩Trqcom与实际转矩之间的相互关系的曲线图；

图13是根据本发明的第二实施例的第一替选实施例的矩形波电压控制的控制框图；

图14是用于示出根据本发明的第二实施例的第一替选实施例的用于校正d轴电流Id和q轴电流Iq的技术的曲线图；

图15是根据本发明的第二实施例的第二替选实施例的矩形波电压控制的控制框图；以及

图16是根据本发明的第二实施例的第三替选实施例的矩形波电压控制的控制框图。

具体实施方式

下文中，将参照附图详细描述本发明的实施例。相同的附图标记在附图中表示相同或相应的部分，并且将基本上不重复对其的描述。

图1是根据本发明第一实施例的车辆100的示意性配置图。车辆100包括直流电压生成单元10#、平滑电容器C0、逆变器14、控制装置(ECU)30以及马达M1。

马达M1是包括转子的交流同步马达，并且例如是将永磁体用于转子的永磁体型同步马达。马达M1具有凸极性电感(d轴电感和q轴电感彼此不同的特性)。

在本实施例中，马达M1是产生用于驱动电动车辆(诸如混合动力车辆和电动车)的驱动轮的转矩的驱动马达。电动车辆包括其上安装有用于产生车辆驱动力的马达的整车，并且包括其上未安装发动机的电动车。马达M1通常被配置为也起到发电机的作用。

直流电压生成单元10#包括直流电源B、系统继电器SR1、SR2、平滑电容器C1和变流器(converter)12。

直流电源B由二次电池、燃料电池、双电层电容器或者其中两个或更多个的组合构成，其中二次电池被配置为包括镍金属氢化物、锂离子等。直流电源B的电压(Vb)、电流和温度由设置在直流电源B处的监视单元10来检测。监视单元10的检测值被输出至控制装置30。

系统继电器SR1被连接在直流电源B的正电极端子与电力线6之间，并且系统继电器SR2被连接在直流电源B的负电极端子与电力线5之间。根据来自控制装置30的信号SE来接通或关断系统继电器SR1、SR2。平滑电容器C1被连接在电力线6与电力线5之间。电压传感器11检测电力线6与电力线5之间的直流电压VL。电压传感器11的检测值被传送至控制装置30。

变流器12包括电抗器L1、电力半导体开关元件Q1、Q2以及二极管D1、D2(也称为反并联二极管)。

电力半导体开关元件Q1、Q2被串联连接在电力线7与电力线5之间。根据来自控制装置30的开关控制信号S1、S2来控制电力半导体开关元件Q1、Q2的接通/关断状态。

在本发明的实施例中，各电力半导体开关元件(下文中，简称为“开关元件”)可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)、电力金属氧化物半导体(MOS)晶体管、电力双极晶体管等。反并联二极管D1、D2分别连接至开关元件Q1、Q2。

电抗器L1被连接在开关元件Q1、Q2的连接节点与电力线6之间。另外，平滑电容器C0被连接在电力线7与电力线5之间。

逆变器14由并联设置在电力线7与电力线5之间的U相臂15、V相臂16和W相臂17构成。各相的臂由串联连接在电力线7与电力线5之间的开关元件构成。例如，U相臂15包括开关元件Q3、Q4。V相臂16包括开关元件Q5、Q6。W相臂17包括开关元件Q7、Q8。反并联二极管D3至D8被分别连接至开关元件Q3至Q8。根据来自控制装置30的开关控制信号S3至S8来控制开关元件Q3至Q8的接通/关断状态。

各相的臂的中点被连接至马达M1的三相线圈中相应的一个线圈的一端。U相线圈、V相线圈、W相线圈这三个线圈的一端被共同连接至中性点26。

变流器12响应于来自控制装置30的开关控制信号S1、S2而执行开关操作。在升压操作时，变流器12将从直流电源B供给的直流电压VL升高为直流电压VH(其对应于逆变器14的输入电压，并且下文中，该直流电压也被称为“系统电压”)。在降压操作时，变流器12将直流电压VH降低为直流电压VL。在升压操作或降压操作中的电压变换比(VH与VL之比)能够通过调整开关元件Q1、Q2的控制占空比来控制。当停止变流器12时，获得VH＝VL(电压变换比＝1.0)。

平滑电容器C0对施加至电力线7的直流电压进行平滑。电压传感器13检测平滑电容器C0的两端之间的电压(即系统电压VH)，并将检测值输出至控制装置30。

逆变器14响应于来自控制装置30的开关控制信号S3至S8而执行开关操作。当马达M1的转矩命令值是正的(Trqcom>0)时，逆变器14将施加至电力线7的直流电压变换为交流电压，并且驱动马达M1，使得马达M1输出正转矩。当马达M1的转矩命令值为零(Trqcom＝0)时，逆变器14将直流电压变换为交流电压，并且驱动马达M1，使得转矩变为零。因此，驱动马达M1，以产生由命令转矩Trqcom指定的零转矩或正转矩。

在对车辆100进行再生制动时，马达M1的命令转矩Trqcom被设置为负值(Trqcom<0)。在这种情况下，逆变器14将由马达M1产生的交流电压变换为直流电压，并且经由平滑电容器C0将变换的直流电压(系统电压)供给至变流器12。

电流传感器24检测流过马达M1的电流(相电流)，并将检测值输出至控制装置30。三相电流iu、iv、iw的瞬时值之和为零，所以电流传感器24可被配置为检测两相马达电流(例如，V相电流iv和W相电流iw)，如图1所示。

旋转变压器25检测马达M1的转子旋转角(转子的磁极位置)，并将检测的转子旋转角传送至控制装置30。在以下描述中，由旋转变压器25检测到的转子旋转角被称为“检测转子角θc”。如稍后所述，控制装置30使用检测转子角θc来控制马达M1的输出。

控制装置30由电子控制单元(ECU)构成，并且通过在中央处理单元(CPU)(未示出)中执行预存程序的软件处理和/或专用电子电路的硬件处理来控制车辆100的各装置。

例如，控制装置30生成用于使系统电压VH与电压命令值一致的开关控制信号S1、S2，并将开关控制信号S1、S2输出至变流器12。另外，控制装置30生成开关控制信号S3至S8，使得马达M1通过控制模式(稍后描述)根据命令转矩Trqcom来输出转矩，并且将开关控制信号S3至S8输出至逆变器14。

图2是用于示出马达M1的控制模式的图。控制装置30以脉宽调制(PWM)控制模式或矩形波电压控制模式控制马达M1。

PWM控制模式包括两种控制模式，即正弦PWM控制模式和过调制PWM控制模式。正弦PWM控制被用作通用PWM控制模式，并且根据正弦电压命令值与载波(通常为三角波)之间的电压比较来控制三相臂中相应的一个相臂的每对开关元件的接通/关断状态。过调制PWM控制使载波的振幅失真，使得振幅被减小，然后执行与上述正弦PWM控制类似的PWM控制。在这些PWM控制模式下，正好能够将调制因子增大至0.78附近的范围。

另一方面，矩形波电压控制将高电平周期与低电平周期之比为1比1的一个矩形波脉冲施加至马达M1，并且对应于将PWM占空比保持为最大值的情况。因此，调制因子增大至大约0.78。

上述PWM控制和矩形波电压控制是已知的控制模式，所以这里将不重复详细描述。

图3是示出PWM控制区域与矩形波电压控制区域之间的相互关系的曲线图。在低于图3所示的上限线的区域内控制基于马达M1的旋转速度和转矩而确定的马达操作点。在低于上限线的区域内，图3中所示的相对于界线的低转矩低旋转速度侧区域A1是PWM控制区域，以及相对于界线的高转矩高旋转速度侧区域A2是矩形波电压控制区域。控制装置30在马达操作点落入区域A1内时以PWM控制模式控制马达M1，而在马达操作点落入区域A2时以矩形波电压控制模式控制马达M1。

在任意控制模式下，在对马达M1的控制中使用旋转坐标系，该旋转坐标系具有转子的永磁体的磁通方向(d轴)以及垂直于磁通方向的方向(q轴)。基于检测转子角θc来识别旋转坐标系。在以下描述中，区别于实际的d轴、q轴和d-q轴，基于检测的转子角θc识别的d轴、q轴和d-q轴被分别称为“dc轴”、“qc轴”和“dc-qc轴”。

接下来，将描述PWM控制。图4是由控制装置30执行的PWM控制的控制框图。控制装置30包括执行PWM控制的PWM控制单元200。PWM控制单元200包括：电流命令生成单元210、坐标变换单元220、250、PI运算单元240、PWM信号生成单元260和零学习单元270。

电流命令生成单元210根据准备的表格等、基于命令转矩Trqcom来生成d轴电流命令值Idcom以及q轴电流命令值Iqcom。

零学习单元270基于检测转子角θc识别dc-qc轴(控制中的d-q轴)，并且计算所识别的dc-qc轴与实际的d-q轴之间的差(下文中，称为“零偏移误差Δθ”)。

零偏移误差Δθ是由于旋转变压器25的安装位置相对于马达M1的线圈位置的偏差而引起的误差，并且对应于检测转子角θc的原点(origin)与实际转子旋转角θ的原点之间的差异。零偏移误差Δθ是与检测转子角θc无关的常数，并且是与基于检测转子角θc周期性地波动的误差(所谓的周期性误差)不同的误差。下文中，用于计算零偏移误差Δθ的控制还被简称为“零学习”。稍后将详细描述用于进行零学习的技术。

当零学习单元270完成了零学习时，零学习单元270使用通过零学习获得的零偏移误差Δθ来校正检测转子角θc，并且输出校正后的检测转子角θc作为“学习的转子角θc#”。当零学习单元270尚未完成零学习时，零学习单元270直接输出从旋转变压器25输出的检测转子角θc。

坐标变换单元220使用零学习单元270的输出(学习的转子角θc#或检测转子角θc)、通过坐标转换(三相到两相)、基于由电流传感器24检测到的V相电流iv和W相电流iw来计算d轴电流Id和q轴电流Iq。

d轴电流与命令值的偏差ΔId(ΔId＝Idcom-Id)和q轴电流与命令值的偏差ΔIq(ΔIq＝Iqcom-Iq)被输入至PI运算单元240。PI运算单元240通过使用预定增益对d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq执行PI运算来获得控制偏差，并且基于控制偏差生成d轴电压命令值Vd#和q轴电压命令值Vq#。

坐标变换单元250使用零学习单元270的输出(学习的转子角θc#或检测转子角θc)，通过坐标变换(双相到三相)将d轴电压命令值Vd#和q轴电压命令值Vq#变换为U相电压命令值Vu、V相电压命令值Vv和W相电压命令值Vw。还在从d轴电压命令值Vd#和q轴电压命令值Vq#到三相电压命令值Vu、Vv、Vw的变换中反映系统电压VH。

PWM信号生成单元260基于三相电压命令值Vu、Vv、Vw和预定载波(载波信号)之间的比较来生成图1中所示的开关控制信号S3至S8。根据开关控制信号S3至S8对逆变器14进行开关控制。因此，用于根据输入至电流命令生成单元210的命令转矩Trqcom输出转矩的交流电压被施加至马达M1。

以此方式，在PWM控制中，执行电流反馈控制，使得马达电流(Id,Iq)跟随基于命令转矩Trqcom的电流命令值(Idcom,Iqcom)。

接下来，将描述矩形波电压控制。图5是由控制装置30执行的矩形波电压控制的控制框图。控制装置30包括执行矩形波电压控制的矩形波电压控制单元400。矩形波电压控制单元400包括坐标变换单元220、零学习单元270、转矩估计单元420、PI运算单元430、相位限制器432、矩形波生成单元440和信号生成单元450。

如在PWM控制模式的情况下，零学习单元270在零学习单元270完成了零学习时输出学习的转子角θc#，而在零学习单元270尚未完成零学习时直接输出检测转子角θc。

如在PWM控制模式的情况下，坐标变换单元220使用零学习单元270的输出(学习的转子角θc#或检测转子角θc)来将从V相电流iv和W相电流iw获得的三相电流变换为d轴电流Id和q轴电流Iq。

转矩估计单元420使用利用坐标变换单元220获得的d轴电流Id和q轴电流Iq来估计马达M1的输出转矩。转矩估计单元420例如由转矩计算映射构成，该转矩计算映射使用d轴电流Id和q轴电流Iq作为自变量来输出估计的转矩Trq。

估计转矩Trq相对于命令转矩Trqcom的偏差ΔTrq(ΔTrq＝Trqcom–Trq)被输入至PI运算单元430。PI运算单元430通过使用预定增益对转矩偏差ΔTrq执行PI运算来获得控制偏差，并且基于获得的控制偏差设置矩形波电压的相位φ。PI运算单元430在偏差ΔTrq为正时向前移动(advance)相位φ；否则，PI运算单元430向后移动(retard)相位φ。这样，在矩形波电压控制中，通过调整矩形波电压的相位φ而使得估计转矩Trq跟随命令转矩Trqcom。

相位限制器432将电压相位φv输出至矩形波生成单元440。电压相位φv是通过对从PI运算单元430输出的相位φ设置预定限制而获得的。在本实施例中，相位限制器432执行用于避免在尚未完成零学习期间马达M1的输出的快速变化的控制(下文中，也称为“快速转矩变化避免控制”)。具体地，相位限制器432相比于在零学习之后(在正常时间期间)的相位φ的控制范围来限制在尚未完成零学习期间的相位φ的控制范围。这是本实施例中的最大特征点。稍后将详细描述由相位限制器432执行的快速转矩变化避免控制(用于限制相位φ的技术)。

矩形波生成单元440根据从相位限制器432输出的电压相位φv来生成三相电压命令值(矩形波脉冲)Vu、Vv、Vw。信号生成单元450根据三相电压命令值Vu、Vv、Vw来生成开关控制信号S3至S8。逆变器14根据开关控制信号S3至S8来执行开关操作。因此，根据电压相位φv的矩形波脉冲电压分别被施加至马达M1的三相。

这样，在矩形波电压控制中，执行转矩反馈控制，使得马达M1的估计转矩Trq跟随命令转矩Trqcom。

接下来，将描述零学习。图6是用于示出由上述零学习单元270执行的零学习技术的图。用于零学习的技术不一定限于以下描述的技术。

通常，马达的电压式简单地通过以下数学表达式(1)来表达。

Vd＝-ωLdId,Vq＝ωLqIq+ωΦ(1)

在数学表达式(1)中，“ω”表示电角速度。“Ld”表示d轴电感，“Lq”表示q轴电感，以及“Φ”表示电枢磁链的数量。

在没有电流流过马达M1(Id＝Iq＝0)并且马达M1正在旋转(ω不为0)的状态下，从数学表达式(1)获得Vd＝0以及Vq＝ωΦ，并且仅向q轴施加反电动势电压ωΦ。然而，如图6所示，如果控制中的dc-qc轴与实际的d-q轴之间存在零偏移误差Δθ，则认识到：在控制中，反电动势电压ωΦ不仅被施加至qc轴而且施加至dc轴；因此，认识到马达电流不为0。

零学习单元270通过利用这种现象来执行零学习。具体地，零学习单元270确定是否满足学习许可条件。在没有电流流过马达M1并且马达M1正在旋转的状态下满足学习许可条件。当满足学习许可条件时，零学习单元270以预定角度旋转dc-qc轴，并且确定马达电流是否被识别为0。零学习单元270学习马达电流被识别为0的dc-qc轴的旋转角作为零偏移误差Δθ。

接下来，将描述快速转矩变化避免控制。如上所述，零学习单元270在满足了学习许可条件时执行零学习。在完成零学习之后，零学习单元270输出通过使用零偏移误差Δθ来校正检测的转子角θc而获得的“学习的转子角θc#”。

然而，在尚未完成零学习期间，零学习单元270将由旋转变压器25检测到的检测转子角θc直接输出至坐标变换单元220。因此，在尚未完成零学习期间，产生了基于由坐标变换单元220计算出的d轴电流Id和q轴电流Iq的零偏移误差Δθ的误差。结果，具体地，在矩形波电压控制内的转矩反馈控制中，产生了由转矩估计单元420估计出的估计转矩Trq的误差，并且担心马达M1的输出转矩快速变化。

作为用于避免这种快速转矩变化的控制(快速转矩变化避免控制)，根据本实施例的相位限制器432相比于如上所述在完成了零学习之后(在正常时间期间)的矩形波电压相位φ的控制范围来限制在尚未完成零学习期间的矩形波电压相位φ的控制范围。

图7是用于示出由相位限制器432执行的快速转矩变化避免控制(用于限制相位φ的技术)的曲线图。如图7所示，马达M1的输出转矩基于矩形波电压的相位φ而变化。具体地，当相位φ为0时，输出转矩为0。在电压相位φ大于0的区域(前移区域)中，输出转矩为正值，并且输出转矩在φ＝φ2时最大。在电压相位φ小于0的区域(后移区域)中，输出转矩为负值，并且输出转矩在φ＝-φ2时最小。

相位限制器432确定是否完成了零学习。当完成了零学习时(正常时间期间)，相位限制器432将相位φ限制于-φ2至φ2的范围。另一方面，当尚未完成零学习时，相位限制器432将相位φ限制于-φ1(>-φ2)至φ1(<φ2)的范围。这样，相位限制器432相比于在正常时间期间的相位φ的控制范围(-φ2至φ2)来限制在尚未完成零学习期间的相位φ的控制范围(-φ1至φ1)。因此，在尚未完成零学习期间，在矩形波电压控制中，避免在零偏移误差Δθ的影响特别大的高转矩区域(其是指转矩的绝对值大的区域，在图7的示例中为区域α、β)中进行控制。因此，即使在尚未完成零学习期间，也能避免输出转矩的快速变化。

如上所述，在本实施例中，相比于正常时间期间(在完成了零学习之后)的矩形波电压的相位φ的控制范围来限制在尚未完成零学习期间的相位φ的控制范围。从而，避免在零偏移误差Δθ的影响特别大的高转矩区域中进行控制。因此，即使在尚未完成零学习期间也能避免输出转矩的快速变化。

接下来，将描述第一实施例的第一替选实施例。在根据上述第一实施例的快速转矩变化避免控制中，相比于在正常时间期间的矩形波电压的相位φ的控制范围来限制在尚未完成零学习期间的相位φ的控制范围，以避免在零偏移误差Δθ的影响特别大的高转矩区域中进行控制。

与此相反，在根据第一替选实施例的快速转矩变化避免控制中，在矩形波电压控制中相比于在正常时间期间内的转矩来限制在尚未完成零学习期间的转矩，以进一步直接避免在高转矩区域中的控制。

图8是用于示出根据第一替选实施例的快速转矩变化避免控制(转矩限制)的示例的曲线图。在第一替选实施例中，设置了分割线，该分割线(参见长短交替虚线)将矩形波电压控制区域A2分割成高转矩高旋转速度侧区域和低转矩低旋转速度侧区域。在矩形波电压控制期间，控制装置30在正常时间期间(在完成了零学习之后)将命令转矩Trqcom的设置范围设置为整个矩形波电压控制区域A2，并且在尚未完成零学习期间将命令转矩Trqcom的设置范围相对于分割线限制到低转矩低旋转速度侧区域。即，在矩形波电压控制期间，命令转矩Trqcom的上限被设置为正常时间期间(完成零学习之后)的上限线，并且命令转矩Trqcom的上限在尚未完成零学习期间被设置为在低于上限线的转矩侧的分割线。

因此，在尚未完成零学习期间避免将命令转矩Trqcom设置于超过分割线的高转矩区域。因此，如在第一实施例的情况下一样，即使在尚未完成零学习期间也能够避免输出转矩的快速变化。

接下来，将描述第一实施例的第二替选实施例。作为用于直接避免高转矩区域中的控制的另一种技术，可禁止执行矩形波电压控制，并且在尚未完成零学习期间可将马达M1的控制模式固定为PWM控制模式。

图9是用于示出根据第二替选实施例的快速转矩变化避免控制(矩形波电压控制的禁止)的曲线图。在第二替选实施例中，控制装置30允许在正常时间期间(在完成了零学习之后)在矩形波电压控制区域A2中设置命令转矩Trqcom，并且禁止在尚未完成零学习期间在矩形波电压控制区域A2中设置命令转矩Trqcom。换言之，在正常时间期间(在完成了零学习之后)，将命令转矩Trqcom的上限设置为上限线，而在尚未完成零学习期间，将命令转矩Trqcom的上限设置为在比上限线低的转矩侧的界线。

因此，在尚未完成零学习期间，禁止矩形波电压控制，并且将马达M1的控制模式固定为PWM控制模式。因此，在尚未完成零学习期间，避免将命令转矩Trqcom设置于作为较高转矩区域的区域A2。因此，如在第一实施例的情况下，即使在尚未完成零学习期间也能够避免输出转矩的快速变化。

接下来，将描述第二实施例。在根据上述第一实施例的快速转矩变化避免控制中，在尚未完成零学习期间避免在零偏移误差Δθ的影响大的高转矩区域(图7中的区域α、β)中进行控制。因此，在尚未完成零学习期间，能够避免输出转矩的快速变化，同时，另一方面，不能够输出高转矩。

在根据第二实施例的快速转矩变化避免控制中，当执行矩形波电压控制时，通过预定技术校正用于计算估计转矩Trq的检测转子位置θc，使得在允许在高转矩区域中进行控制的同时，在尚未完成零学习期间避免输出转矩的快速变化。其它结构、功能和处理与上述第一实施例的结构、功能和处理相同，因此将不重复详细描述。

下文中，将描述根据第二实施例的快速转矩变化避免控制(校正检测转子位置θc)。图10是根据第二实施例的由矩形波电压控制单元400A执行的矩形波电压控制的控制框图。矩形波电压控制单元400A不同于图5中所示的上述矩形波电压控制单元400之处在于：相位限制器432变为相位限制器432A，并且还添加了校正单元271。已描述了其它功能块，因此将不重复详细描述。

相位限制器432A将电压相位φv输出至矩形波生成单元440。通过将预定限制设置为从PI运算单元430输出的相位φ来获得电压相位φv。此时，即使在尚未完成零学习期间，也与在正常时间期间(在零学习之后)一样，相位限制器432A将相位φ的控制范围设置为图7所示的上述范围-φ2至φ2。因此，即使在尚未完成零学习期间，也允许在高转矩区域(图7中的区域α、β)中进行控制。

在尚未完成学习期间，校正单元271使用预定技术来对从零学习单元270输出的检测的转子角θc进行校正，并且将校正后的检测转子角θc作为“校正转子角θc’”输出至坐标变换单元220。在进行零学习之后，校正单元271将从零学习单元270输出的学习的转子角θc#直接输出至坐标变换单元220。因此，在坐标变换单元220中，在尚未完成零学习期间使用校正的转子角θc’执行坐标变换，并且在零学习之后使用学习的转子角θc#执行坐标变换。

图11是示出在尚未完成零学习期间马达M1的实际转矩与由转矩估计单元420估计出的估计转矩Trq之间的相互关系的示例的曲线图。图12是示出在存在如图11所示的实际转矩与估计转矩Trq之间的相互关系的情况下命令转矩Trqcom与实际转矩之间的相互关系的曲线图。

如上所述，在矩形波电压控制中，执行转矩反馈控制，使得估计转矩Trq跟随命令转矩Trqcom。因此，当计算估计转矩Trq而其由于如图11所示的零误差的影响而小于实际转矩时，通过转矩反馈控制的动作而将矩形波电压相位φ相对于适当值前移，因此实际转矩远远大于命令转矩Trqcom，如图12所示。这种现象成为快速转矩变化的因素。

与图11所示的示例相反，当计算估计转矩Trq而其由于零误差的影响而大于实际转矩时，通过转矩反馈控制的动作而将矩形波电压相位φ相对于适当值后移，因此实际转矩小于命令转矩Trqcom。然而，在这种情况下，实际转矩小于用户要求的转矩(命令转矩Trqcom)，因此快速转矩变化不成为显著问题。

在尚未完成零学习期间，校正单元271以预定角度校正量θh校正检测转子位置θc，使得由转矩估计单元420估计出的估计转矩Trq增大。

具体地，校正单元271确定命令转矩Trqcom(其可以是q轴电流Iq的前次值)的符号是正还是负。当Trqcom≥0时，估计转矩Trq增大的方向是正方向，因此校正单元271通过θc'＝θc+θh计算校正转子角θc'。另一方面，当Trqcom<0时，估计转矩Trq增大的方向是负方向，因此校正单元271通过θc'＝θc-θh计算校正转子角θc'。

在马达M1的极对的数量为“p”并且旋转变压器25的极数为“R”的情况下，电角度θe可通过θe＝θc'×p/R来表达。因此，由坐标变换单元220计算的d轴电流Id和q轴电流Iq分别为以下数学表达式(1)、(2)。

$Id=\sqrt{2}\&times;\{iu\&times;sin(\mathrm{\&theta;}e+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})-iw\&times;sin\left(\mathrm{\&theta;}e\right)\}---\left(1\right)$

$Iq=\sqrt{2}\&times;\{iu\&times;\cos (\mathrm{\&theta;}e+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})-iw\&times;cos\left(\mathrm{\&theta;}e\right)\}---\left(2\right)$

如上所述，在第二实施例中，当执行矩形波电压控制时，预先校正检测转子位置θc，使得在尚未完成零学习期间允许在高转矩区域中进行控制的同时，估计转矩Trq增大。因此，在矩形波电压控制中，通过转矩反馈控制的动作抑制了实际转矩相对于命令转矩Trqcom的过分增加。因此，即使在尚未完成零学习期间，在允许在高转矩区域中进行控制的同时，也能够避免输出转矩的快速变化。

接下来，将描述第二实施例的第一替选实施例。在根据上述第二实施例的快速转矩变化避免控制中，当执行矩形波电压控制时，校正在坐标变换中由坐标变换单元220使用的检测转子位置θc，使得在尚未完成零学习期间估计转矩Trq增大。

与此相反，在根据第一替选实施例的快速转矩变化避免控制中，校正由坐标变换单元220执行的坐标变换的结果(d轴电流Id和q轴电流Iq)，使得估计转矩Trq增大。

下文中，将描述根据第一替选实施例的快速转矩变化避免控制(校正d轴电流Id和q轴电流Iq)。图13是根据第一替选实施例的由矩形波电压控制单元400B执行的矩形波电压控制的控制框图。矩形波电压控制单元400B不同于图10所示的矩形波电压控制单元400A之处在于：删除了校正单元271，并添加了校正单元221。已描述了其它功能块，因此将不重复详细描述。

在尚未完成零学习期间，校正单元221使用检测转子角θc来对由坐标变换单元220计算出的d轴电流Id和q轴电流Iq进行校正，并且将校正后的d轴电流Id和校正后的q轴电流Iq输出至转矩估计单元420，分别作为“校正d轴电流Id”和“校正q轴电流Iq”。

在进行零学习之后，校正单元221将由坐标变换单元220使用学习的转子角θc#计算出的d轴电流Id和q轴电流Iq输出至转矩估计单元420。

图14是用于示出用于使用校正单元221校正d轴电流Id和q轴电流Iq的技术的图。如图14所示，在以d轴为基准的预校正电流相位由“φi”表示，电流相位φi的校正量由“φih”表示，并且(Iq²+Id²)的平方根由“Ir”表示的情况下，校正单元221如下计算校正的d轴电流Id'和校正的q轴电流Iq'。

校正单元221确定命令转矩Trqcom(其可以是q轴电流Iq的前次值)的符号是正的还是负的。当Trqcom≥0时，校正单元221通过Id'＝Ir×cos(φi-φih)和Iq'＝Ir×sin(φi-φih)来计算校正d轴电流Id'和校正q轴电流Iq'。另一方面，当命令转矩Trqcom<0时，校正单元221通过Id'＝Ir×cos(φi+φih)和Id'＝Ir×sin(φi+φih)来计算校正d轴电流Id'和校正q轴电流Iq'。φi可由atan(Iq/Id)表达。

如上所述，通过校正d轴电流Id和q轴电流Iq，使得在尚未完成零学习期间估计转矩Trq也增大，如在上述第二实施例的情况下一样，能够在允许在高转矩区域中进行控制的同时避免输出转矩的快速变化。

接下来，将描述第二实施例的第二替选实施例。在根据上述第二实施例的快速转矩变化避免控制中，当执行矩形波电压控制时，在尚未完成零学习期间，通过校正检测转子位置θc来间接增大估计转矩Trq。与此相反，在根据第二替选实施例的快速转矩变化避免控制中，在尚未完成零学习期间直接增大估计转矩Trq。

下文中，将描述快速转矩变化避免控制(校正估计转矩Trq，使得估计转矩Trq增大)。图15是根据第二替选实施例的由矩形波电压控制单元400C执行的矩形波电压控制的控制框图。矩形波电压控制单元400C不同于图13中所示的矩形波电压控制单元400B之处在于：删除了校正单元221并且添加了校正单元421。已描述了其它功能块，因此将不重复详细描述。

在尚未完成零学习期间，校正单元421输出如下获得的估计转矩Trq'。以预定值校正由转矩估计单元420计算出的估计转矩Trq，使得估计转矩Trq增大。在正常时间期间(在零学习之后)，校正单元421直接输出由转矩估计单元420计算出的估计转矩Trq。

这样，通过在尚未完成零学习期间也直接校正估计转矩Trq使得估计转矩Trq增大，与在上述第二实施例的情况下一样，能够在允许在高转矩区域中进行控制的同时避免输出转矩的快速变化。

接下来，将描述第二实施例的第三替选实施例。在根据上述第二实施例的快速转矩变化避免控制中，当执行矩形波电压控制时，在尚未完成零学习期间通过预先校正检测转子位置θc以使估计转矩Trq增大来避免快速转矩变化。与此相反，在根据第三替选实施例的快速转矩变化避免控制中，在尚未完成零学习期间通过直接限制命令转矩Trqcom的变化率来避免快速转矩变化。

下文中，将描述根据第三替选实施例的快速转矩变化避免控制(限制命令转矩Trqcom的变化率)。图16是根据第三替选实施例的由矩形波电压控制单元400D执行的矩形波电压控制的控制框图。矩形波电压控制单元400D不同于图10所示的矩形波电压控制单元400A之处在于：删除了校正单元271并且添加了限制单元422。已描述了其它功能块，因此将不重复详细描述。

在尚未完成零学习期间，变化率限制单元422将在矩形波电压控制中使用的命令转矩Trqcom的变化率限制为低于预定值。在正常时间期间(在零学习之后)，变化率限制单元422没有将在矩形波电压控制中使用的命令转矩Trqcom的变化率限制为低于预定值。因此，能够在尚未完成零学习期间直接抑制快速转矩变化。

Claims (16)

1.一种车辆，包括：具有转子的马达(M1)；旋转变压器，被配置为检测所述转子的旋转角；以及控制装置(30)，被配置为使用所述转子的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制，所述旋转角由所述旋转变压器(25)来检测，其特征在于，

所述控制装置(30)被配置为执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于所述零学习的结果对所述转子的所述检测到的旋转角进行校正，并且所述控制装置(30)被配置为执行用于避免在所述零学习尚未完成时所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，以及

所述控制装置(30)被配置为在完成所述零学习之后将在所述矩形波控制中使用的矩形波电压相位的控制范围设置为第一范围，并且所述避免控制是用于相比于所述第一范围来限制所述矩形波电压相位的控制范围的控制。

2.一种车辆，包括：具有转子的马达(M1)；旋转变压器，被配置为检测所述转子的旋转角；以及控制装置(30)，被配置为使用所述转子的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制，所述旋转角由所述旋转变压器(25)来检测，其特征在于，

所述控制装置(30)被配置为执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于所述零学习的结果对所述转子的所述检测到的旋转角进行校正，并且所述控制装置(30)被配置为执行用于避免在所述零学习尚未完成时所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，以及

所述控制装置(30)被配置为在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制，所述控制装置(30)被配置为在完成所述零学习之后，将在所述矩形波控制期间的所述命令转矩的上限设置为第一线，并且所述避免控制是用于将在所述矩形波控制期间的所述命令转矩的上限减小至所述第一线以下的控制。

3.一种车辆，包括：具有转子的马达(M1)；旋转变压器，被配置为检测所述转子的旋转角；以及控制装置(30)，被配置为使用所述转子的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制，所述旋转角由所述旋转变压器(25)来检测，其特征在于，

所述控制装置(30)被配置为执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于所述零学习的结果对所述转子的所述检测到的旋转角进行校正，并且所述控制装置(30)被配置为执行用于避免在所述零学习尚未完成时所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，以及

所述避免控制是用于禁止对所述马达(M1)执行所述矩形波控制的控制。

4.一种车辆，包括：具有转子的马达(M1)；旋转变压器，被配置为检测所述转子的旋转角；以及控制装置(30)，被配置为使用所述转子的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制，所述旋转角由所述旋转变压器(25)来检测，其特征在于，

所述控制装置(30)被配置为执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于所述零学习的结果对所述转子的所述检测到的旋转角进行校正，并且所述控制装置(30)被配置为执行用于避免在所述零学习尚未完成时所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，以及

所述控制装置(30)被配置为在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制，并且所述避免控制是用于校正所述转子的所述检测到的旋转角以使所述估计转矩增大的控制，所述检测到的旋转角用于计算所述估计转矩。

5.一种车辆，包括：具有转子的马达(M1)；旋转变压器，被配置为检测所述转子的旋转角；以及控制装置(30)，被配置为使用所述转子的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制，所述旋转角由所述旋转变压器(25)来检测，其特征在于，

所述控制装置(30)被配置为执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于所述零学习的结果对所述转子的所述检测到的旋转角进行校正，并且所述控制装置(30)被配置为执行用于避免在所述零学习尚未完成时所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，以及

所述控制装置(30)被配置为在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制，并且所述避免控制是用于校正所述估计转矩以增大所述估计转矩的控制，所述估计转矩使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算。

6.根据权利要求5所述的车辆，其特征在于，

所述避免控制是用于通过校正所述检测到的旋转角来间接校正所述估计转矩以增大所述估计转矩的控制。

7.根据权利要求5所述的车辆，其特征在于，

所述避免控制是用于通过将所述估计转矩增大预定值来直接校正所述估计转矩以增大所述估计转矩的控制。

8.一种车辆，包括：具有转子的马达(M1)；旋转变压器，被配置为检测所述转子的旋转角；以及控制装置(30)，被配置为使用所述转子的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制，所述旋转角由所述旋转变压器(25)来检测，其特征在于，

所述控制装置(30)被配置为执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习，然后基于所述零学习的结果对所述转子的所述检测到的旋转角进行校正，并且所述控制装置(30)被配置为执行用于避免在所述零学习尚未完成时所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，以及

所述控制装置(30)被配置为在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制，并且所述避免控制是用于将所述命令转矩的变化率限制为预定值以下的控制。

9.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括具有转子的马达(M1)以及被配置为检测所述转子的旋转角的旋转变压器(25)，其特征在于，所述控制方法包括：

使用所述旋转变压器(25)来检测所述转子的旋转角；

使用检测到的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制；

执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；

基于所述零学习的结果校正所述转子的所述检测到的旋转角；

当尚未完成所述零学习时，执行用于避免所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制；以及

在完成所述零学习之后，将在所述矩形波控制中使用的矩形波电压相位的控制范围设置为第一范围，

其中，在所述避免控制中，相比于所述第一范围来限制所述矩形波电压相位的控制范围。

10.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括具有转子的马达(M1)以及被配置为检测所述转子的旋转角的旋转变压器(25)，其特征在于，所述控制方法包括：

使用所述旋转变压器(25)来检测所述转子的旋转角；

使用检测到的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制；

执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；

基于所述零学习的结果校正所述转子的所述检测到的旋转角；以及

当尚未完成所述零学习时，执行用于避免所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，

其中，在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制；

其中，在完成所述零学习之后，将在所述矩形波控制期间的所述命令转矩的上限设置为第一线；以及

其中，在所述避免控制中，将在所述矩形波控制期间的所述命令转矩的上限减小至所述第一线以下。

11.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括具有转子的马达(M1)以及被配置为检测所述转子的旋转角的旋转变压器(25)，其特征在于，所述控制方法包括：

使用所述旋转变压器(25)来检测所述转子的旋转角；

使用检测到的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制；

执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；

基于所述零学习的结果校正所述转子的所述检测到的旋转角；以及

当尚未完成所述零学习时，执行用于避免所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，

其中，对所述马达(M1)执行所述矩形波控制和脉宽调制控制中的任一种；以及

其中，在所述避免控制中，禁止对所述马达(M1)执行所述矩形波控制。

12.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括具有转子的马达(M1)以及被配置为检测所述转子的旋转角的旋转变压器(25)，其特征在于，所述控制方法包括：

使用所述旋转变压器(25)来检测所述转子的旋转角；

使用检测到的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制；

执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；

基于所述零学习的结果校正所述转子的所述检测到的旋转角；以及

当尚未完成所述零学习时，执行用于避免所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，

其中，在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制；以及

其中，在所述避免控制中，校正所述转子的所述检测到的旋转角，使得所述估计转矩增大，所述检测到的旋转角用于计算所述估计转矩。

13.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括具有转子的马达(M1)以及被配置为检测所述转子的旋转角的旋转变压器(25)，其特征在于，所述控制方法包括：

使用所述旋转变压器(25)来检测所述转子的旋转角；

使用检测到的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制；

执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；

基于所述零学习的结果校正所述转子的所述检测到的旋转角；以及

当尚未完成所述零学习时，执行用于避免所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，

其中，在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制；以及

其中，在所述避免控制中，校正所述估计转矩以增大所述估计转矩，所述估计转矩使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算。

14.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，

在所述避免控制中，通过校正所述检测到的旋转角来间接校正所述估计转矩以增大所述估计转矩。

15.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，

在所述避免控制中，通过将所述估计转矩增大预定值来直接校正所述估计转矩以增大所述估计转矩。

16.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括具有转子的马达(M1)以及被配置为检测所述转子的旋转角的旋转变压器(25)，其特征在于，所述控制方法包括：

使用所述旋转变压器(25)来检测所述转子的旋转角；

使用检测到的旋转角来对所述马达(M1)执行矩形波控制；

执行用于学习所述转子的实际旋转角的原点与所述转子的所述检测到的旋转角的原点之间的偏差的零学习；

基于所述零学习的结果校正所述转子的所述检测到的旋转角；以及

当尚未完成所述零学习时，执行用于避免所述马达(M1)的输出的快速变化的避免控制，

其中，在执行所述矩形波控制时，使用所述转子的所述检测到的旋转角来计算所述马达(M1)的估计转矩，然后基于所述估计转矩与所述马达(M1)的命令转矩之间的偏差来对所述马达(M1)执行反馈控制；以及

其中，在所述避免控制中，将所述命令转矩的变化率限制为预定值以下。