JP4844753B2 - 電気自動車の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の電圧を変換手段で変換してシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によってインバータを介して交流モータを駆動するシステムを搭載した電気自動車の制御装置に関するものである。

車両の動力源として交流モータを搭載した電気自動車においては、例えば特許文献１（特開２００４−２７４９４５号公報）に記載されているように、車両の駆動輪を駆動するための交流モータと、内燃機関で駆動されて発電するための交流モータとを備え、直流電源（二次電池）の電圧を昇圧コンバータで昇圧した直流電圧を電源ラインに発生させ、この電源ラインに、それぞれインバータを介して各交流モータを接続し、昇圧コンバータで昇圧した直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータを駆動したり、交流モータで発電した交流電圧をインバータで直流電圧に変換して、この直流電圧を昇圧コンバータで降圧してバッテリに回収させるようにしたものがある。

このようなシステムにおいては、電源ラインの電圧を安定化させるために、昇圧コンバータで電源ラインの電圧を目標電圧に制御すると共に、電源ラインに接続された平滑コンデンサで電源ラインの電圧を平滑するようにしたものがある。
特開２００４−２７４９４５号公報

しかし、車両の運転状態の変化等によって一方の交流モータの駆動電力と他方の交流モータの発電電力との関係（２つの交流モータの電力収支）が大きく変化した場合、それによって生じる電源ラインの電圧変動を昇圧コンバータや平滑コンデンサで吸収しきれずに電源ラインの電圧が過大になって、電源ラインに接続された電子機器に過電圧が印加されてしまう可能性がある。この対策として、昇圧コンバータの高性能化や平滑コンデンサの大容量化によって電源ラインの電圧安定化効果を高める方法があるが、この方法では、昇圧コンバータや平滑コンデンサの大型化、高コスト化を招いてしまい、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができないという問題がある。

尚、上記特許文献１では、直流電源の故障時に直流電源と昇圧コンバータとの間をリレーで遮断する際に２つの交流モータのエネルギの総和（電力収支）を「０」にするようにインバータを制御する技術が開示されているが、この技術は、直流電源の故障時の対策であって、直流電源の正常時には電源ラインの電圧安定化効果を高めることができない。また、仮に、通常時に２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするようにインバータを制御しようとしても、一方の交流モータが車両の駆動軸に連結され、他方の交流モータが内燃機関の出力軸に連結されている場合（つまり２つの交流モータが挙動の異なる要素に連結されている場合）や、車両の運転状態が変化する過渡時のようにインバータ制御の演算遅れの影響が大きくなる場合には、２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするように制御するのは極めて困難である。更に、内燃機関に連結されている交流モータは、内燃機関のトルク変動に起因する電力変動を避けられず、これが２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にする制御を更に困難にする。

本発明は、これらの事情を考慮してなされたものであり、従って本発明の目的は、システムの小型化、低コスト化の要求を満たしながら、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができる電気自動車の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、トルク及び電力制御手段によって交流モータのトルク指令値とＭＧユニットの入力電力指令値とに基づいて交流モータの電気角で所定角度毎に転流させる矩形波電圧を交流モータに供給することで交流モータのトルクとＭＧユニットの入力電力とを制御し、システム電圧制御手段によってシステム電圧の目標値からの変動であるシステム電圧変動をＭＧユニットの入力電力制御で抑制するように入力電力指令値をトルク及び電力制御手段に出力してシステム電圧を安定化させるシステム電圧安定化制御を実行する。また、トルク及び電力制御手段は、電流分離手段によって交流モータに流れる電流の検出値であるモータ検出電流から交流モータのトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流を分離し、トルク制御手段によってトルク制御用の検出電流に基づいて交流モータの推定トルク（以下「第１の推定トルク」という）を演算し、該第１の推定トルクとトルク指令値とに基づいて矩形波電圧のトルク制御用の位相指令値を設定し、該トルク制御用の位相指令値と所定の基本デューティ比をトルク制御用矩形波情報として出力すると共に、電力制御手段によってトルク指令値と入力電力指令値とに基づいて交流モータのトルク発生に必要なＭＧユニットの入力電力とは独立してＭＧユニットの入力電力を入力電力指令値に制御するようにトルク制御用矩形波情報を補正する位相補正値とデューティ比補正値を設定し、該位相補正値と該デューティ比補正値を電力制御用矩形波情報として出力し、矩形波電圧発生手段によってトルク制御用矩形波情報と電力制御用矩形波情報と交流モータの電気角とに基づいて交流モータに印加する矩形波電圧信号をインバータへ出力する。更に、トルク変動ゼロ制御手段によってＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態において交流モータのトルクが変動しないように、モータ検出電流に基づいて交流モータの推定トルク（以下「第２の推定トルク」という）を演算し、該第２の推定トルクと第１の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御する構成としたものである。

この構成では、矩形波制御方式で交流モータを制御する際に、システム電圧制御手段によってシステム電圧安定化制御を実行することでシステム電圧の変動を抑制するようにＭＧユニットの入力電力を制御することが可能となるため、車両の運転状態の変化等によって交流モータの電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧（電源ラインの電圧）を効果的に安定化させることができる。しかも、変換手段の高性能化や平滑手段の大容量化を行うことなく、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

また、トルク及び電力制御手段によって交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御とをそれぞれ独立に制御することができるため、交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御が干渉することを防止して、交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御を安定化させることができる。

ところで、ＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態のときに、交流モータの電流ベクトルが定トルク曲線（同一トルクを発生する電流を表す曲線）から大きく外れると、不快なトルク変動が発生する可能性がある。この対策として、本発明は、トルク変動ゼロ制御手段によってＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態において交流モータのトルクが変動しないように交流モータのトルク制御用の検出電流に基づいて推定した第１の推定トルクと交流モータのモータ検出電流に基づいて推定した第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御するようにしている。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力制御の過渡時に、交流モータの電流ベクトルを交流モータのトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させることができ、不快なトルク変動が発生することを防止できる。

また、交流モータのモータ検出電流からトルク制御用の検出電流を分離する際には、請求項２のように、少なくとも交流モータに印加する矩形波電圧の基本波電圧とモータ検出電流の基本波電流とトルク制御用矩形波情報（トルク制御用の位相指令値と基本デューティ比）とに基づいてトルク制御用の検出電流を演算するようにすると良い。交流モータに印加する矩形波電圧の基本波電圧とトルク制御用矩形波情報からトルク制御用の矩形波電圧の基本波電圧を求めることができる。また、交流モータに印加する矩形波電圧の基本波電圧とモータ検出電流の基本波電流との間及びトルク制御用の矩形波電圧の基本波電圧とトルク制御用の検出電流との間には一定の相関関係がある。従って、交流モータに印加する矩形波電圧の基本波電圧とモータ検出電流の基本波電流との間の関係を利用してトルク制御用の矩形波電圧の基本波電圧からトルク制御用の検出電流を求めることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を具体化した一実施例を説明する。
まず、図１に基づいて電気自動車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１２と第１の交流モータ１３及び第２の交流モータ１４が搭載され、エンジン１２と第２の交流モータ１４が車輪１１を駆動する動力源となる。エンジン１２のクランク軸１５の動力は、遊星ギヤ機構１６で二系統に分割される。この遊星ギヤ機構１６は、中心で回転するサンギヤ１７と、このサンギヤ１７の外周を自転しながら公転するプラネタリギヤ１８と、このプラネタリギヤ１８の外周を回転するリングギヤ１９とから構成され、プラネタリギヤ１８には図示しないキャリアを介してエンジン１２のクランク軸１５が連結され、リングギヤ１９には第２の交流モータ１４の回転軸が連結され、サンギヤ１７には、主に発電機として使用する第１の交流モータ１３が連結されている。

二次電池等からなる直流電源２０には昇圧コンバータ２１（変換手段）が接続され、この昇圧コンバータ２１は、直流電源２０の直流電圧を昇圧して電源ライン２２とアースライン２３との間に直流のシステム電圧を発生させたり、このシステム電圧を降圧して直流電源２０に電力を戻す機能を持つ。電源ライン２２とアースライン２３との間には、システム電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４や、システム電圧を検出する電圧センサ２５（電圧検出手段）が接続され、電流センサ２６（電流検出手段）によって電源ライン２２に流れる電流が検出される。

更に、電源ライン２２とアースライン２３との間には、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７と第２のインバータ２８が接続され、第１のインバータ２７で第１の交流モータ１３が駆動される共に、第２のインバータ２８で第２の交流モータ１４が駆動される。第１のインバータ２７と第１の交流モータ１３で第１のモータ駆動ユニット（以下「第１のＭＧユニット」と表記する）２９が構成され、第２のインバータ２８と第２の交流モータ１４で第２のモータ駆動ユニット（以下「第２のＭＧユニット」と表記する）３０が構成されている。

メイン制御装置３１は、車両全体を総合的に制御するコンピュータであり、アクセル操作量（アクセルペダルの操作量）を検出するアクセルセンサ３２、車両の前進運転や後退運転やパーキング或はニュートラルなどのシフト操作を検出するシフトスイッチ３３、ブレーキ操作を検出するブレーキスイッチ３４、車速を検出する車速センサ３５等の各種センサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。このメイン制御装置３１は、エンジン１２の運転を制御するエンジン制御装置３６と、第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御するモータ制御装置３７との間で制御信号やデータ信号を送受信し、各制御装置３６，３７によって車両の運転状態に応じてエンジン１２と第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御する。

次に、図２乃至図５に基づいて第１及び第２の交流モータ１３，１４の制御について説明する。図２に示すように、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、それぞれ三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内装されたものであり、それぞれロータの回転位置を検出するロータ回転位置センサ３９，４０が搭載されている。また、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧（昇圧コンバータ２１によって昇圧されたシステム電圧）を三相の交流電圧Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 に変換して第１の交流モータ１３を駆動する。第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 が、それぞれ電流センサ４１，４２によって検出される。

一方、電圧制御型の三相の第２のインバータ２８は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧を三相の交流電圧Ｕ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 に変換して第２の交流モータ１４を駆動する。第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 が、それぞれ電流センサ４３，４４によって検出される。

尚、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、インバータ２７，２８で負のトルクで駆動されるときには発電機として機能する。例えば、車両の減速時には減速エネルギにより第２の交流モータ１４で発電した交流電力がインバータ２８で直流電力に変換されて直流電源２０に充電される。通常は、エンジン１２の動力の一部がプラネタリギヤ１８を介して第１の交流モータ１３に伝達されて第１の交流モータ１３で発電することでエンジン１２の動力を引き出し、その発電電力が第２の交流モータ１４に供給されて第２の交流モータ１４が電動機として機能する。また、エンジン１２の動力が遊星ギヤ機構１６で分割されてリングギヤ１９に伝達されるトルクが車両走行に要求されるトルクより大きくなる状態では、第１の交流モータ１３が電動機として機能してエンジン１２の動力を引き出し、この場合、第２の交流モータ１４が発電機として機能して、その発電電力が第１の交流モータ１３に供給される。

モータ制御装置３７は、第１の交流モータ１３のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御及びシステム電圧の変動を抑制するように第２のＭＧユニット３０の入力電力を制御するシステム電圧安定化制御を実行するが、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御とを独立に制御する。その際、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡状態において第２の交流モータ１４のトルクが変動しないように、第２の交流モータ１４のトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流に基づいて該交流モータ１４の推定トルク（以下「第１の推定トルク」という）を演算すると共に、第２の交流モータ１４に流れる電流の検出値であるモータ検出電流に基づいて該交流モータ１４の推定トルク（以下「第２の推定トルク」という）を演算して、第１の推定トルクと第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御を実行する。

以下、モータ制御装置３７で実行するモータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）、変換電力制御について説明する。

［モータ制御］
モータ制御装置３７は、システム起動後に平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了した後に、モータ制御システムのシャットダウンを解除して、モータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）を実行する。

図２に示すように、モータ制御装置３７は、第１の交流モータ１３をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*と、第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を次のようにして生成する。

まず、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）を第１の回転速度演算部４５に入力して、第１の交流モータ１３の回転速度Ｎ1 を演算する。この後、第１の交流モータ１３のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd1とｑ軸電流ｉq1をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第１のトルク制御電流演算部４６で、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 とに応じたトルク制御用の指令電流ベクトルｉt1* （ｄ軸指令電流ｉdt1*，ｑ軸指令電流ｉqt1*）をマップ又は数式等により演算する。

この後、第１の電流制御部４７で、第１の交流モータ１３のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ1 ，ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて第１の交流モータ１３に実際に流れる電流の検出値であるモータ検出電流ベクトルｉ1 （ｄ軸モータ検出電流ｉd1，ｑ軸モータ検出電流ｉq1）を演算し、トルク制御用のｄ軸指令電流ｉdt1*とｄ軸モータ検出電流ｉd1との偏差Δｉd1が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸モータ指令電圧Ｖd1* を演算すると共に、トルク制御用のｑ軸指令電流ｉqt1*とｑ軸モータ検出電流ｉq1との偏差Δｉq1が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸モータ指令電圧Ｖq1* を演算する。そして、ｄ軸モータ指令電圧Ｖd1* とｑ軸モータ指令電圧Ｖq1* を三相電圧に変換しさらにパルス幅変調(PWM)した三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を第１のインバータ２７に出力する。

このようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*を実現するように第１の交流モータ１３のトルクを制御するトルク制御を実行する。

一方、モータ制御装置３７は、第２の交流モータ１４をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*と、第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて矩形波制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を生成する。矩形波制御方式は、交流モータ１４の電気角で所定角度毎に通電を転流させて交流モータ１４を制御する方式である。

その際、第２の交流モータ１４のトルク発生に必要な第２のＭＧユニット３０の入力電力とは独立して第２のＭＧユニット３０の入力電力を入力電力指令値Ｐ2*に制御することで、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。

まず、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）を第２の回転速度演算部４８に入力して、第２の交流モータ１４の回転速度Ｎ2 を演算する。更に、システム電圧目標値演算部５０（目標電圧設定手段）で、システム電圧の目標値Ｖs*を演算し、電圧センサ２５で検出したシステム電圧の検出値Ｖs を第１のローパスフィルタ５１（第一の低域通過手段）に入力して、システム電圧の検出値Ｖs のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施す。この後、偏差器５２でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs を求め、この偏差ΔＶs をＰＩ制御器５３に入力して、システム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるようにＰＩ制御等により第２のＭＧユニット３０の入力電力指令値Ｐ2*を演算する。

この後、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*や第２のＭＧユニット３０の入力電力指令値Ｐ2*等をトルク及び電力制御部４９（トルク及び電力制御手段）に入力する。

このトルク及び電力制御部４９は、図３に示すように、第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2 ，ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）を第４のローパスフィルタ７０に入力して、第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2 ，ｉＷ2 のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施す。この後、座標変換部７１で、ローパスフィルタ処理後の第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2f，ｉＷ2fと第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて第２の交流モータ１４に流れる電流のロータ回転座標系におけるモータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）を演算する。

この後、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御とを独立に制御するために、電流分離部７２（電流分離手段）で、モータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）からトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）を分離する。

ここで、図４を用いてモータ検出電流ベクトルｉ2 をトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2と入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2に分離する方法を説明する。尚、ωは電気角速度、Ｌはインダクタンス、Ｒは電機子巻線抵抗、φは鎖交磁束であり、電圧ベクトルＶ0 は、電気角速度ωに鎖交磁束φを乗算して求めた電圧ベクトルである。

後述する最終矩形波制御情報（最終位相指令値φ2 と最終デューティ比Ｄ2 ）から第２の交流モータ１４に印加する矩形波電圧の基本波電圧ベクトルＶ2*を求めることができ、この矩形波電圧の基本波電圧ベクトルＶ2*と後述するトルク制御用矩形波情報（位相指令値φt2と基本デューティ比Ｄt2）からトルク制御用の矩形波電圧の基本波電圧ベクトルＶ2t* を求めることができる。更に、これらの矩形波電圧の基本波電圧ベクトルＶ2*とトルク制御用の矩形波電圧の基本波電圧ベクトルＶ2t* から入力電力制御用の矩形波電圧の基本波電圧ベクトルＶ2p* を求めることができる。

電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ）と電流ベクトルｉ2 との位相差がαでＲとωＬがほとんど変化しない瞬時において、３つの電流ベクトルｉ2 ，ｉt2，ｉp2によって形成される三角形Ａは、３つの電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ），（Ｖt2* −Ｖ0 ），Ｖp2* によって形成される三角形Ｂと相似であり、電圧ベクトルの三角形Ｂに対する電流ベクトルの三角形Ａの相似比Ｒは、電流ベクトルｉ2 の長さを電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ）の長さで除算した値となる。
Ｒ＝｜ｉ2 ｜／｜Ｖ2*−Ｖ0 ｜

つまり、３つの電流ベクトルｉ2 ，ｉt2，ｉp2によって形成される三角形Ａは、３つの電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ），（Ｖt2* −Ｖ0 ），Ｖp2* によって形成される三角形Ｂの各辺の方向をαだけ進角させると共に各辺の長さをＲ倍した三角形である。

従って、電圧ベクトル（Ｖt2* −Ｖ0 ）の方向をαだけ進角させると共にその長さをＲ倍したベクトルを求めることで、トルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）を求めることができる。また、電圧ベクトルＶp2* の方向をαだけ進角させると共にその長さをＲ倍したベクトルを求めることで、入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2（ｄ軸検出電流ｉdp2 ，ｑ軸検出電流ｉqp2 ）を求めることができる。

このようにして、電流分離部７２で、モータ検出電流ベクトルｉ2 からトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2を分離した後、図３に示すように、第１のトルク推定部７３で、第２の交流モータ１４のトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）に基づいて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第１の推定トルクＴt を演算する。

この後、偏差器７４で、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と第１の推定トルクＴt との偏差ΔＴt を求め、この偏差ΔＴt をＰＩ制御器７５に入力して、トルク指令値Ｔ2*と第１の推定トルクＴt との偏差ΔＴt が小さくなるようにＰＩ制御等により矩形波電圧のトルク制御用の位相指令値φt2を演算すると共に、デューティ設定部７６で矩形波電圧のトルク制御用の基本デューティ比Ｄt2（例えば５０％）を設定し、これらのトルク制御用の位相指令値φt2と基本デューティ比Ｄt2をトルク制御用矩形波情報として出力する。この場合、偏差器７４、ＰＩ制御器７５、デューティ設定部７６等がトルク制御手段としての役割を果たす。

一方、電力演算部８０で、第２の交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルｉ2 （ｉd2，ｉq2）とトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｉdt2 ，ｉqt2 ）とトルク制御用矩形波情報（φt2，Ｄt2）と最終矩形波制御情報（φ2 ，Ｄ2 ）とロータ回転位置θ2 等に基づいて、第２のＭＧユニット３０の入力電力Ｐ2 を演算する。

この後、偏差器８１で、第２のＭＧユニット３０の入力電力指令値Ｐ2*と入力電力Ｐ2 との偏差ΔＰ2 を求め、この偏差ΔＰ2 をＰＩ制御器８２に入力して、入力電力指令値Ｐ2*と入力電力Ｐ2 との偏差ΔＰ2 が小さくなるようにＰＩ制御等によりデューティ補正値Ｄp2を演算する。これにより、第２のＭＧユニット３０の入力電力Ｐ2 を入力電力指令値Ｐ2*に制御するようにトルク制御用の基本デューティ比Ｄt2を補正するデューティ補正値Ｄp2を設定する。

更に、位相補正値演算部８３で、デューティ補正値Ｄp2に応じた位相補正値φp2をマップ又は数式等により演算することで、デューティ補正値Ｄp2による矩形波電圧のデューティ比の補正によって発生する第２の交流モータ１４のトルク変化分を矩形波電圧の位相の補正によって打ち消すようにトルク制御用の位相指令値φt2を補正する位相補正値φp2を設定した後、後述するトルク変動ゼロ制御部８５で、最終的な位相補正値φp2を求める。これらの位相補正値φp2とデューティ比補正値Ｄp2を電力制御用矩形波情報として出力する。この場合、電力演算部８０、偏差器８１、ＰＩ制御器８２、位相補正値演算部８３等が電力制御手段としての役割を果たす。

このようにして、トルク制御用矩形波情報（位相指令値φt2と基本デューティ比Ｄt2）と電力制御用矩形波情報（位相補正値φp2とデューティ比補正値Ｄp2）とを独立して演算した後、加算器７８で、矩形波電圧のトルク制御用の位相指令値φt2に位相補正値φp2を加算して矩形波電圧の最終位相指令値φ2 （＝φt2＋φp2）を求めると共に、加算器７７で、矩形波電圧のトルク制御用の基本デューティ比Ｄt2にデューティ比補正値Ｄp2を加算して矩形波電圧の最終デューティ比Ｄ2 （＝Ｄt2＋Ｄp2）を求め、これらの最終位相指令値φ2 と最終デューティ比Ｄt を最終矩形波制御情報として出力する。

この後、矩形波電圧発生部７９（矩形波電圧発生手段）で、矩形波電圧の最終位相指令値φ2 と最終デューティ比Ｄt 、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 と回転速度Ｎ2 等に基づいて、三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 （矩形波電圧信号）を演算し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を第２のインバータ２８に出力する。

以上のようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*を実現するように第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままシステム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。この場合、ＰＩ制御器５３等がシステム電圧制御手段としての役割を果たす。

ところで、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡状態において、第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 が定トルク曲線（同一トルクを発生する電流ベクトルを表す曲線）から大きく外れると、不快なトルク変動が発生する可能性がある。

この対策として、本実施例では、第２のトルク推定部８４で、第２の交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）に基づいて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第２の推定トルクＴを演算した後、トルク変動ゼロ制御部８５（トルク変動ゼロ制御手段）で、第１の推定トルクＴt と第２の推定トルクＴとの偏差ΔＴp が略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御を実行する。

具体的には、図５に示すように、偏差器８６で、第１の推定トルクＴt と第２の推定トルクＴとの偏差ΔＴp を求め、この偏差ΔＴp をＰＩ制御器８７に入力して、第１の推定トルクＴt と第２の推定トルクＴとの偏差ΔＴp が小さくなるようにＰＩ制御等により補正量φp22 を演算した後、加算器８８で、位相補正値φp2に補正量φp22 を加算して最終的な位相補正値φp2を求める。これにより、第１の推定トルクＴt と第２の推定トルクＴとの偏差ΔＴp が略ゼロとなるように位相補正値φp2を補正する。

このようなトルク変動ゼロ制御部８５の処理により、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 を該交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させる。

［変換電力制御］
モータ制御装置３７は、システム起動後に平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了した後に、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行する。

具体的には、図２に示すように、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* を演算する場合には、まず、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の軸出力演算部５６に入力して第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 を演算すると共に、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の出力損失演算部５７に入力して第１の交流モータ１３の出力損失ＰＬ1 を演算した後、加算器５８で第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 に出力損失ＰＬ1 を加算して第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1を求める。この際、第１の交流モータ１３が発電機として機能している場合には、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1の演算結果が負の値となる。

更に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の軸出力演算部５９に入力して第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 を演算すると共に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の出力損失演算部６０に入力して第２の交流モータ１４の出力損失ＰＬ2 を演算した後、加算器６１で第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 に出力損失ＰＬ2 を加算して第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2を求める。この際、第２の交流モータ１４が発電機として機能している場合には、第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2の演算結果が負の値となる。

この後、合計器６２で第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2とを合計して合計電力Ｐi*を求め、この合計電力Ｐi*を第２のローパスフィルタ６３（第二の低域通過手段）に入力して合計電力Ｐi*のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、このローパスフィルタ処理後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とする。これら合計器６２と第２のローパスフィルタ６３等が変換電力指令値演算手段としての役割を果たす。

一方、昇圧コンバータ２１の出力電力の検出値Ｐi を演算する場合は、電流センサ２６で検出した昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc を第３のローパスフィルタ６４（第三の低域通過手段）に入力して昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、変換電力検出部６５（変換電力検出手段）でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求める。尚、システム電圧の検出値Ｖsfと出力電流の検出値ｉcfとを乗算して出力電力の検出値Ｐi を求めるようにしても良い。

この後、偏差器６６で昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi を求め、この偏差ΔＰi をＰＩ制御器６７に入力して、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるようにＰＩ制御等により昇圧コンバータ２１のスイッチング素子の通電デューティ比Ｄc を演算する。この後、昇圧駆動信号演算部６８で、通電デューティ比Ｄc に基づいて昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを演算し、この昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを昇圧コンバータ２１に出力する。

このようにして、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行することで、昇圧コンバータ２１により電源ライン２２に供給する電力を目標通りに制御できるようにする。この場合、ＰＩ制御器６７、昇圧駆動信号演算部６８等が変換電力制御手段としての役割を果たす。

以上説明した本実施例では、矩形波制御方式で第２の交流モータ１４を制御する際に、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０の入力電力を制御してシステム電圧（電源ライン２２の電圧）の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行するようにしたので、車両の運転状態の変化等によって２つの交流モータ１３，１４の電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧を効果的に安定化させることができる。しかも、昇圧コンバータ２１の高性能化や平滑コンデンサ２４の大容量化を行うことなく、電源ライン２２の電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

更に、本実施例では、トルク制御用矩形波情報（位相指令値φt2と基本デューティ比Ｄt2）と電力制御用矩形波情報（位相補正値φp2とデューティ比補正値Ｄp2）とを独立して演算し、これらのトルク制御用矩形波情報と電力制御用矩形波情報とに基づいて最終矩形波制御情報（最終位相指令値φ2 と最終デューティ比Ｄt ）を演算して、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御とを独立に制御するようにしたので、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御が干渉することを防止して、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御を安定化させることができる。

また、本実施例では、システム電圧安定化制御の際に、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２のＭＧユニット３０の入力電力を制御してシステム電圧を制御するようにしたので、車両の運転状態に悪影響を及ぼすことなくシステム電圧の変動を抑制することができる。

更に、本実施例では、第２の交流モータ１４のトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2に基づいて第１の推定トルクＴt を演算すると共に、第２の交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルｉ2 に基づいて第２の推定トルクＴを演算し、第１の推定トルクＴt と第２の推定トルクＴとの偏差ΔＴp が略ゼロとなるように矩形波電圧の位相補正値φp2を補正するトルク変動ゼロ制御を実行するようにしたので、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に、第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 を該交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させることができ、不快なトルク変動が発生することを防止できる。

尚、上記実施例では、変換電力制御の際に、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御するようにしたが、昇圧コンバータ２１の入力電力の指令値と検出値との偏差が小さくなるように昇圧コンバータ２１の入力電力を制御するようにしても良い。

また、上記実施例では、システム電圧安定化制御の際に、第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしたが、第１のＭＧユニット２９（第１の交流モータ１３）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。或は、図示しないが、例えば従動輪に第３のＭＧユニットを搭載した全輪駆動構成の車両においては、この第３のＭＧユニットの入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。

また、上記実施例では、エンジンの動力を遊星ギヤ機構で分割する所謂スプリットタイプのハイブリッド電気自動車に本発明を適用したが、このスプリットタイプのハイブリッド電気自動車に限定されず、他の方式であるパラレルタイプやシリーズタイプのハイブリッド電気自動車に本発明を適用しても良い。更に、上記実施例では、交流モータとエンジンを動力源とする車両に本発明を適用したが、交流モータのみを動力源とする車両に本発明を適用しても良い。また、インバータと交流モータとからなるＭＧユニットを１つだけ搭載した車両やＭＧユニットを３つ以上搭載した車両に本発明を適用しても良い。

本発明の一実施例における電気自動車の駆動システムの概略構成図である。 交流モータの制御系の構成を示すブロック図である。 トルク及び電力制御部の構成を示すブロック図である。 モータ検出電流からトルク制御用の検出電流を分離する方法を説明する図である。 トルク変動ゼロ制御部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１３，１４…交流モータ、２０…直流電源、２１…昇圧コンバータ（変換手段）、２２…電源ライン、２４…平滑コンデンサ、２５…電圧センサ、２６…電流センサ、２７，２８…インバータ、２９，３０…ＭＧユニット、３７…モータ制御装置、４９…トルク及び電力制御部（トルク及び電力制御手段）、５３…ＰＩ制御器（システム電圧制御手段）、７２…電流分離部（電流分離手段）、７３…第１のトルク推定部、７４…偏差器（トルク制御手段）、７５…ＰＩ制御器（トルク制御手段）、７６…デューティ設定部（トルク制御手段）、７９…矩形波電圧発生部（矩形波電圧発生手段）、８０…電力演算部（電力制御手段）、８１…偏差器（電力制御手段）、８２…ＰＩ制御器（電力制御手段）、８３…位相補正値演算部（電力制御手段）、８４…第２のトルク推定部、８５…トルク変動ゼロ制御部（トルク変動ゼロ制御手段）

Claims (2)

1. 直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、前記電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、
   前記交流モータのトルク指令値と前記ＭＧユニットの入力電力指令値とに基づいて前記交流モータの電気角で所定角度毎に転流させる矩形波電圧を前記交流モータに供給することで前記交流モータのトルクと前記ＭＧユニットの入力電力とを制御するトルク及び電力制御手段と、
   前記システム電圧の目標値からの変動であるシステム電圧変動を前記ＭＧユニットの入力電力制御で抑制するように前記入力電力指令値を前記トルク及び電力制御手段に出力して前記システム電圧を安定化させるシステム電圧安定化制御を実行するシステム電圧制御手段とを備え、
   前記トルク及び電力制御手段は、
   前記交流モータに流れる電流の検出値であるモータ検出電流から前記交流モータのトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流を分離する電流分離手段と、
   前記トルク制御用の検出電流に基づいて前記交流モータの推定トルク（以下「第１の推定トルク」という）を演算し、該第１の推定トルクと前記トルク指令値とに基づいて前記矩形波電圧のトルク制御用の位相指令値を設定し、該トルク制御用の位相指令値と所定の基本デューティ比をトルク制御用矩形波情報として出力するトルク制御手段と、
   前記トルク指令値と前記入力電力指令値とに基づいて前記交流モータのトルク発生に必要な前記ＭＧユニットの入力電力とは独立して前記ＭＧユニットの入力電力を前記入力電力指令値に制御するように前記トルク制御用矩形波情報を補正する位相補正値とデューティ比補正値を設定し、該位相補正値と該デューティ比補正値を電力制御用矩形波情報として出力する電力制御手段と、
   前記トルク制御用矩形波情報と前記電力制御用矩形波情報と前記交流モータの電気角とに基づいて前記交流モータに印加する矩形波電圧信号を前記インバータへ出力する矩形波電圧発生手段と、
   前記ＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態において前記交流モータのトルクが変動しないように、前記モータ検出電流に基づいて前記交流モータの推定トルク（以下「第２の推定トルク」という）を演算し、該第２の推定トルクと前記第１の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御手段と
   を備えていることを特徴とする電気自動車の制御装置。
2. 前記電流分離手段は、少なくとも前記交流モータに印加する矩形波電圧の基本波電圧と前記モータ検出電流の基本波電流と前記トルク制御用矩形波情報とに基づいて前記トルク制御用の検出電流を演算することを特徴とする請求項１に記載の電気自動車の制御装置。

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