JP2010246207A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電磁騒音の発生をなるべく避けた上でインバータでの温度上昇を抑制するように、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを適切に使い分けたＰＷＭ制御によって交流電動機を制御する。
【解決手段】ＰＷＭモード選択部２８０は、通常時は非同期ＰＷＭを選択する一方で、インバータ１４の素子温度Ｔｓｗが上昇すると同期ＰＷＭを選択する。搬送波制御部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０によるモード選択に従って、非同期ＰＷＭ時には搬送周波数ｆｃを電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に設定する一方で、同期ＰＷＭ時には、交流電動機Ｍ１の電気角１周期に含まれる搬送波の周期数（キャリア数）ｋが維持されるように、回転周波数ωｅに基づいて搬送周波数ｆｃを設定する。同期ＰＷＭ時には、搬送周波数ｆｃが非同期ＰＷＭ時よりも低くなるので、インバータ１４でのスイッチングによる電力損失が低減する。
【選択図】図４

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御による交流電動機の制御に関する。

従来より、交流電動機の制御にインバータを用いた駆動システムが採用されている。たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって、走行用の交流電動機の出力トルクが制御されることが一般的である。代表的には、電圧指令と搬送波との電圧比較に基づくＰＷＭ制御に従って、インバータによりスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

交流電動機の制御において、非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとを切換えて適用する電動駆動制御装置が、たとえば特開２００５−７３３０７号公報（特許文献１）に記載されている。

特許文献１では、電圧飽和の発生によって交流電動機のトルク制御に偏差が発生することを防止するために、電圧飽和の発生しやすさを表わす電圧飽和変量の推定結果に基づいて。同期ＰＷＭ制御および非同期ＰＷＭ制御を切換えて適用することが記載されている。

特開２００５−７３３０７号公報

特許文献１では非同期ＰＷＭとして、交流電動機の電気角３６０度毎に正負１パルスずつの矩形波電圧を印加する矩形波電圧制御が想定されている。この矩形波電圧制御は、高速回転領域での制御に有効であることが知られている。

しかしながら、矩形波電圧制御では、電圧振幅が固定されることからトルク制御の操作量が電圧位相だけとなってしまうため、トルク制御性が相対的に低下するおそれがある。したがって、ＰＷＭ制御によって対応可能な状況では、ＰＷＭ制御によってトルクを制御することが好ましい。

ＰＷＭ制御での搬送波周波数は、一般的には、電磁騒音の発生を回避するためにある程度高い周波数とされる。一方で、搬送波周波数を高めると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失による電力損失が増大する。

このため、比較的低い搬送波周波数によるＰＷＭ制御を実現するためには、搬送波周波数を交流電動機の回転周波数の整数倍（１以上の整数）とする、いわゆる同期ＰＷＭが適用される。同期ＰＷＭによれば、交流電動機の電気角３６０度に含まれる搬送波の周期数（キャリア数）が減少しても、パルス幅電圧の正負対称性を確保し易くなる。特に、三相交流電動機に対する同期ＰＷＭでは、３の倍数による整数倍に設定されることが一般的である。

ただし、同期ＰＷＭの適用によって搬送波周波数を低下させると、スイッチング損失が改善される一方で、電磁騒音の発生が懸念される。したがって、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択的に適用するＰＷＭ制御においては、両者の選択条件を適切に設定することが必要となる。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択的に適用するＰＷＭ制御において、両者の選択条件を適切に設定することによって、円滑な交流電動機制御を実現することである。

この発明による交流電動機の制御装置は、電力用半導体スイッチング素子を含んで構成されたインバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、温度検出部と、ＰＷＭ変調部と、ＰＷＭモード選択部と、搬送波制御部とを備える。温度検出部は、電力用半導体スイッチング素子の素子温度を検出するように構成される。ＰＷＭ変調部は、相電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいて、インバータから交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する。ＰＷＭモード選択部は、素子温度が所定温度以下のとき第１のモードを選択する一方で、素子温度が所定温度より高いときに第２のモードを選択するように構成される。搬送波制御部は、第１のモードの選択時には、所定周波数で搬送波を発生する一方で、第２のモードの選択時には、所定周波数より低く、かつ、相電圧指令の周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）の周波数で搬送波を発生するように制御するように構成される。

上記交流電動機の制御装置によれば、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の温度（素子温度）が所定温度よりも上昇したときに、第２のモードを選択して同期ＰＷＭを適用することにより、搬送波周波数（すなわち、インバータでのスイッチング周波数）を低下させて素子温度のさらなる上昇を防止することができる。この結果、素子温度上昇の抑制が必要な領域に限定して非同期ＰＷＭを適用する一方で、その必要がない領域では搬送波周波数が高い非同期ＰＷＭを適用するように両者を使い分けることによって、電磁騒音の発生をなるべく避けた上でインバータでの温度上昇を抑制するように、円滑に交流電動機を制御できる。

好ましくは、ＰＷＭモード選択部は、素子温度が所定温度より高いときであっても、交流電動機の状態に応じて第１のモードを選択するように構成される。さらに好ましくは、ＰＷＭモード選択部は、素子温度が所定温度より高いときであっても、交流電動機の出力トルクが基準トルク値より小さいときには第１のモードを選択するように構成される。あるいは、搬送波制御部は、第１のモードの選択時に、交流電動機の回転速度の所定以上の上昇に応答して、搬送波周波数を上昇させるように構成され、かつ、ＰＷＭモード選択部は、素子温度が所定温度より高いときであっても、交流電動機の回転速度の変化率が基準値より高いときには、第１のモードを選択するように構成される。

このようにすると、素子温度が所定温度より高いときであっても、交流電動機のトルクが小さい、あるいは、一時的な回転速度上昇に伴う搬送波周波数の上昇によって温度が一時的に上昇しているときには、素子温度上昇の抑制が必要な領域ではないと判断して、非同期ＰＷＭを適用することができる。この結果、電磁騒音が懸念される非同期ＰＷＭの適用を必要最小限に抑えた上で、素子温度の上昇を抑制可能な交流電動機制御を実現できる。

さらに好ましくは、基準トルク値は、素子温度が高くなるにつれて相対的に低い値に設定される。あるいは、基準値は、素子温度が高くなるにつれて相対的に高い値に設定される。

このようにすると、素子温度が高い領域では、相対的に同期ＰＷＭが適用されやすくなり、反対に素子温度が低い領域では同期ＰＷＭが選択されにくくなるので、素子温度の上昇を適切に防止しつつ、電磁騒音の発生を回避した交流電動機制御を実現できる。

この発明によれば、電磁騒音の発生をなるべく避けた上でインバータでの温度上昇を抑制するように、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを適切に使い分けたＰＷＭ制御による、円滑な交流電動機制御を実現することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 ＰＷＭ制御の基本動作を説明する波形図である。 同期ＰＷＭでの搬送波を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御の構成を説明する機能ブロック図である。 同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択の第１の例を説明する概念図である。 同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択の第２の例を説明する概念図である。 同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択の第３の例を説明する概念図である。 本発明の実施の形態によるＰＷＭ制御の処理手順を説明するフローチャートである。 図５の例に対応する同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択処理を説明するフローチャートである。 図６の例に対応する同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択処理を説明するフローチャートである。 図７の例に対応する同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択処理を説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

インバータ１４には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の素子温度Ｔｓｗを検出するための温度検出器１９が配置される。温度検出器１９は、各スイッチング素子に対して設けられてもよく、冷却系（図示せず）の構成等に照らして温度上昇が懸念される特定のスイッチング素子に対して代表的に設けられてもよい。また、温度検出器１９は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として設けられたパワーモジュールに内蔵された温度検出機能によって構成されてもよい。

温度検出器１９によって検出された素子温度Ｔｓｗは、インバータ１４に対する、温度上昇抑制動作の要否判定に用いるために、制御装置３０へ入力される。素子温度Ｔｓｗは、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のうちの特定のスイッチング素子の温度でもよく、各スイッチング素子の温度の最高値（あるいは平均値）であってもよい。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転周波数ωｅを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログ
ラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

次に、図２および図３を用いて、ＰＷＭ制御の動作について説明する。
図２を参照して、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と、相電圧指令１７０との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が印加される。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。

非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の周波数（以下、搬送波周波数と称する）は、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期して変化することなく、電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に固定される。

一方で、図３に示されるように、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期させて、交流電動機Ｍ１の回転周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）となるように、搬送波周波数が制御される。この結果、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度（１周期）に含まれる搬送波１６０のキャリア数は一定値ｋに制御される。なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期させて正負１パルスの矩形波電圧が印加される、いわゆる矩形波電圧制御とは区別して同期ＰＷＭを適用するため、上記のようにｋ≧２としている。

相電圧指令１７０も、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期するので、この結果、搬送波１６０および相電圧指令１７０の周波数比もｋ：１となる。

同期ＰＷＭでは、電気角１周期（３６０度）あたりのキャリア数を少なくしてもパルス幅変調電圧１８０（図２）の正負対称性が確保できる。このため、同期ＰＷＭの適用により、制御安定性を損なうことなく搬送波周波数を非同期ＰＷＭよりも低く設定することができるので、インバータ１４の各スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減させることにより、スイッチング損失（電力損失）を低下することができる。これにより、インバータ１４での電力変換効率の向上により電動車両の燃費改善や、インバータ１４の各スイッチング素子の温度上昇の抑制を図ることができる。一方で、搬送波周波数を下げることによって、スイッチングに伴う電磁騒音がユーザに感知され易くなることが懸念される。

本発明の実施の形態による交流電動機制御は、図４に示されるように、非同期ＰＷＭおよび同期ＰＷＭを選択的に適用可能なＰＷＭ制御とされる。

図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、ＰＷＭモード選択部２８０と、回転周波数演算部２９０とを含む。なお、図４に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流いｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電流指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭモード選択部２８０は、インバータ１４の素子温度Ｔｓｗに少なくとも基づいて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択し、選択結果を示すモード信号ＭＤを生成する。なお、後ほど詳細に説明するように、ＰＷＭモード選択（同期ＰＷＭ／非同期ＰＷＭ）には、交流電動機Ｍ１の回転速度変化率や出力トルクＴｑが反映されてもよい。

回転周波数演算部２９０は、回転角センサ２５の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算する。

搬送波制御部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０からのモード信号ＭＤ、回転周波数演算部２９０によって演算された回転周波数ωｅおよび、予め設定された同期ＰＷＭでのキャリア数ｋに基づいて、搬送波周波数ｆｃを設定する。なお、キャリア数ｋについては、固定値としてもよいが、交流電動機Ｍ１の状態（たとえば、回転速度）に応じて可変に設定してもよい。

搬送波制御部２７０は、非同期ＰＷＭが選択されている場合には、基本的には、搬送波周波数ｆｃを所定周波数に設定する。上述のように、この所定周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。したがって、非同期ＰＷＭの選択時には、インバータ１４でのスイッチングによる電磁騒音の発生は回避される。

なお、車両走行によるスリップ発生時のように、交流電動機Ｍ１の回転速度が急激に上昇した場合には、制御性を確保するために、回転速度の所定以上の上昇に対応させて搬送波周波数を高くすることが好ましい。したがって、搬送波制御部２７０は、回転速度が所定の判定値よりも上昇したときには、搬送波周波数ｆｃを上記所定周波数よりも高く設定するように構成されてもよい。

一方、搬送波制御部２７０は、同期ＰＷＭが選択されている場合には、定められたキャリア数ｋと、演算された回転周波数ωｅとに基づいて搬送波周波数ｆｃを設定する。図３で説明したように、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃは、ｆｃ＝ｋ・ωｅに設定される。キャリア数ｋは、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃが非同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃよりも低くなるように設定される。交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、ｋは３の倍数とされるので、一例としてｋ＝６に設定されるものとする。

ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０によって設定された搬送波周波数ｆｃに従って搬送波１６０（図２，３）を発生するとともに、座標変換部２５０からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２，３での相電圧指令１７０に相当）と、搬送波１６０との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。

なお、ＰＷＭ変調における搬送波１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波１６０の振幅を固定できる。

本発明の実施の形態による交流電動機制御は、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの間のモード選択に特徴を有する。したがって、以下では、ＰＷＭモード選択部２８０の動作について詳細に説明する。

図５を参照して、ＰＷＭモード選択部２８０は、基本的には、素子温度Ｔｓｗに応じて同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択する。すなわち、温度による境界線５００に従って、素子温度Ｔｓｗが所定温度Ｔ０よりも高いときには、同期ＰＷＭを選択する一方で、Ｔｓｗ≦Ｔ０のときには、非同期ＰＷＭを選択する。たとえば、所定温度Ｔ０は、素子温度Ｔｓｗの管理上限値に対して適切なマージンを有するように設定される。

このようにすると、素子温度Ｔｓｗの上昇時には、同期ＰＷＭを選択することによって搬送波周波数ｆｃを低下させることにより、インバータ１４の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８でのスイッチング損失を抑制して、その発熱量を低減できる。この結果、素子温度Ｔｓｗのさらなる上昇を防止することができる。

一方で、同期ＰＷＭ制御の適用時には、発熱抑制のための搬送波周波数ｆｃの低下によって、電磁騒音の発生が懸念される。したがって、図６および図７に示すように、素子温度Ｔｓｗが上昇した場合であっても、その他の交流電動機Ｍ１の状態に応じて、素子温度が継続的に上昇するような状態ではないと判断されるときには、同期ＰＷＭを適用することなく非同期ＰＷＭを継続的に選択する構成とすることも可能である。

図６には、素子温度に加えて、交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｑがさらに反映されたＰＷＭモード選択が示される。

図６を参照して、ＰＷＭモード選択部２８０は、素子温度Ｔｓｗによるモード選択を基本としつつ、さらに交流電動機Ｍ１の出力トルクを反映して、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの選択を実行する。ＰＷＭモード選択部２８０は、素子温度が低い領域（Ｔｓｗ≦Ｔ０）では、図５と同様に固定的に非同期ＰＷＭを選択する。

ＰＷＭモード選択部２８０は、素子温度Ｔｓｗが高い領域（Ｔｓｗ＞Ｔ０）では、交流電動機Ｍ１の出力トルクに基づいて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択する。具体的には、交流電動機Ｍ１の出力トルク（絶対値）が基準トルク値よりも小さいときには、素子温度が継続的に上昇する可能性が低いと推定できるため、ＰＷＭモード選択部２８０は、素子温度上昇の抑制が必要な領域ではないと判断して、非同期ＰＷＭを選択する。

一方、交流電動機Ｍ１が基準トルク以上のトルク（絶対値）を出力しているときには、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８で発生するスイッチング損失も相対的に大きくなるので、ＰＷＭモード選択部２８０は、素子温度上昇の抑制が必要な領域であると判断して、同期ＰＷＭの選択によって素子温度Ｔｓｗの上昇防止を図る。

たとえば、交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｑの絶対値と、図６に示すマップ５１０または５１５に従って設定された基準トルク値との比較に従って、上述の判定を実行できる。あるいは、正トルク時と負トルク時とで、基準トルク値を個別に設定してもよい。

基準トルク値については、マップ５１０に示すように、素子温度Ｔｓｗによらない固定値としてもよく、マップ５１５に示すように、素子温度Ｔｓｗの上昇に対応して相対的に小さく設定してもよい。このようにすると、温度上昇時には相対的に低トルク出力時から同期ＰＷＭを適用することができるので、さらに効果的に、素子温度の上昇を適切に防止しつつ電磁騒音の発生を回避することができる。

なお、トルクＴｑについては、交流電動機Ｍ１の各相の電圧、電流の積に従って求められる電力Ｐｍと、回転周波数ωｅとから求めることができる（Ｔｑ＝Ｐｍ／ωｅ）。あるいは、トルクセンサ（図示せず）を配置して検出してもよい。

図７には、素子温度に加えて、交流電動機Ｍ１の回転速度変化率Ｎｍｃｈがさらに反映されたＰＷＭモード選択が示される。

上述のように、交流電動機Ｍ１の回転速度上昇時には搬送波周波数ｆｃを上昇させるように搬送波制御部２７０を構成すると、トルク制御精度が確保される一方で、スイッチング回数の増加によって、素子温度Ｔｓｗが上昇する可能性がある。代表的には、交流電動機Ｍ１が電動車両の走行用電動機である場合には、電動車両のスリップ発生時に、回転速度が急激に上昇することによって上記のような現象が発生する。

なお、非同期ＰＷＭにおける回転速度上昇時にも、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅの変化度合に応じて搬送波周波数ｆｃの上昇度合を変化させることが好ましいが、この際の搬送波周波数の制御は、少なくとも、搬送波周波数ｆｃが通常時の所定周波数よりも高く設定される点で、本実施の形態での同期ＰＷＭとは区別される。

上記のようなスリップ発生のよる回転速度の上昇は一時的な現象であり、スリップが収まると回転速度も安定して、搬送波周波数ｆｃも所定周波数（非同期ＰＷＭでの）に復帰する可能性が高い。すなわち、スリップ発生による搬送波周波数ｆｃの上昇に起因して素子温度Ｔｓｗが上昇しても、その温度上昇は一時的なものであり、スリップが収まると素子温度Ｔｓｗの上昇も収まることが推定される。したがって、ＰＷＭモード選択部２８０は、このような場合には素子温度上昇の抑制が必要な領域ではないと判断することによって、素子温度Ｔｓｗが高い領域（Ｔｓｗ＞Ｔ０）であっても非同期ＰＷＭを選択するように構成される。

すなわち、ＰＷＭモード選択部２８０は、図７のマップ５２０に示すように、素子温度Ｔｓｗの低温領域（Ｔｓｗ≦Ｔ０）では非同期ＰＷＭ制御を固定的に適用する一方で、素子温度Ｔｓｗの高温領域（Ｔｓｗ＞Ｔ０）では、交流電動機Ｍ１の回転速度変化率Ｎｍｃｈに応じて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択する。

具体的には、ＰＷＭモード選択部２８０は、回転速度変化率Ｎｍｃｈが基準値よりも高いときには、素子温度Ｔｓｗが高い領域（Ｔｓｗ＞Ｔ０）であっても、スリップ発生による一過的な素子温度上昇と判断して非同期ＰＷＭを選択するように構成される。一方で、回転速度変化率Ｎｍｃｈが基準値以下のときに素子温度Ｔｓｗが所定温度Ｔ０よりも高くなると、ＰＷＭモード選択部２８０は、スリップ発生が原因ではない温度上昇が発生していると判断して、同期ＰＷＭの選択によって素子温度Ｔｓｗの上昇防止を図る。

なお、回転速度変化率Ｎｍｃｈの基準値については、マップ５２０のように、素子温度Ｔｓｗの上昇に応じて高く設定することが好ましい。このようにすると、図６のマップ５１５と同様に、さらに効果的に、素子温度の上昇を適切に防止しつつ電磁騒音の発生を回避することができる。

次に、図４〜図７に説明した同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭのモード選択を含むＰＷＭ制御を実現するための制御処理手順についてフローチャート用いて説明する。以下に示すフローチャートの各ステップは、基本的には制御装置３０によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御装置３０内に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。

図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、フィードバック制御によりインバータ１４への各相電圧指令を生成する。代表的には、図４に示した、交流電動機Ｍ１の電流フィードバック制御により各相電圧指令が生成される。すなわち、ステップＳ１００による処理は、図４の電流指令生成部２１０、座標変換部２２０および電圧指令生成部２４０による機能に対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２００により、図５〜図７に示したＰＷＭモード選択に従って、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択する。すなわち、ステップＳ２００による処理は、図４のＰＷＭモード選択部２８０の機能に対応する。

ここで、図９〜図１１を用いて、ステップＳ２００での処理手順の詳細を説明する。
図９には、図５に示したＰＷＭモード選択を実現するための制御処理手順が示される。

図９を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭモード選択においては、ステップＳ２００により素子温度Ｔｓｗを取得するとともに、ステップＳ２１０により素子温度Ｔｓｗと所定温度Ｔ０とを比較する。ステップＳ２００による素子温度Ｔｓｗの取得は、図１に示した温度検出器１９の出力を取込むことによって実現される。

そして、制御装置３０は、Ｔｓｗ＞Ｔ０の高温領域（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）では、ステップＳ２５０により同期ＰＷＭを選択する一方で、Ｔｓｗ≦Ｔ０の低温領域（Ｓ２１０のＮＯ判定時）では、ステップＳ２６０により非同期ＰＷＭを選択する。

あるいは、ステップＳ２００では、図１０に示すフローチャートに従ってＰＷＭモード選択を行なうこともできる。

図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００により素子温度Ｔｓｗを取得するとともに、ステップＳ２０２により交流電動機Ｍ１のトルクＴｑを取得する。ステップＳ２０２によるトルクＴｑは、上述のように、交流電動機Ｍ１の電圧、電流、回転周波数に基づく演算によって取得されてもよく、トルクセンサの出力の取込みによって実現されてもよい。

制御装置３０は、ステップＳ２２０では、図６に示したマップ５１０または５１５に従って、トルク基準値Ｔｑを設定する。図６に従って、低温領域（Ｔｓｗ≦Ｔｗ）では、トルク基準値Ｔｑ♯は、｜Ｔｑ｜の想定される最大値よりもさらに高い値に設定される。

そして制御装置３０は、ステップＳ２３０により、ステップＳ２２０で取得したトルクの絶対値｜Ｔｑ｜とステップＳ２２０で設定したトルク基準値Ｔｑ♯とを比較する。そして、｜Ｔｑ｜＜Ｔｑ♯のとき（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２６０に処理を進めて、非同期ＰＷＭを選択する。一方で、｜Ｔｑ｜≧Ｔｑ♯のとき（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２５０に処理を進めて同期ＰＷＭを選択する。このように、図１０に示すフローチャートに従えば、ステップＳ２００では、図６と同様に同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択できる。

また、ステップＳ２００では、図１１に示すフローチャートに従ってＰＷＭモード選択を行なうこともできる。

図１１を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００により素子温度Ｔｓｗを取得するとともに、ステップＳ２０４により交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍを演算する。回転速度Ｎｍは、回転角センサ２５からの回転角θの変化に基づいて演算することができる。さらに、ステップＳ２０４では、今回の制御周期における回転速度Ｎｍの演算とともに、前の制御周期での回転速度Ｎｍが前回値Ｎｍｏｌｄに設定される。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２０６では、今回の制御周期と前回の制御周期との間での回転速度の差の演算に基づき、単位時間当たりの回転速度変化率Ｎｍｃｈを演算する。すなわち、Ｎｍｃｈ＝（Ｎｍ−Ｎｍｏｌｄ）／ｄｔによって定義される。ここでｄｔは制御周期である。

制御装置３０は、ステップＳ２２５では、図７に示したマップ５２０に従って、回転速度変化率基準値Ｎｍｃｈ♯を設定する。図７に従って、低温領域（Ｔｓｗ≦Ｔｗ）では、回転速度変化率基準値Ｎｍｃｈ♯は、Ｎｍｃｈの想定される最小値（負値）よりもさらに低い値に設定される。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２３５により、ステップＳ２０６で演算した回転速度変化率Ｎｍｃｈと、ステップＳ２２５で設定した回転速度変化率基準値Ｎｍｃｈ♯とを比較する。制御装置３０は、Ｎｍｃｈ＞Ｎｍｃｈ♯のとき（Ｓ２３５のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２６０に処理を進めて非同期ＰＷＭを選択する一方で、Ｎｍｃｈ≦Ｎｍｃｈ♯のとき（Ｓ２３５のＮＯ判定時）には、ステップＳ２５０に処理を進めて同期ＰＷＭを選択する。

このように、図１１に示すフローチャートに従えば、ステップＳ２００では、図７と同様に同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択できる。

再び図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１１０では、ステップＳ２００によって同期ＰＷＭが選択されるかどうかを判定する。同期ＰＷＭの非選択時（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４０に処理を進めて、非同期ＰＷＭ用の搬送波周波数ｆｃを採用する。上述のように、このときの搬送波周波数ｆｃは、基本的には、電磁騒音が感知され難い周波数に対応した所定値に固定される。あるいは、スリップ走行等によって交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数ωｅ）が上昇したときには、それに応じて搬送波周波数ｆｃを上昇させてもよい。

一方、同期ＰＷＭの選択時（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算し、ステップＳ１３０により、演算された回転周波数ωｅと同期ＰＷＭでの１周期内のキャリア数ｋに基づいて、搬送波周波数ｆｃ（ｆｃ＝ωｅ・ｋ）を設定する。すなわち、ステップＳ１２０による処理は、図４の回転周波数演算部２９０の機能に対応し、ステップＳ１３０，Ｓ１４０の処理は、図４の搬送波制御部２７０の機能に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１３０またはＳ１４０で設定された搬送波周波数ｆｃに従って、搬送波１６０（図２，図３）を発生する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１６０に処理を進めて、ステップＳ１５０で発生された搬送波とステップＳ１１０で生成された各相電圧指令との電圧比較に基づいて、インバータ１４の各相のスイッチングを制御する。これにより、インバータ１４の各相でのパルス幅変調電圧１８０（図２）が制御される。

図８〜図１１に示した制御処理手順により、本発明の実施の形態による同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭのモード選択を含むＰＷＭ制御を実現することができる。

以上説明したように、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置によれば、インバータ１４を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の温度上昇時には、同期ＰＷＭの適用により、搬送波周波数ｆｃを円滑に低下させて素子温度の上昇を抑制できる。一方で、それ以外の領域では、搬送波周波数ｆｃが高い非同期ＰＷＭを適用するように両者を使い分けることによって、電磁騒音の発生をなるべく避けた上でインバータ１４での温度上昇を抑制するように、円滑に交流電動機を制御できる。

また、素子温度Ｔｓｗが所定温度Ｔ０より高いときであっても、交流電動機Ｍ１のトルクが小さい、あるいは、一時的な回転速度上昇に伴う搬送波周波数ｆｃの上昇によって温度が一時的に上昇しているときには、素子温度上昇の抑制が必要な領域ではないと判断して、非同期ＰＷＭを適用することができる。この結果、電磁騒音が懸念される非同期ＰＷＭの適用を必要最小限に抑えた上で、素子温度の上昇を抑制することができる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、交流電動機のＰＷＭ制御に適用することができる。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ Ｕ，Ｖ，Ｗ相、１９ 温度検出器、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、１６０ 搬送波、１７０ 相電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ 搬送波制御部、２８０ ＰＷＭモード選択部、２９０ 回転周波数演算部、５００ 境界線、５１０，５１５，５２０ マップ、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｆｃ 搬送波周波数、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（モータ電流）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＤ モード信号、Ｎｍ 回転速度、Ｎｍｃｈ 回転速度変化率、Ｎｍｃｈ♯ 回転速度変化率基準値、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ０ 所定温度、Ｔｑ♯ トルク基準値、Ｔｑ 出力トルク、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｔｓｗ 素子温度（インバータ）、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＬ 直流電圧、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、θ ロータ回転角、ωｅ 回転周波数。

Claims (6)

1. 電力用半導体スイッチング素子を含んで構成されたインバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記電力用半導体スイッチング素子の素子温度を検出するように構成された温度検出部と、
   相電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいて前記インバータから前記交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御するＰＷＭ変調部と、
   前記素子温度が所定温度以下のとき第１のモードを選択する一方で、前記素子温度が前記所定温度より高いときに第２のモードを選択するように構成されたＰＷＭモード選択部と、
   前記第１のモードの選択時に、所定周波数で前記搬送波を発生する一方で、前記第２のモードの選択時に、前記所定周波数より低く、かつ、前記相電圧指令の周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）の周波数で前記搬送波を発生するように制御するための搬送波制御部とを備える、交流電動機の制御装置。
2. 前記ＰＷＭモード選択部は、前記素子温度が前記所定温度より高いときであっても、前記交流電動機の状態に応じて前記第１のモードを選択するように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記ＰＷＭモード選択部は、前記素子温度が前記所定温度より高いときであっても、前記交流電動機の出力トルクが基準トルク値より小さいときには前記第１のモードを選択するように構成される、請求項２記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記基準トルク値は、前記素子温度が高くなるにつれて相対的に低い値に設定される、請求項３記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記搬送波制御部は、前記第１のモードの選択時に、前記交流電動機の回転速度の所定以上の上昇に応答して、前記搬送波周波数を上昇させるように構成され、
   前記ＰＷＭモード選択部は、前記素子温度が前記所定温度より高いときであっても、前記交流電動機の回転速度の変化率が基準値より高いときには、前記第１のモードを選択するように構成される、請求項２記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記基準値は、前記素子温度が高くなるにつれて相対的に高い値に設定される、請求項５記載の交流電動機の制御装置。

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