JP2010057243A

JP2010057243A - 車両

Info

Publication number: JP2010057243A
Application number: JP2008218166A
Authority: JP
Inventors: Naoyoshi Takamatsu; 直義高松; Sakaki Okamura; 賢樹岡村
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2008-08-27
Filing date: 2008-08-27
Publication date: 2010-03-11
Anticipated expiration: 2028-08-27
Also published as: US20100052583A1; US7923961B2; JP4605274B2

Abstract

【課題】騒音の低減とコストの低減および燃費の向上をバランスよく達成する車両を提供する。
【解決手段】車両は、車輪ＷＨ駆動用のモータＭ１と、モータＭ１を駆動するインバータ１４と、インバータ１４のＰＷＭ制御を行なう制御装置２０とを備える。制御装置２０は、インバータ１４によってモータＭ１に供給される電流またはモータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、同期ＰＷＭ制御を行ない、電流またはトルクがしきい値よりも小さい場合には、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行ないかつ電流またはトルクがしきい値よりも大きい場合よりもＰＷＭ制御のキャリア周波数またはパルス数を高く設定する。
【選択図】図１

Description

この発明は、車両に関し、特に車両を推進させるためのモータを駆動するインバータとその制御装置とを搭載する車両に関する。

近年、環境に配慮した電気自動車やハイブリッド自動車や燃料電池自動車のように、車両を推進させるためにモータを使用する車両が注目されている。

特開平９−７０１９５号公報（特許文献１）は、スイッチング素子に急激な発熱が生じた場合であっても対処可能にするモータの制御装置を開示している。このモータ制御装置は、モータの回転数が十分低い場合にモータの回転が外力によりロックされているとみなし、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号のキャリア周波数を通常の１０ｋＨｚの値から１．２５ｋＨｚに切り替える。ＰＷＭ信号のキャリア周波数の低下に伴いインバータのスイッチング素子のスイッチング周波数が低下しスイッチング損失が低減されるため、モータがロックされていてもインバータの各スイッチング素子に急激な発熱が生じるおそれがない。
特開平９−７０１９５号公報特開２００６−２１７７７６号公報

車両駆動用インバータでは、小型化・低コスト化の要求が厳しく、スイッチング損失を抑えるため出力周波数ｆｖに対してキャリア周波数ｆｃを十分高くすることができない。本来は、ＰＷＭ制御はパルス数が出力周波数ｆｖの一周期あたり１５パルス以上程度であることが望ましい。特に高トルクを発生させる時には、インバータ導通損も増加し発熱量が増大するため、この領域での過熱防止、発熱低減が必要となる。しかしながら、動作領域のすべてで高いキャリア周波数で駆動ができるようにインバータを設計することは、インバータの大型化を招きコストも高いものになってしまう。

スイッチング損失を低減するために、単純にキャリア周波数ｆｃを下げると、モータ制御性が悪化する。したがって単純にキャリア周波数ｆｃを下げることは、トルクの脈動による車両の振動や、電流制御外れによる部品破損につながる恐れがあり許容することができない。低パルス数での制御性を確保するため同期ＰＷＭ制御を採用する場合もあるが、逆に車内騒音の少ない定常走行など低トルク時において、インバータスイッチングによる電磁音が耳ざわりになる可能性がある。パルス数を変更することで音の周波数を変えることはできるが、同期という制約のため周波数を任意に変えることはできない。

また、キャリア周波数ｆｃによってインバータやモータの損失は変化し効率に影響を与える。このため制御性や騒音に問題がない動作条件でもキャリア周波数ｆｃを適切に決める必要がある。特に車両用途では使用頻度の高い比較的低トルクの実用領域での効率向上が燃費の向上につながる。

制御性を確保、低コスト化、車内騒音低減、さらなる効率向上を共に成立させること課題となり、車両の使われ方に合ったインバータ制御方法が望まれている。

ここで、特開２００６−２１７７７６号公報（特許文献２）に示されるように、同期ＰＷＭ制御を採用する場合には、出力電圧に偶数次の高調波の歪が重畳することを防ぐために、キャリア周波数ｆｃを出力周波数ｆｖの奇数倍に選んだり、三相インバータの出力電圧を対象にするために３の倍数を選んだり、反転・非反転の２種キャリアを持ったりなどするので、キャリア周波数ｆｃは離散的な値しかとることができない。

たとえば、キャリア周波数ｆｃは出力周波数ｆｖの６，９，１２，１５，…倍であるといった制約がある場合について述べる。以下、たとえばキャリア周波数が出力周波数ｆｖの６倍であるとき６パルスなどというようにパルス数という用語を用いて説明する。キャリア周波数ｆｃを分散させるには、最低限必要な６パルスに対して１．５倍の９パルスや２倍の１２パルスなど高いキャリア周波数ｆｃを使うことになる。このためスイッチング損失が増加しインバータが過熱する問題が生じ、これに耐えうるインバータを用意するにはコスト上の問題がある。

また、上記制御性や騒音が両立できる動作状態でのキャリア周波数ｆｃの選択方法については明言されていないので、キャリア周波数ｆｃを必要以上に高く設定した場合には、損失増加および燃費悪化の可能性がある。すなわち、従来は制御性の向上および騒音の低減を重視するあまりインバータのコストが高くなってしまう場合があり、また燃費の向上に対しては改善の余地が残されていた。

この発明の目的は、騒音の低減とコストの低減および燃費の向上をバランスよく達成する車両を提供することである。

この発明は、要約すると、車両であって、車輪駆動用のモータと、モータを駆動するインバータと、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、インバータによってモータに供給される電流またはモータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、同期ＰＷＭ制御を行ない、電流またはトルクがしきい値よりも小さい場合には、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行ないかつ電流またはトルクがしきい値よりも大きい場合よりもＰＷＭ制御のキャリア周波数を高く設定する。

この発明は、他の局面では、車両であって、車輪駆動用のモータと、モータを駆動するインバータと、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、インバータによってモータに供給される電流またはモータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、インバータ発熱を最低にするようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、電流またはトルクがしきい値よりも小さい場合には、インバータでの損失とモータでの損失の合計が最小となるようにキャリア周波数を決定する。

この発明は、さらに他の局面では、車両であって、車輪駆動用のモータと、モータを駆動するインバータと、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、トルクと回転速度で定義されるモータの動作領域がインバータを過熱から保護すべき第１の領域ではインバータの発熱を最低にするようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、モータの動作領域がモータの騒音を低減させるべき第２の領域では、キャリア周波数をモータの騒音が人に検知されにくくなるようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、モータの動作領域がモータの騒音を低減させるべき第１、第２の領域以外の第３の領域ではインバータでの損失とモータでの損失の合計が最小となるようにキャリア周波数を決定する。

好ましくは、制御装置は、第１の領域では同期ＰＷＭ制御を行ない、第２および第３の領域では、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行なう。

本発明によれば、騒音の低減とコストの低減および燃費の向上をバランスよく達成する車両を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明が用いられるモータ駆動装置の構成を示す回路図である。

図１を参照して、このモータ駆動装置は、直流電源１０と、コンデンサ１２と、インバータ１４と、電流センサＳＶ，ＳＷと、モータＭ１と、レゾルバ２４と、制御装置２０とを備える。

直流電源としては、たとえばニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリおよび鉛蓄電池などの二次電池を用いることができる。また、大容量キャパシタや燃料電池を、二次電池と共にまたは二次電池に代えて使用しても良い。

インバータ１４は、直流電源１０から電源電位を受けて交流モータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ１４は、モータＭ１の制動時に回生動作を行ない交流モータＭ１において発電された電力を直流電源１０に戻す。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、直流電源１０の出力ライン間に並列に接続される。またコンデンサ１２もこれらのアームに並列に直流電源１０の出力ライン間に接続される。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。

Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。

Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、それぞれ３つの駆動線によってモータＭ１と接続される。ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５は対応する駆動線から直流電源１０の正極に向かう向きを順方向として接続されている。またダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６は直流電源１０の負極から対応する駆動線に向かう向きを順方向として接続されている。

このモータ駆動装置は、さらに、Ｖ相アームをモータＭ１に接続する駆動線に流れる電流を検出する電流センサＳＶと、Ｗ相アームをモータＭ１に接続する駆動線に流れる電流を検出する電流センサＳＷとを含む。モータＭ１のステータコイルはＹ結線されており、Ｖ相コイルとＷ相コイルとＵ相コイルは中性点に接続されている。したがってＶ相、Ｗ相の電流が与えられれば、制御装置２０はＵ相の電流を演算で求めることができる。

電流センサＳＶおよびＳＷによって検出された電流値は、レゾルバ２４によって検出されたモータＭ１の回転数とともに制御装置２０に伝達される。制御装置２０はこれに基づきモータＭ１の回転数を制御する。

図２は、制御装置２０の構成を示すブロック図である。
図２を参照して、制御装置２０は、同期・非同期最適キャリア周波数演算部１００と、キャリア発生器１０２と、トルク指令入力部１０４と、電流指令演算部１０６と、電圧指令演算部１０８とを含む。

トルク指令入力部１０４は、アクセルペダルポジションセンサから与えられる運転者からの加速要求やクルーズコントロールで指定された車速を維持するための加減速要求および車速センサ等で検出される車速等に基づいて決定されるトルク指令を出力する。電流指令演算部１０６は、トルク指令に基づいてインバータで流すべき電流指令値を演算する。電圧指令演算部１０８は、電流指令演算部１０６の出力を受けて後に図３、図４に示す電圧指令値を出力する。

同期・非同期最適キャリア周波数演算部１００は、トルク指令や車速またはモータ回転速度に基づいて同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御で使用されるキャリア周波数の最適周波数を演算する。同期・非同期最適キャリア周波数演算部１００は、またトルク指令や車速またはモータ回転速度に基づいて同期ＰＷＭ制御、非同期ＰＷＭ制御のいずれを行なうかを決定する。キャリア発生器１０２は、同期・非同期最適キャリア周波数演算部１００において決定されたキャリア周波数ｆｃの三角波を発生する。

制御装置２０は、さらに、同期ＰＷＭ制御回路１１０と、非同期ＰＷＭ制御回路１１２と、切替器１１４と、インバータ駆動信号発生部１１６とを含む。

同期ＰＷＭ制御回路１１０は、キャリア発生器１０２の発生した三角波と電圧指令演算部１０８が発生した正弦波の比較を行ない、同期したＰＷＭ波形を出力する。

非同期ＰＷＭ制御回路１１２は、キャリア発生器１０２の発生した三角波と電圧指令演算部１０８が発生した正弦波の比較を行ない、非同期のＰＷＭ波形を出力する。

切替器１１４は、同期・非同期最適キャリア周波数演算部１００の選択に基づいて同期ＰＷＭ制御回路１１０、非同期ＰＷＭ制御回路１１２のいずれか一方の出力を選択する。インバータ駆動信号発生部１１６は、切替器１１４の出力するＰＷＭ波形に基づいてインバータ１４のＩＧＢＴ素子を駆動する信号を発生する。

図３は、図２の非同期ＰＷＭ制御回路１１２で発生されるＰＷＭ波形を説明するための図である。

図４は、図２の同期ＰＷＭ制御回路１１０で発生されるＰＷＭ波形を説明するための図である。

図３、図４を参照して、同期ＰＷＭでは、○印で示されるように正弦波である電圧指令がゼロとなる時刻と三角波であるキャリアがゼロとなる時刻が一致するように電圧指令とキャリアが発生される。図４では電圧指令の１周期がキャリアの９周期分である。したがって、時刻ｔ０〜ｔ２で発生されるＰＷＭ出力Ｐ１Ｂと時刻ｔ２〜ｔ４で発生されるＰＷＭ出力Ｐ２Ｂとは同じ波形（９パルス）になっている。

一方、非同期ＰＷＭ制御では、正弦波である電圧指令がゼロとなる時刻と三角波であるキャリアがゼロとなる時刻が必ずしも一致しない。したがって、時刻ｔ０〜ｔ２で発生されるＰＷＭ出力Ｐ１Ａと時刻ｔ２〜ｔ４で発生されるＰＷＭ出力Ｐ２Ａとは異なる波形になっている場合が多い。

図５は、実施の形態１において適用されるモータ制御方式の切り替えを説明するための図である。

図５を参照して、実施の形態１ではモータ電流やトルクに応じてキャリア周波数ｆｃの電圧指令に対する同期／非同期を切り替える。領域Ａ１に示すようにしきい値Ｔｒ１よりもトルクが大きい領域では同期ＰＷＭ制御を採用し、領域Ａ２に示すようにしきい値Ｔｒ１よりもトルクが小さい領域では非同期ＰＷＭ制御を採用する。そして同じ回転速度であれば小トルク側は大トルク側よりもキャリア周波数を高くまたはパルス数を多く設定する。

図６は、実施の形態１において実行される制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、車両の走行制御のメインルーチンから一定時間経過ごとにまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図６を参照して、まず、処理が開始されると、ステップＳ１において図２の電流指令演算部１０６においてトルク指令値から電流指令値が演算される。そして、ステップＳ２において、電流指令値が図５のしきい値Ｔｒ１に相当する値よりも大きいか否かが判断される。このしきい値は、制御性、インバータ発熱、車内で感じる騒音などの観点から予めマップなどで決めておく。なお、判定に使用する電流指令値の代わりに、電流センサで計測した計測値や他の方法で推定した推定値を用いても良い。

ステップＳ２において電流指令値＞しきい値Ｔｒ１相当値である場合には、ステップＳ３に処理が進み同期ＰＷＭ制御が選択される。同期ＰＷＭ制御では、図４に示されるように電圧指令値とキャリアの整数倍とが同期する。同期ＰＷＭ制御は、少ないスイッチングパルス数でも駆動可能であるという特徴を有する。

一方、ステップＳ２において電流指令値＞しきい値Ｔｒ１相当値が成立しなかった場合には、ステップＳ４に処理が進み非同期または同期ＰＷＭ制御が選択される。非同期ＰＷＭ制御を用いる場合には、任意のキャリア周波数でも駆動可能であるという特徴を有する。

同期ＰＷＭ制御は、車速（モータ回転速度に比例）に対して自由にキャリア周波数ｆｃを決めることはできない。しかし、電流の制御性は非同期ＰＷＭ制御よりも同期ＰＷＭ制御の方が良好でパルス数を少なくすることができる。

ステップＳ３またはＳ４において制御方式の選択が終了すると、ステップＳ５に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

図７は、実施の形態１の変形例で実行されるキャリア周波数の切り替え制御を説明するための図である。

図８は、実施の形態１の変形例で実行される制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、車両の走行制御のメインルーチンから一定時間経過ごとにまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図７、図８を参照して、まず、処理が開始されると、ステップＳ１１では図２の電流指令演算部１０６においてトルク指令値から電流指令値が演算される。そして、ステップＳ１２において、モータの回転速度が図７のしきい値Ｎ２よりも大きいか否かが判断される。モータの回転速度は図１のレゾルバ２４で検出されたものを使用できる。電圧指令値の変化に対してパルス数が十分に確保できる低回転時には、電圧指令値とキャリアの整数倍を同期させる必要がないので、このようにモータ回転速度（または車速）も同期ＰＷＭ制御を行なう判定条件に加える。

ステップＳ１２において回転速度＞しきい値Ｎ２が成立する場合にはステップＳ１３に処理が進み、成立しない場合にはステップＳ１５に処理が進む。

ステップＳ１３においては、電流指令値が図７のしきい値Ｔｒ２に相当する値よりも大きいか否かが判断される。このしきい値は、制御性、インバータ発熱、車内で感じる騒音などの観点からあらかじめマップなどで決めておく。なお、判定に使用する電流指令値の代わりに、電流センサで計測した計測値や他の方法で推定した推定値を用いても良い。

ステップＳ１３において電流指令値＞しきい値Ｔｒ２相当値である場合には、ステップＳ１４に処理が進み同期ＰＷＭ制御が選択される。同期ＰＷＭ制御では、図４に示されるように電圧指令値とキャリアの整数倍とが同期する。同期ＰＷＭ制御は、少ないスイッチングパルス数でも駆動可能であるという特徴を有する。

一方、ステップＳ１３において電流指令値＞しきい値Ｔｒ２相当値が成立しなかった場合には、ステップＳ１５に処理が進む。

ステップＳ１５では非同期または同期ＰＷＭ制御が選択される。非同期ＰＷＭ制御を用いる場合には、任意のキャリア周波数でも駆動可能であるという特徴を有する。

ステップＳ１４またはＳ１５において制御方式の選択が終了すると、ステップＳ１６に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

高トルクを発生させるためにモータには大電流が流れるが、以上説明した実施の形態１の車両ではこのとき同期ＰＷＭを採用することで、良好な制御性を得ることができる。

また、元々駆動に関わる音が大きい動作状態であるため、多少の騒音増加は許容される場合が多い。そこで、キャリア周波数ｆｃを車速またはモータ回転速度に比例して上昇させる。そうすると、人間の直感に合った音で加速感を得ることができる可能性もある。

低トルク時には人間の可聴周波数域よりも高めのキャリア周波数を選択することで、車内騒音を低減できる。特に非同期ＰＷＭ制御の場合には、キャリア周波数の選択の自由度を高くできる。たとえば、キャリア周波数を変えて構造材の共振点から電磁振動周波数をずらすなど柔軟な対応ができる。

このようにして、実施の形態１の車両では制御性維持と騒音抑制の両立が可能となる。
［実施の形態２］
実施の形態１では、キャリア周波数を電圧指令値に同期させるか否かを切り替える点に着目して制御を行なった。実施の形態２では、インバータの損失およびモータとインバータの合計の損失に着目して制御を行なうものである。

すなわち、実施の形態２では、インバータ発熱の大きい大電流時には、インバータ損失が最小になるようにキャリア周波数を決定し、その他の領域では、モータとインバータの合計損失が最小となるようにキャリア周波数を決定する。

図９は、キャリア周波数を変化させた場合のインバータ損失と合計損失の変化について示した図である。

図９においてキャリア周波数が横軸に示され、損失は縦軸に示されている。インバータ損失は、キャリア周波数が増えるとスイッチングによる損失が増加することに伴い増加する。一方、モータ損失は低キャリア周波数で駆動するほどリップル電流が増加し鉄損により増加する。したがって、車としての駆動効率を上げるには、インバータとモータの合計損失を低く抑えることが重要である。

インバータの発熱部は、寸法が小さいスイッチング素子つまり半導体である。半導体の熱容量は小さく短時間（数秒程度）で過熱してしまう。これに対し、モータは熱容量が大きいので比較的長時間（数分程度）なら多少の損失増加を許容できる。したがって、インバータ損失を低く押されておけば短時間であれば、モータに過電流が流れても車両を動作させることができる。

周波数ｆａは、インバータ損失が最低となるキャリア周波数である。キャリア周波数が低ければ低いほどＩＧＢＴ素子のスイッチング回数が減るので損失も低くなる。この周波数は、モータのＰＷＭ制御の制御性などから決まるキャリア周波数の下限値である。

周波数ｆｂは、インバータ損失とモータ損失の合計の損失が最低となるキャリア周波数である。

図１０は、実施の形態２でキャリア周波数を決定するために用いられるマップの一例を示した図である。

図１０を参照して、横軸にモータ回転速度、縦軸にトルクが示されている。しきい値Ｔｒ３よりトルクが大きい領域Ａ５はインバータ損失を最低にするキャリア周波数が定められている。このキャリア周波数は図９でいえば周波数ｆａである。

しきい値Ｔｒ３よりトルクが小さい領域Ａ６はインバータ損失とモータ損失の合計を最低にするキャリア周波数が定められている。このキャリア周波数は図９でいえば周波数ｆｂである。

領域Ａ６には、細分化されたそれぞれの破線の枠で囲まれた領域ごとに選択されるキャリア周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４…があらかじめ定められている。キャリア周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４はそれぞれの領域ごとに予め図９で示される特性を測定して、その結果に基づいて決定された合計損失が最低となるキャリア周波数ｆｂである。モータ回転速度およびトルク（または電流）に応じて対応するキャリア周波数がマップ上から読み出される。

図１１は、実施の形態２で実行される制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、車両の走行制御のメインルーチンから一定時間経過ごとにまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図１０、図１１を参照して、まず、処理が開始されると、ステップＳ２１において図２の電流指令演算部１０６においてトルク指令値から電流指令値が演算される。そして、ステップＳ２２において、電流指令値が図１０のしきい値Ｔｒ３に相当する値よりも大きいか否かが判断される。このしきい値は、制御性、インバータ発熱、車内で感じる騒音などの観点からあらかじめマップなどで決めておく。なお、判定に使用する電流指令値の代わりに、電流センサで計測した計測値や他の方法で推定した推定値を用いても良い。

ステップＳ２２において電流指令値＞しきい値Ｔｒ３相当値である場合には、ステップＳ２３に処理が進みインバータ損失を最低にするキャリア周波数が選択される。この周波数は、図９の周波数ｆａで示される周波数である。

一方、ステップＳ２２において電流指令値＞しきい値Ｔｒ３相当値が成立しなかった場合には、ステップＳ２４に処理が進み合計損失を最低にするキャリア周波数が選択される。この周波数は、図９の周波数ｆｂで示される周波数である。

ステップＳ２３またはＳ２４においてキャリア周波数の選択が終了すると、ステップＳ２５に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。メインルーチンでは選択されたキャリア周波数を用いてＰＷＭ制御が実行される。

なお、図１０ではキャリア周波数をトルク（または電流）およびモータ回転速度で決定する例を示したが、さらに温度、電圧などによってキャリア周波数を決定するようにマップを拡張してもよい。

以上説明したように、実施の形態２の車両では、インバータ発熱の大きい大電流時には、キャリア周波数をインバータ損失が最小になるように決定し、その他の領域ではキャリア周波数をモータとインバータのトータル損失が最小になるように決定する。

低トルク時にはインバータの発熱に余裕があるため、この領域では積極的にインバータとモータの合計損失が最小となるキャリア周波数を選択し、燃費を向上させることができる。

また、高トルク時には、低キャリア周波数を用いることでインバータの過熱を防ぐことができ、素子の耐熱性が過剰に要求されないので、インバータのコスト低減が可能となる。

すなわち、インバータの低コスト化と燃費向上の両立が可能となる。
［実施の形態３］
実施の形態３は、実施の形態１と実施の形態２を組合せて用いるものである。

図１２は、実施の形態３で実行されるキャリア切り替えを説明するための図である。
図１２を参照して、領域Ａ７は、同期ＰＷＭ制御で必要最低限のパルス数でＩＧＢＴ素子を駆動し、インバータを過熱から保護する領域である。領域Ａ８は、モータとインバータの合計損失を最小とするキャリア周波数を用いてＩＧＢＴ素子を駆動し、最高の効率で燃費向上を図る領域である。領域Ａ９は、トルクが小さいすなわちあまり加減速が行なわれていない領域であり、車内の騒音を最小とするキャリア周波数を選択する領域である。

図１３は、実施の形態３で実行される制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、車両の走行制御のメインルーチンから一定時間経過ごとにまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図１２、図１３を参照して、まず、処理が開始されると、ステップＳ３１では図２の電流指令演算部１０６においてトルク指令値から電流指令値が演算される。そして、ステップＳ３２において、モータの回転速度が図１２のしきい値Ｎ４よりも大きいか否かが判断される。電圧指令値の変化に対してパルス数が十分に確保できる低回転時には、電圧指令値とキャリアの整数倍を同期させる必要がないので、このようにモータ回転数（または車速）も同期ＰＷＭ制御を行なう判定条件に加える。

ステップＳ３２において回転速度＞しきい値Ｎ４が成立する場合にはステップＳ３３に処理が進み、成立しない場合にはステップＳ３４に処理が進む。

ステップＳ３３においては、電流指令値が図１２のしきい値Ｔｒ４に相当する値よりも大きいか否かが判断される。このしきい値は、制御性、インバータ発熱、車内で感じる騒音などの観点からあらかじめマップなどで決めておく。なお、判定に使用する電流指令値の代わりに、電流センサで計測した計測値や他の方法で推定した推定値を用いても良い。

ステップＳ３３において電流指令値＞しきい値Ｔｒ４相当値である場合には、ステップＳ３５に処理が進み同期ＰＷＭ制御が選択される。同期ＰＷＭ制御では、図４に示されるように電圧指令値とキャリアの整数倍とが同期する。同期ＰＷＭ制御は、少ないスイッチングパルス数でも駆動可能であるという特徴を有する。そして、ステップＳ３６において現在の動作条件（車速や要求トルク）において必要最低限のパルス数でＰＷＭ制御が行なわれるようにキャリア周波数が選択される。

一方、ステップＳ３３において電流指令値＞しきい値Ｔｒ４相当値が成立しなかった場合には、ステップＳ３４に処理が進む。

ステップＳ３４では、騒音レベルがしきい値よりも大きいか否かが判断される。なお、騒音レベルは実際の騒音をモニタして騒音レベルのしきい値と比較しても良いが、モータ回転速度や電流（またはトルク）で判断しても良い。この場合は、図１２のマップの領域Ａ９に示すように騒音が騒音のしきい値よりも大きくなる領域に、現在の動作条件（モータ回転速度および電流（またはトルク）の組合せ）が入っているか否かで判断すればよい。

ステップＳ３４において騒音レベル＞しきい値が成立した場合には、ステップＳ３７に処理が進み非同期または同期ＰＷＭ制御が選択される。そして、ステップＳ３８において、現在の動作条件において騒音を最低にするキャリア周波数が選択される。

一方、ステップＳ３４において騒音レベル＞しきい値が成立しなかった場合には、ステップＳ３９に処理が進み非同期または同期ＰＷＭ制御が選択される。そして、ステップＳ４０において、現在の動作条件において合計損失が最低となるキャリア周波数が選択される。

ステップＳ３６、Ｓ３８、Ｓ４０のいずれかにおいて制御方式の選択が終了すると、ステップＳ４１に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

以上説明したように、実施の形態３においては、モータ動作領域の大電流側（大トルク側）では同期ＰＷＭ制御を採用し、必要最小限のパルス数（例えば６パルス）でＰＷＭ制御を行なう。そして小電流側では、騒音が問題となる領域ではキャリア周波数を人間の可聴域に比べて高く設定し、騒音が問題とならない領域ではキャリア周波数をモータとインバータの合計損失が最小となるようなキャリア周波数でＰＷＭ制御を行なう。

これにより、大トルク領域では、同期ＰＷＭ制御で制御性が向上し、さらなる低キャリア周波数化が可能となる。するとインバータスイッチング損失を抑えることができ、スイッチング素子の耐熱性がさほど要求されなくなるので、インバータのコストを低減することもできる。

また、低トルク領域では、騒音が少なくなるようキャリア周波数を設定し、風や道路を走行する騒音が大きくインバータの騒音レベルの低さがあまり要求されない場合には合計損失の低いキャリア周波数に設定することも可能となる。

したがって、制御性や騒音などの走行性能はそのまま維持しつつ、低コストかつ燃費の良い駆動システムを作ることができる。

最後に、再び図１等を参照して本発明について総括する。本実施の形態の車両は、車輪ＷＨ駆動用のモータＭ１と、モータＭ１を駆動するインバータ１４と、インバータ１４のＰＷＭ制御を行なう制御装置２０とを備える。制御装置２０は、インバータ１４によってモータＭ１に供給される電流またはモータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、同期ＰＷＭ制御を行ない、電流またはトルクがしきい値よりも小さい場合には、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行ないかつ電流またはトルクがしきい値よりも大きい場合よりもＰＷＭ制御のキャリア周波数またはパルス数を高く設定する。

他の実施の形態の車両は、車輪ＷＨ駆動用のモータＭ１と、モータＭ１を駆動するインバータ１４と、インバータ１４のＰＷＭ制御を行なう制御装置２０とを備える。制御装置２０は、インバータ１４によってモータＭ１に供給される電流またはモータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、インバータ発熱を最低にするようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、電流またはトルクがしきい値よりも小さい場合には、インバータでの損失とモータでの損失の合計が最小となるようにキャリア周波数を決定する。

さらに他の実施の形態の車両は、車輪ＷＨ駆動用のモータＭ１と、モータＭ１を駆動するインバータ１４と、インバータ１４のＰＷＭ制御を行なう制御装置２０とを備える。図１２に示すように、制御装置２０は、トルクと回転速度で定義されるモータの動作領域がインバータを過熱から保護すべき第１の領域Ａ７ではインバータの発熱を最低にするようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、モータの動作領域がモータの騒音を低減させるべき第２の領域Ａ９では、キャリア周波数をモータＭ１の騒音が人に検知されにくくなるようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、モータの動作領域がモータの騒音を低減させるべき第１、第２の領域以外の第３の領域Ａ８ではインバータでの損失とモータでの損失の合計が最小となるようにキャリア周波数を決定する。

好ましくは、制御装置２０は、第１の領域では同期ＰＷＭ制御を行ない、第２および第３の領域では、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行なう。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明が用いられるモータ駆動装置の構成を示す回路図である。制御装置２０の構成を示すブロック図である。図２の非同期ＰＷＭ制御回路１１２で発生されるＰＷＭ波形を説明するための図である。図２の同期ＰＷＭ制御回路１１０で発生されるＰＷＭ波形を説明するための図である。実施の形態１において適用されるモータ制御方式の切り替えを説明するための図である。実施の形態１において実行される制御を説明するためのフローチャートである。実施の形態１の変形例で実行されるキャリア周波数の切り替え制御を説明するための図である。実施の形態１の変形例で実行される制御を説明するためのフローチャートである。キャリア周波数を変化させた場合のインバータ損失と合計損失の変化について示した図である。実施の形態２でキャリア周波数を決定するために用いられるマップの一例を示した図である。実施の形態２で実行される制御を説明するためのフローチャートである。実施の形態３で実行されるキャリア切り替えを説明するための図である。実施の形態３で実行される制御を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１０直流電源、１２コンデンサ、１４インバータ、１５Ｕ相アーム、１６Ｖ相アーム、１７Ｗ相アーム、２０制御装置、２４レゾルバ、１００同期・非同期最適キャリア周波数演算部、１０２キャリア発生器、１０４トルク指令入力部、１０６電流指令演算部、１０８電圧指令演算部、１１０同期ＰＷＭ制御回路、１１２非同期ＰＷＭ制御回路、１１４切替器、１１６インバータ駆動信号発生部、Ｄ１〜Ｄ６ダイオード、Ｍ１モータ、Ｑ１〜Ｑ６ＩＧＢＴ素子、ＳＶ，ＳＷ電流センサ、ＷＨ車輪。

Claims

車輪駆動用のモータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記インバータによって前記モータに供給される電流または前記モータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、同期ＰＷＭ制御を行ない、前記電流または前記トルクが前記しきい値よりも小さい場合には、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行ないかつ前記電流または前記トルクがしきい値よりも大きい場合よりもＰＷＭ制御のキャリア周波数を高く設定する、車両。
車輪駆動用のモータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記インバータによって前記モータに供給される電流または前記モータで発生させるトルクがしきい値よりも大きい場合には、インバータ発熱を最低にするようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、前記電流または前記トルクが前記しきい値よりも小さい場合には、前記インバータでの損失と前記モータでの損失の合計が最小となるようにキャリア周波数を決定する、車両。
車輪駆動用のモータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう制御装置とを備え、
前記制御装置は、トルクと回転速度で定義される前記モータの動作領域が前記インバータを過熱から保護すべき第１の領域では前記インバータの発熱を最低にするようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、前記モータの動作領域が前記モータの騒音を低減させるべき第２の領域では、前記キャリア周波数を前記モータの騒音が人に検知されにくくなるようにＰＷＭ制御のキャリア周波数を決定し、前記モータの動作領域が前記モータの騒音を低減させるべき第１、第２の領域以外の第３の領域では前記インバータでの損失と前記モータでの損失の合計が最小となるようにキャリア周波数を決定する、車両。
前記制御装置は、前記第１の領域では同期ＰＷＭ制御を行ない、前記第２および前記第３の領域では、同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御を行なう、請求項３に記載の車両。