JP2013102636A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス幅過変調制御方式を使用するときのキャリア周波数に起因する雑音の官能上の感度を低減する。
【解決手段】ＥＣＵ３は、モータの回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数がモータの回転数整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数を求める周波数算出部３５と、パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数を、周波数算出部３５によって求められた高調波の周波数に設定する周波数設定部３６と、を備える。
【選択図】図５

Description

本発明は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅を大きくするパルス幅過変調制御方式による制御が実施可能に構成された交流電動機の制御装置に関する。特に、車両に搭載される交流電動機の制御装置に関する。

従来、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）インバータ装置等の交流電動機の制御装置において、キャリア周波数に基づく騒音を削減する種々の装置、方法が提案されている。

例えば、ＰＷＭパルスの周波数を決めるキャリア周波数を周期的、又は、ランダムに変動させるＰＷＭインバータ装置が開示されている（特許文献１参照）。このＰＷＭインバータ装置によれば、キャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することで聴感上の騒音を低減することができる。

特開２００７−２０３２０号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載のＰＷＭインバータ装置では、ハイブリッド車等の車両に搭載される交流電動機の制御に用いられている正弦波パルス幅変調方式におけるキャリア周波数に起因する騒音を低減することはできるものの、その他の方式における雑音を低減することはできない。

すなわち、ハイブリッド車等の車両に搭載される交流電動機の制御においては、正弦波パルス幅変調方式、パルス幅過変調制御方式、及び、矩形波電圧制御方式が、要求されるトルク及び回転数に応じて切り換えられて使用されている（特開２００６−３２００３９号公報、特開２０１０−１６６７０７号公報等参照）ため、上記特許文献１に記載のＰＷＭインバータ装置では、パルス幅過変調制御方式、及び、矩形波電圧制御方式を使用するときのキャリア周波数に起因する雑音を低減することはできないのである。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、パルス幅過変調制御方式を使用するときのキャリア周波数に起因する雑音の官能上の感度を低減することが可能な交流電動機の制御装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明に係る交流電動機の制御装置は、以下のように構成されている。

すなわち、本発明に係る交流電動機の制御装置は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅を大きくするパルス幅過変調制御方式による制御が実施可能に構成された交流電動機の制御装置であって、前記交流電動機の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数が前記交流電動機の回転数の整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数を求める周波数算出手段と、前記パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数を、前記周波数算出手段によって求められた高調波の周波数に設定する周波数設定手段と、を備えることを特徴としている。

かかる構成を備える交流電動機の制御装置によれば、前記交流電動機の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数が前記交流電動機の回転数の整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数が求められ、求められた高調波の周波数に、前記パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数が設定されるため、パルス幅過変調制御方式を使用するときのキャリア周波数に起因する雑音の官能上の感度を低減することができる。

すなわち、前記交流電動機の回転に伴って発生する雑音は、当該交流電動機の回転数、回転子（ロータ）の極数、固定子（ステータ）のティース個数等によって、振幅が最大である高調波の周波数（次数）が決まる（図６参照）。したがって、振幅が最大となる候補の高調波の周波数（次数）を予め測定しておき、候補の高調波の中から、振幅が最大となる高調波を選定して、その周波数にキャリア周波数を設定することによって、キャリア周波数に起因する雑音が、前記交流電動機の回転に伴って発生する雑音と判別できなくなる（図８参照）ため、キャリア周波数に起因する雑音の官能上の感度を低減することができるのである。

本発明に係る交流電動機の制御装置によれば、前記交流電動機の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数が前記交流電動機の回転数の整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数を求められ、求められた高調波の周波数に、前記パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数が設定されるため、パルス幅過変調制御方式を使用するときのキャリア周波数に起因する雑音の官能上の感度を低減することができる。

本発明に係る交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの一例を示す全体構成図である。 図１に示すモータ駆動制御システムにおける交流電動機の制御モードの一例を示す説明図である。 図２に示す制御モードと交流電動機の動作状態との関係、の一例を示すグラフである。 図１に示す制御装置の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。 本発明に係る交流電動機の制御装置における機能構成の一例を示す機能ブロック図である。 交流電動機の回転に伴って発生する雑音の高調波成分の一例を示すグラフである。 交流電動機の回転数とキャリア周波数に起因する雑音の周波数と、の関係の一例を示すグラフである。 本発明に係る交流電動機の制御装置による効果の一例を示すグラフである。 図５に示す交流電動機の制御装置における動作の一例を示すフローチャートである。

以下、本発明に係る「交流電動機の制御装置」の実施形態について図面を参照して説明する。

−モータ駆動制御システム−
まず、図１を参照して、本発明に係る「交流電動機の制御装置」が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成について説明する。図１は、本発明に係る交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの一例を示す全体構成図である。モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１αと、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１３と、モータＭ１と、ＥＣＵ３と、を備える。

モータＭ１は、例えば、ハイブリッド自動車、電気自動車等、電気エネルギによって走行用の駆動力を発生可能な車両において、その駆動輪を駆動するトルクを発生する交流電動機である。なお、モータＭ１は、電動機及び発電機の両方の機能を有するように構成されてもよい。ここで、モータＭ１は、特許請求の範囲の「交流電動機」に相当する。

直流電圧発生部１αは、バッテリ１１と、システムリレーＳＲ１、ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２と、を備えている。バッテリ１１は、例えば、リチウムイオン等の蓄電池で構成される。バッテリ１１の電圧Ｖｂおよびバッテリ１１に対して入出力される電流Ｉｂは、それぞれ、電圧センサ２１及び電流センサ２２によって検出される。また、システムリレーＳＲ１は、バッテリ１１の正極端子と電力線４２との間に介設され、システムリレーＳＲ２は、バッテリ１１の負極端子と電力線４１との間に介設されている。なお、システムリレーＳＲ１、ＳＲ２は、ＥＣＵ３からの信号ＳＥによってオン、オフ制御される。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２と、を備えている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、電力線４３と電力線４１との間に直列に介設されている。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン、オフは、それぞれ、ＥＣＵ３からのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２によって制御される。

なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を構成する電力用半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等を用いることができる。ダイオードＤ１、Ｄ２は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と逆並列に接続されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続ノードと電力線４２との間に介設される。平滑コンデンサＣ０は、電力線４３と電力線４１との間に介設されている。

インバータ１３は、電力線４３と電力線４１との間に、それぞれ、並列に設けられる、Ｕ相の上下アーム１３１と、Ｖ相の上下アーム１３２と、Ｗ相の上下アーム１３３と、を備えている。各相の上下アームは、電力線４３と電力線４１との間に直列に接続されたスイッチング素子から構成されている。例えば、Ｕ相の上下アーム１３１は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４から構成され、Ｖ相の上下アーム１３２は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６から構成され、Ｗ相の上下アーム１３３は、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８から構成されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、それぞれ、ダイオードＤ３〜Ｄ８が逆並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン、オフは、それぞれ、ＥＣＵ３からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

モータＭ１は、例えば、３相の永久磁石型同期電動機であって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通に接続されて構成されている。そして、各相のコイルの他端は、それぞれ、各相上下アーム１３１〜１３３のスイッチング素子の中間点に接続されている。

コンバータ１２は、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が相補的に、且つ、交互にオン、オフするべく制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給される電圧Ｖｂを電圧ＶＨ（インバータ１３への入力電圧に相当する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間においてリアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１を介して電力線４３へ供給することによって行われる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、電圧ＶＨを電圧Ｖｂに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間においてリアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ２を介して電力線４２へ供給することによって行われる。上記昇圧動作及び降圧動作における電圧変換比（電圧ＶＨと電圧Ｖｂとの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間比（デューティ比）によって制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を、それぞれ、オン及びオフに固定すれば、電圧ＶＨ＝電圧Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１３へ供給するコンデンサである。電圧センサ２３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３へ出力するセンサである。

インバータ１３は、モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑαが正（Ｔｒｑα＞０）の場合には、ＥＣＵ３からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に、それぞれ、応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作によって直流電圧を交流電圧に変換して、正のトルクを出力するべくモータＭ１を駆動する。また、インバータ１３は、モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑαが「０」の場合（Ｔｒｑα＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作によって直流電圧を交流電圧に変換し、トルクを「０」にするべくモータＭ１を駆動する。これによって、モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑαで指定された「０」、又は、正のトルクを発生するべく駆動される。

更に、モータ駆動制御システム１００が搭載された車両の回生制動時には、モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑαが負に設定される（Ｔｒｑα＜０）。この場合には、インバータ１３は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作によって、モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して、その変換した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。ここで、「回生制動」とは、ハイブリッド車等の車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（又は、加速を停止）させることを含む。

電流センサ２４は、モータＭ１に流れるモータ電流を検出するセンサであって、その検出値をＥＣＵ３へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は「０」であるので、電流センサ２４は、２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すればよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、モータＭ１のロータの回転角θを検出するセンサであって、その検出値をＥＣＵ３へ出力する。ＥＣＵ３は、回転角θに基づいてモータＭ１の回転数ＲＴ（回転速度）及び角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出することができる。

ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）３は、モータ駆動制御システム１００全体の動作を制御する電子制御装置であって、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、及び、バックアップＲＡＭ等を備えている。

ＲＯＭには、各種制御プログラムや、それら各種制御プログラムを実行する際に参照されるテーブル、マップ等が記憶されている。ＣＰＵは、ＲＯＭに記憶された各種制御プログラム、マップ等に基づいて演算処理を実行する。また、ＲＡＭはＣＰＵでの演算結果、各センサから入力されたデータ等を一時的に記憶するメモリであり、バックアップＲＡＭはイグニッションスイッチのＯＦＦ時などにおいて保存すべきデータ等を記憶する不揮発性のメモリである。

ＥＣＵ３は、例えば、トルク指令値Ｔｒｑα、電圧センサ２１によって検出された電圧Ｖｂ、電流センサ２２によって検出された電流Ｉｂ、電圧センサ２３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ、ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式によって、モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑαに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２及びインバータ１３の動作を制御する。すなわち、ＥＣＵ３は、コンバータ１２及びインバータ１３を制御するスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２及びインバータ１３へ出力する。

−制御モード−
次に、ＥＣＵ３によるモータＭ１の制御について詳しく説明する。図２は、図１に示すモータ駆動制御システム１００におけるモータＭ１の制御モードの一例を示す説明図である。図２を参照して、モータ駆動制御システム１００では、モータＭ１の制御、すなわちインバータ１３における電力変換について、３つの制御を切り換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御モードでは、正弦波状の電圧指令と搬送波（例えば、三角波）との電圧比較に従って、各相上下アーム素子のオン、オフが制御される。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。なお、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限されるこの正弦波ＰＷＭ制御モードでは、モータＭ１への印加電圧（以下、「モータ印加電圧」ともいう）の基本波成分を入力電圧の約０．６１倍までしか高めることができない。以下では、インバータ１３の入力電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」という。

過変調ＰＷＭ制御モードは、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御モードと同様のＰＷＭ制御を行うものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率（０．６１）から０．７８の範囲まで高めることができる。なお、過変調ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、モータＭ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

一方、矩形波電圧制御モードでは、上記一定期間内で、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分が交流電動機に印加される。これにより、矩形波電圧制御モードでは、変調率は０．７８まで高められる。

モータＭ１においては、回転数、出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるので、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧、すなわちシステム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。一方、システム電圧ＶＨには、限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。したがって、モータＭ１の動作状態に応じて、正弦波ＰＷＭ制御モード又は過変調ＰＷＭ制御モードによるＰＷＭ制御モードと、矩形波電圧制御モードとが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御モードでは、モータ印加電圧の振幅が固定されるので、トルク指令値に対するトルク偏差（トルク実績値（推定値）とトルク指令値との差）に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

−制御モードの切り換え−
図３は、図２に示す制御モードとモータＭ１の動作状態と、の関係の一例を示すグラフである。図３に示すように、低回転数域ＡＲ１では、トルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域ＡＲ２では、過変調ＰＷＭ制御モードが用いられ、高回転数域ＡＲ３では、矩形波電圧制御モードが適用される。

例えば、モータＭ１に要求されるトルクＴＲ０が一定であって、回転数が増加する要求がある場合には、図３に示すように、回転数ＲＴ１から回転数ＲＴ２の範囲で、過変調ＰＷＭ制御モードが用いられることになる。

図４は、図１に示す制御装置（ＥＣＵ３）の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。図４に示すように、ＥＣＵ３は、ＰＷＭ制御部３１と、矩形波電圧制御部３２と、制御モード切換部３３とを備えている。ＰＷＭ制御部３１は、正弦波ＰＷＭ制御部３１１と、過変調ＰＷＭ制御部３１２とを含む。

正弦波ＰＷＭ制御部３１１は、正弦波ＰＷＭ制御モードを実行する機能部である。具体的には、正弦波ＰＷＭ制御部３１１には、トルク指令値Ｔｒｑαと、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角センサ２５によって検出される回転角θ、が入力される。そして、正弦波ＰＷＭ制御部３１１は、これらの信号に基づいて、インバータ１３に印加する電圧指令値Ｖｄα，Ｖｑαを電流フィードバック制御によって生成し、生成された電圧指令値Ｖｄα，Ｖｑαに基づいて、インバータ１３を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して制御モード切換部３３へ出力する。

過変調ＰＷＭ制御部３１２は、過変調ＰＷＭ制御モードを実行する機能部である。具体的には、過変調ＰＷＭ制御部３１２も、正弦波ＰＷＭ制御部３１１と同様の電流フィードバック制御によって、インバータ１３を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成し、生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を制御モード切換部３３へ出力する。なお、過変調ＰＷＭ制御部３１２には、正弦波ＰＷＭ制御部３１１による正弦波ＰＷＭ制御モードに電圧振幅の補正を行う機能が追加されており、電圧指令値の基本波成分を高めることができる。

矩形波電圧制御部３２は、矩形波電圧制御モードを実行する機能部である。具体的には、矩形波電圧制御部３２には、トルク指令値Ｔｒｑαと、モータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角θと、が入力される。そして、矩形波電圧制御部３２は、これらの信号に基づいて、インバータ１３に印加する電圧の位相をトルクフィードバック制御によって設定し、その設定された電圧位相に基づいて、インバータ１３を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して制御モード切換部３３へ出力する。また、矩形波電圧制御部３２は、トルク指令値Ｔｒｑαに対する実際のトルク（推定値）の差を示すトルク偏差ΔＴｒｑを制御モード切換部３３へ出力する。

制御モード切換部３３は、３つの制御モード（正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、矩形波電圧制御モード）を切り換える機能部である。具体的には、制御モード切換部３３には、正弦波ＰＷＭ制御部３１１から電圧指令値Ｖｄα，Ｖｑαが入力され、電圧センサ２３（図１参照）からシステム電圧ＶＨが入力される。そして、制御モード切換部３３は、システム電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄα，Ｖｑαとから算出される変調率に基づいて、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの切り換えを行う。更に具体的には、制御モード切換部３３は、変調率が０．７８に達するとＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへ切り換える。なお、制御モード切換部３３は、変調率が０．６１以下のときは、正弦波ＰＷＭ制御モードを選択し、変調率が０．６１を超えると、過変調ＰＷＭ制御モードを選択する。したがって、制御モード切換部３３は、変調率が０．７８に達すると過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへ切り換える。

一方、矩形波電圧制御モードでは変調率は０．７８（一定）であるので、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モード（過変調ＰＷＭ制御モード）への切り換えは、電流位相に基づいて行われる。すなわち、制御モード切換部３３は、矩形波電圧制御部３２からトルク偏差ΔＴｒｑが入力され、モータ電流ｉｖ，ｉｗ及び回転角θが入力される。そして、制御モード切換部３３は、これらの信号を用いて電流位相に基づいて矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モード（過変調ＰＷＭ制御モード）への切り換えを行う。

−交流電動機の制御装置（ＥＣＵ）の機能構成−
次に、図５を参照して本発明に係る「交流電動機の制御装置」の主要部の構成について説明する。図５は、本発明に係るモータＭ１の制御装置（ＥＣＵ３）の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。

図５に示すように、ＥＣＵ３は、ＣＰＵがＲＯＭ等に記憶された制御プログラムを読み出して実行することによって、機能的に、正弦波ＰＷＭ制御部３１１、過変調ＰＷＭ制御部３１２、矩形波電圧制御部３２、制御モード切換部３３、ノイズ記憶部３４、周波数算出部３５、周波数設定部３６等の機能部として機能する。ここで、ノイズ記憶部３４、周波数算出部３５、及び、周波数設定部３６は、本発明に係る「交流電動機の制御装置」を構成する。

正弦波ＰＷＭ制御部３１１、過変調ＰＷＭ制御部３１２、矩形波電圧制御部３２、及び、制御モード切換部３３については、図４を用いて説明した通りである。また、正弦波ＰＷＭ制御部３１１、過変調ＰＷＭ制御部３１２、矩形波電圧制御部３２、及び、制御モード切換部３３は公知である（特開２０１０−１６６７０７号公報参照）ため、ここでは、これらの詳細な構成についての説明を省略する。

ノイズ記憶部３４は、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であって、且つ、その周波数がモータＭ１の回転数ＲＴの整数倍である高調波の周波数成分を記憶するものである。ここで、ノイズ記憶部３４は、特許請求の範囲の「周波数算出手段」の一部に相当する。

例えば、モータＭ１の回転子（ロータ）の極数が８極であって、固定子（ステータ）に形成されたティースの個数が４８個である場合には、モータＭ１が回転する際に発生する雑音は、モータＭ１の回転数ＲＴの８倍、２４倍、４８倍の周波数の高調波（それぞれ、８次、２４次、４８次の高調波という）成分の振幅が他の周波数成分と比較して著しく大きくなる。よって、この場合には、図６に示すように、ノイズ記憶部３４には、８次高調波の振幅、２４次高調波の振幅、及び、４８次高調波の振幅が、モータＭ１の回転数ＲＴに対応するノイズ周波数（基本周波数）ＮＭと対応付けてマップ（又は、テーブル）としてＲＯＭ等に記憶されている。

図６は、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音の高調波成分の一例を示すグラフである。図６に示すグラフＧ３１、Ｇ３２、Ｇ３３の横軸は、全て、モータＭ１の回転数ＲＴに対応するノイズ周波数（基本周波数）ＮＭである。図６（ａ）に示すグラフＧ３１は、８次高調波の振幅のノイズ周波数（基本周波数）ＮＭとの関係を示すグラフであって、図６（ｂ）に示すグラフＧ３２は、２４次高調波の振幅のノイズ周波数（基本周波数）ＮＭとの関係を示すグラフであって、図６（ｃ）に示すグラフＧ３３は、４８次高調波の振幅のノイズ周波数（基本周波数）ＮＭとの関係を示すグラフである。

再び、図５に戻って、ＥＣＵ３の機能構成について説明する。

周波数算出部３５は、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数がモータＭ１の回転数ＲＴの整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数を求める機能部である。ここで、周波数算出部３５は、特許請求の範囲の「周波数算出手段」の一部に相当する。

ここで、図６、図７を参照して、周波数算出部３５の機能を具体的に説明する。図３を用いて述べたように、ここでは、モータＭ１の回転数ＲＴが、回転数ＲＴ１から回転数ＲＴ２の範囲で過変調ＰＷＭ制御が実行される場合について説明する。このように、モータＭ１の回転数ＲＴが、回転数ＲＴ１から回転数ＲＴ２の範囲で過変調ＰＷＭ制御が実行される場合には、基本回転数ＮＭが、回転数ＲＴ１に対応する基本周波数Ｎ１０と、回転数ＲＴ２に対応する基本周波数Ｎ２０との間において、周波数算出部３５によって、振幅が最大である高調波の周波数が求められることになる。

また、図６を用いて説明したように、ここでは、モータＭ１の回転数ＲＴの８倍、２４倍、４８倍の周波数の高調波（それぞれ、８次、２４次、４８次の高調波という）成分の振幅が他の周波数成分と比較して著しく大きくなるため、８次、２４次、４８次高調波の振幅のうち、最も振幅の大きい高調波の周波数が周波数算出部３５によって求められることになる。したがって、ここでは、図６（ｂ）に示す２４次の高調波の周波数が周波数算出部３５によって求められることになる。

図７は、モータＭ１の回転数ＲＴとキャリア周波数に起因する雑音の周波数と、の関係の一例を示すグラフである。図７の横軸は、キャリア周波数に起因する雑音の周波数であり、縦軸は、モータＭ１の回転数ＲＴである。図３を用いて述べたように、ここでは、モータＭ１の回転数ＲＴが、回転数ＲＴ１以下の範囲においては、正弦波ＰＷＭ制御が実行される。グラフＧ１は、正弦波ＰＷＭ制御が実行されるときにおける、モータＭ１の回転数ＲＴとキャリア周波数に起因する雑音の周波数との関係を示すグラフである（特開２０１０−１３２１４１号公報参照）。

グラフＧ２１は、過変調ＰＷＭ制御が実行されるときにおいて、キャリア周波数ＦＣが、基本周波数ＮＭの８次高調波の周波数（＝８×ＮＭ）に設定された場合の、モータＭ１の回転数ＲＴとキャリア周波数ＦＣに起因する雑音の周波数との関係を示すグラフである。グラフＧ２２は、過変調ＰＷＭ制御が実行されるときにおいて、キャリア周波数ＦＣが、基本周波数ＮＭの２４次高調波の周波数（＝２４×ＮＭ）に設定された場合の、モータＭ１の回転数ＲＴとキャリア周波数ＦＣに起因する雑音の周波数との関係を示すグラフである。グラフＧ２３は、過変調ＰＷＭ制御が実行されるときにおいて、キャリア周波数ＦＣが、基本周波数ＮＭの４８次高調波の周波数（＝４８×ＮＭ）に設定された場合の、モータＭ１の回転数ＲＴとキャリア周波数に起因する雑音の周波数との関係を示すグラフである。

図３を用いて述べたように、モータＭ１の回転数ＲＴが、回転数ＲＴ１から回転数ＲＴ２の範囲で過変調ＰＷＭ制御が実行されるため、図７に示すように、キャリア周波数ＦＣが、基本周波数ＮＭの８次高調波の周波数（＝８×ＮＭ）に設定された場合には、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音は、周波数Ｎ１１から周波数Ｎ２１の範囲の周波数となる。また、キャリア周波数ＦＣが、基本周波数ＮＭの２４次高調波の周波数（＝２４×ＮＭ）に設定された場合には、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音は、周波数Ｎ１２から周波数Ｎ２２の範囲の周波数となる。更に、キャリア周波数ＦＣが、基本周波数ＮＭの４８次高調波の周波数（＝４８×ＮＭ）に設定された場合には、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音は、周波数Ｎ１３から周波数Ｎ２３の範囲の周波数となる。

再び、図５に戻って、ＥＣＵ３の機能構成について説明する。

周波数設定部３６は、パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数ＦＣを、周波数算出部３５によって求められた高調波の周波数に設定する機能部である。ここで、周波数設定部３６は、特許請求の範囲における「周波数設定手段」に相当する。

図６を用いて説明したように、ここでは、モータＭ１の回転数ＲＴの２４倍である２４次高調波の周波数（＝２４×ＮＭ）が周波数算出部３５によって求められるため、周波数設定部３６は、パルス幅過変調制御を実行するときのキャリア周波数ＦＣを２４次高調波の周波数（＝２４×ＮＭ）に設定する。この場合には、図７において、グラフＧ２２に沿って、キャリア周波数ＦＣが設定されることになるので、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音は、周波数Ｎ１２から周波数Ｎ２２の範囲の周波数となる。

図８は、本発明に係るモータＭ１の制御装置（ＥＣＵ３）の効果の一例を示すグラフである。図の横軸は、ノイズ周波数であり、縦軸は、ノイズの振幅である。グラフＧ４は、モータＭ１の回転に伴う雑音であり、グラフＧ５は、パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数ＦＣに起因する雑音である。図７を用いて説明したように、ここでは、パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数ＦＣに起因する雑音は、周波数Ｎ１２から周波数Ｎ２２の範囲の周波数となる。

また、パルス幅過変調制御を実行するときのキャリア周波数ＦＣが、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数がモータＭ１の回転数ＲＴの整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数（ここでは、２４次高調波の周波数）に設定されるため、図８のグラフＧ５で示すキャリア周波数ＦＣに起因する雑音が、図８のグラフＧ４で示すモータＭ１の回転に伴って発生する雑音と判別できなくなる（図８のグラフＧ４で示すモータＭ１の回転に伴って発生する雑音のほうが、図８のグラフＧ５で示すキャリア周波数ＦＣに起因する雑音よりも振幅が大きくなる）ため、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音の官能上の感度を低減することができる。

−ＥＣＵの動作−
次に、図９を参照して、ＥＣＵ３の動作を説明する。図９は、図５に示すモータＭ１の制御装置（ＥＣＵ３）の動作の一例を示すフローチャートである。図９に示すように、まず、周波数設定部３６によって、制御モード切換部３３でパルス幅過変調制御方式による制御を実施するべく切り換えられているか否かの判定が行われる（ステップＳ１０１）。ステップＳ１０１でＮＯの場合には、処理が待機状態とされる。ステップＳ１０１でＹＥＳの場合には、処理がステップＳ１０３へ進められる。

そして、周波数算出部３５によって、回転角センサ（レゾルバ）２５（図１参照）を介してモータＭ１の回転数ＮＭが取得される（ステップＳ１０３）。次いで、周波数算出部３５によって、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数がモータＭ１の回転数ＮＭの整数倍である高調波の周波数成分のうち、最も振幅の大きい高調波の次数ｎが求められる（ステップＳ１０５）。そして、周波数設定部３６によって、パルス幅過変調制御を実行するときのキャリア周波数ＦＣが、ステップＳ１０５で求められた次数ｎに対応する周波数（＝ＮＭ×ｎ）に設定される（ステップＳ１０７）。そして処理がステップＳ１０１に戻され、ステップＳ１０１以降の処理が繰り返し実行される。

このようにして、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数がモータＭ１の回転数の整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数が求められ、求められた高調波の周波数に、パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数ＦＣが設定されるため、パルス幅過変調制御方式を使用するときのキャリア周波数ＦＣに起因する雑音の官能上の感度を低減することができる。

すなわち、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音は、モータＭ１の回転数ＮＭ、回転子（ロータ）の極数、固定子（ステータ）のティース個数等によって、振幅が最大である高調波の周波数（次数）が決まる（図６参照）。したがって、振幅が最大となる候補の高調波の周波数（次数）ｎ（ここでは、次数ｎ＝８、２４、４８）を予め測定しておき、候補の高調波の中から、振幅が最大となる高調波（ここでは、次数ｎ＝２４）を選定して、その周波数（＝ＮＭ×ｎ）にキャリア周波数ＦＣを設定することによって、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音が、モータＭ１の回転に伴って発生する雑音と判別できなくなる（図８参照）ため、キャリア周波数ＦＣに起因する雑音の官能上の感度を低減することができるのである。

−他の実施形態−
本実施形態では、「交流電動機の制御装置」を構成するノイズ記憶部３４、周波数算出部３５、及び、周波数設定部３６が機能部として構成されている場合について説明するが、ノイズ記憶部３４、周波数算出部３５、及び、周波数設定部３６の少なくとも１つが電子回路等のハードウェアから構成されている形態でもよい。

本実施形態では、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、及び、矩形波電圧制御を切り換える場合について説明するが、正弦波ＰＷＭ制御、及び、過変調ＰＷＭ制御を切り換える形態でもよいし、過変調ＰＷＭ制御、及び、矩形波電圧制御を切り換える形態でもよい。

本発明は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅を大きくするパルス幅過変調制御方式による制御が実施可能に構成された交流電動機の制御装置に利用することができる。特に、車両に搭載される交流電動機の制御装置に好適に利用することができる。

１００ モータ駆動制御システム
１α 直流電圧発生部
１１ バッテリ
１２ コンバータ
１３ インバータ
２１ 電圧センサ
２２ 電流センサ
２３ 電圧センサ
２４ 電流センサ
２５ 回転角センサ
３ ＥＣＵ（交流電動機の制御装置）
３１ ＰＷＭ制御部
３１１ 正弦波ＰＷＭ制御部
３１２ 過変調ＰＷＭ制御部
３２ 矩形波電圧制御部
３３ 制御モード切換部
３４ ノイズ記憶部（周波数算出手段の一部）
３５ 周波数算出部（周波数算出手段の一部）
３６ 周波数設定部（周波数設定手段）
Ｍ１ モータ（交流電動機）

Claims (1)

1. 正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅を大きくするパルス幅過変調制御方式による制御が実施可能に構成された交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の回転に伴って発生する雑音の周波数成分であり、且つ、その周波数が前記交流電動機の回転数の整数倍である高調波の周波数成分のうち、振幅が最大である高調波の周波数を求める周波数算出手段と、
   前記パルス幅過変調制御方式による制御を実施するときのキャリア周波数を、前記周波数算出手段によって求められた高調波の周波数に設定する周波数設定手段と、を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。

Images