JP2013150514A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータを駆動する駆動回路のコンバータの出力電圧に電圧サージが発生した場合に、インバータを適切に制御することによってモータに供給される電流の変動を適切に抑制する。
【解決手段】制御装置１が、リアクトルＬ１に流れる電流値、コンバータ２の動作状況、インバータ３ａ及び３ｂの制御モード、及びモータ１０２ａ又は１０２ｂのトルクに基づいて、インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御におけるローパスフィルタの時定数τを小さくする制御を行うことで、電流フィードバック制御の制御応答性を高め、システム電圧ＶＨに発生した電圧サージによるモータ１０２ａ又は１０２ｂに供給される電流の変動を適切に抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの駆動回路に含まれるインバータの制御装置に関する。特に、インバータに直流電圧を供給するコンバータにおいて発生する電圧サージが引き起こす、モータに供給される電流の変動を、インバータの電流フィードバック制御により抑制する技術に関する。

ハイブリッド車や電気自動車は、エンジンを駆動させて動力源とするとともに、バッテリからの直流電圧をインバータにより交流電圧に変換してモータに供給し、モータを回転させて動力源とする。バッテリの出力電圧だけでは、モータを駆動するための十分な電圧を供給することは困難であるため、バッテリの直流電圧をコンバータにより昇圧し、インバータに供給してモータを駆動するのが一般的である。

通常、コンバータはリアクトルと２つのスイッチング素子とから構成されるが、以下に説明するように、コンバータのリアクトルに流れる電流が０近傍になると、コンバータの出力電圧に電圧サージが連続して発生する。

図９は、２つのモータを駆動する駆動回路の概略を示した図である。図９に示すように、コンバータ９は、直列に接続された２つのＩＧＢＴＱ９及びＱ１０と、ＩＧＢＴＱ９に逆並列に接続されたダイオードＤ９、ＩＧＢＴＱ１０に逆並列に接続されたダイオードＤ１０、ＩＧＢＴＱ９とＩＧＢＴＱ１０との中点と直流電源９０１の正極との間に設けられるリアクトルＬ２、を有する。また、コンバータ９の出力にコンデンサＣ２が接続され、コンバータ９の出力電圧であるシステム電圧ＶＨは、２つのインバータ９０２ａ及び９０２ｂで交流電圧に変換され、モータ９０３ａ及び９０３ｂに供給される。

図１０は、リアクトルＬ２を流れる電流が０近傍のときの、リアクトルＬ２を流れる電流値及びシステム電圧ＶＨの変化の様子、並びにＩＧＢＴＱ９、Ｑ１０のオンオフタイミングを例示する図である。リアクトルＬ２を流れる電流の脈動は、ＩＧＢＴＱ９及びＩＧＢＴＱ１０のスイッチング動作に応じて生じるものである。リアクトルＬ２を流れる電流が０近傍の間、この脈動の影響により電流の方向が連続して変わることになる。そして、ＩＧＢＴＱ９とＩＧＢＴＱ１０がいずれもオフである期間、すなわちデッドタイム（図１０に示すＴ１の期間）において、リアクトルＬ２を流れる電流が流れる方向を変えようとしても、ＩＧＢＴＱ９及びＩＧＢＴＱ１０が双方オフになっているため、電流の方向を変えることができず、リアクトルＬ２を流れる電流は０に停滞してしまう（図１０に示すＴ２の期間）。リアクトルＬ２に電流が流れることができないため、リアクトルＬ２の一端に電圧サージが発生し、システム電圧ＶＨにも電圧サージが発生する。リアクトルＬ２を流れる電流が０近傍のときは、上記の動作を繰り返し、電圧サージが連続して発生してしまう。

システム電圧ＶＨは、インバータ９０２ａを介してモータ９０３ａに、及びインバータ９０２ｂを介してモータ９０３ｂに供給される。システム電圧ＶＨに電圧サージが発生することで、モータ９０３ａ及び９０３ｂに供給される電流値が変動する。モータのトルクは供給される電流値に比例するため、モータ９０３ａ及び９０３ｂに供給される電流値が変動するとトルクも変動してしまい、モータ９０３ａ及び９０３ｂが搭載された車両の振動を引き起こす虞がある。また、トルクの変動によりモータ９０３ａ及び９０３ｂの回転数が変動し、回転数が共振帯（車両機構部と共振して車両の音振性能が悪化する回転数領域）に重なってしまうことで、車両の振動を引き起こす虞がある。

特に、図９のように２つのモータを駆動する駆動回路においては、一方のモータが高トルクで回転している間にも、リアクトルＬ２を流れる電流値は０近傍になり得る。すなわち、一方のモータ９０３ａが力行動作（直流電源側からモータ側へ電力を供給する動作）をしている間に、他方のモータ９０３ｂが回生動作（モータ側から直流電源側へ電力を供給する動作）をしており、他方のモータ９０３ｂが一方のモータ９０３ａが消費する電力と同程度の電力を発生しているときは、直流電源９０１からモータ側に電力の供給は行われない。そのため、リアクトルＬ２を流れる電流値が０近傍になり、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生する。一方のモータ９０３ａが力行動作をしているときは、バイブリッド車や電気自動車は走行中である場合があり、このときトルクの変動が発生すると、車両の振動等の問題が顕著に表れる。

以上の問題を解決するべく、コンバータで発生する電圧サージを抑制する技術が求められている。例えば、特許文献１では、コンバータのリアクトルに流れる電流が０近傍になり、コンバータの出力電圧であるシステム電圧ＶＨに電圧サージが発生した場合に、コンバータの出力電圧のフィードバック制御のゲインを高めることによって、システム電圧ＶＭの変動を抑制している。

国際公開２０１０／１３７１２７号

一方、コンバータで発生した電圧サージの影響を、インバータの電流フィードバック制御により低減させてモータに供給する電流の変動を抑制する技術も求められている。インバータの電流フィードバック制御は、以下の手順が一般的である。まず、インバータからモータに供給される電流、すなわちインバータの出力電流を検出する。検出された電流には高調波成分が含まれており、そのままでは制御に用いるには適さないため、検出された電流にローパスフィルタを施して高調波成分を減衰させる。そして、モータの電流（トルク）指令値に対して、ローパスフィルタを施した電流値に基づくフィードバック制御を行う。従って、コンバータで発生した電圧サージにより、モータに供給される電流が変動したとしても、インバータの電流フィードバック制御が適切に行われることにより、モータに供給される電流の変動及びトルクの変動を抑制することができ、ひいては車両の振動をも抑えることができる。

適切なインバータの電流フィードバック制御を行うには、インバータの出力電流を検出してからインバータを制御するまでの期間を短くする、すなわち制御応答性を高める必要がある。インバータの電流フィードバック制御に用いるローパスフィルタは時定数を有しており、時定数を小さく設定することで制御応答性を高めることができる。しかし、時定数を小さくすると、制御応答性を高めることはできるが、高調波成分の減衰率が下がってしまい、適切な制御ができなくなる虞がある。

本発明は、上述の問題を鑑みてなされたもので、本発明の目的は、モータを駆動する駆動回路のコンバータの出力電圧に電圧サージが発生した場合に、インバータを適切に制御することによってモータに供給される電流の変動を適切に抑制することができ、電圧サージの影響を低減することができるインバータ制御装置を提供することを目的とする。さらに、モータに供給される電流の変動を抑制することにより、モータのトルクの変動を抑え、モータが搭載された車両の振動を低減することができるインバータ制御装置を提供することを目的とする。

（１）本発明は、リアクトルを有し直流電圧を昇圧するコンバータから供給される直流電圧を変換してモータに交流電圧を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、前記リアクトルを流れる電流値を計測するリアクトル電流計測手段と、前記コンバータが昇圧動作をしているか否かを判断する動作判断手段と、前記モータに供給される電流値を計測する相電流計測手段と、前記相電流計測手段により計測された電流値に時定数を用いたフィルタ処理を施し、処理後の電流値に基づいて前記インバータをフィードバック制御する制御手段と、を備え、前記時定数は、前記動作判断手段により前記コンバータが昇圧動作をしていると判断され、かつ前記リアクトル電流計測手段により計測されたリアクトル電流値がゼロ近傍の所定範囲内である、という制御応答性変更条件を満たす場合に、前記制御応答性変更条件を満たさない場合の時定数よりも小さい値が設定されることを特徴とする。

（２）上記（１）に記載のインバータ制御装置であって、前記制御応答性変更条件は、さらに、前記インバータが過変調ＰＷＭ制御又は矩形波制御されている、という条件を含むことが好ましい。

（３）上記（１）又は（２）に記載のインバータ制御装置であって、前記モータは、複数設けられ、前記制御応答性変更条件は、さらに、前記相電流検出手段により検出された電流値から算出された前記モータのトルクが所定値以上である、という条件を含むことが好ましい。

（４）上記（１）又は（３）に記載のインバータ装置であって、前記インバータが正弦波ＰＷＭ制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数は、前記インバータが過変調ＰＷＭ制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数よりも小さいことが好ましい。

（５）上記（１）乃至（４）のいずれかに記載のインバータ装置であって、前記インバータが過変調ＰＷＭ制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数は、前記インバータが矩形波制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数よりも小さいことが好ましい。

（６）上記（１）乃至（５）のいずれかに記載のインバータ制御装置であって、前記フィードバック制御の制御ゲインは、前記制御応答性変更条件を満たす場合に、前記制御応答性変更条件を満たさない場合の制御ゲインよりも大きい値が設定されることが好ましい。

本発明によれば、モータを駆動する駆動回路のコンバータの出力電圧に電圧サージが発生した場合に、インバータを適切に制御することによってモータに供給される電流の変動を適切に抑制することができ、電圧サージの影響を低減することができる。さらに、モータに供給される電流の変動を抑制することにより、モータのトルクの変動を抑え、モータが搭載された車両の振動を低減することができる。

本発明の実施形態に係る制御装置及び周辺回路の概略構成を示す図である。 本発明の実施形態に係るインバータ３ａ及び３ｂにおける電流フィードバック制御の概略を示すブロック図である。 インバータ３ａ及び３ｂにおけるＩＧＢＴＱ３及びＱ４のスイッチングタイミングと出力電圧を示した図である。 本発明の第１の実施形態のフローチャートを示す図である。 システム電圧ＶＨに電圧サージが発生しない場合と電圧サージが発生した場合のインバータ３ａ及び３ｂの出力電圧の波形をそれぞれ示したものである。 本発明の第２の実施形態のフローチャートを示す図である。 本発明の第３の実施形態のフローチャートを示す図である。 本発明の第４の実施形態のフローチャートを示す図である。 ２つのモータを駆動する駆動回路の概略を示した図である。 リアクトルＬ２を流れる電流が０近傍のときの、リアクトルＬ２を流れる電流値及びシステム電圧ＶＨの変化の様子、並びにＩＧＢＴＱ９及びＱ１０のオンオフタイミングを例示する図である。

以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。但し、以下の実施形態は例示であり、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。

図１は、本発明の実施形態に係る制御装置及び周辺回路の概略構成を示す図である。本実施形態に係る制御装置及び周辺回路は、リチウムイオン電池等からなる直流電源１０１、コンバータ２、コンデンサＣ１、インバータ３ａ及び３ｂ、モータ１０２ａ及び１０２ｂ、直流電源１０１の電圧であるバッテリ電圧を計測する電圧センサ１０３、システム電圧ＶＨの電圧値を計測する電圧センサ１０４、インバータ３ａとモータ１０２ａとの間を流れる電流値を計測する電流センサ１０５ａ、インバータ３ｂとモータ１０２ｂとの間を流れる電流値を計測する電流センサ１０５ｂ、モータ１０２ａの回転角を計測する回転角センサ１０６ａ、モータ１０２ｂの回転角を計測する回転角センサ１０６ｂ、並びにコンバータ２、インバータ３ａ及び３ｂを制御する制御装置１を備える。

コンバータ２は、リアクトルＬ１、ＩＧＢＴＱ１及びＱ２、ダイオードＤ１及びＤ２を有する。ＩＧＢＴＱ１及びＱ２は直列に接続され、ダイオードＤ１はＩＧＢＴＱ１に逆並列に接続され、ダイオードＤ２はＩＧＢＴＱ２に逆並列に接続される。リアクトルＬ１は、ＩＧＢＴＱ１のエミッタ及びＩＧＢＴＱ２のコレクタと、直流電源１０１の正極との間に接続される。コンバータ２は、力行時においてはバッテリ電圧を昇圧してインバータ３ａ及び３ｂに供給し、回生時においてはインバータ３ａ及び３ｂ側から供給される電圧を降圧して直流電源１０１に供給する。

インバータ３ａは、コンバータ２とモータ１０２ａとの間に接続される。インバータ３ａは、ＩＧＢＴＱ３〜８及びＩＧＢＴＱ３〜８にそれぞれ逆並列に接続されるダイオードＤ３〜８で構成される。ＩＧＢＴＱ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８がそれぞれ直列に接続され、それらの中点がモータ１０２ａの３相コイルとそれぞれ接続されている。インバータ３ａは、力行時においてはコンバータ２から供給される直流電圧を交流電圧に変換してモータ１０２ａに供給し、回生時においてはモータ１０２ａから供給される交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２に供給する。インバータ３ｂの構成は、インバータ３ａと全く同じであるため、インバータ３ｂについての詳細な説明は省略する。インバータ３ａと同様に、インバータ３ｂは、力行時においてはコンバータ２から供給される直流電圧を交流電圧に変換してモータ１０２ｂに供給し、回生時においてはモータ１０２ｂから供給される交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２に供給する。

制御装置１は、コンバータ２、インバータ３ａ及び３ｂ、電圧センサ１０３及び１０４、電流センサ１０５ａ及び１０５ｂ、並びに回転角センサ１０６ａ及び１０６ｂと接続される。

インバータ３ａ及び３ｂにおける電流フィードバック制御について説明する。図２は、本発明の実施形態に係るインバータ３ａ及び３ｂにおける電流フィードバック制御の概略を示すブロック図である。一点鎖線で囲まれたブロックは制御装置１が有する機能を示している。２つのインバータ３ａ及び３ｂの双方において同様の処理が行われるため、ここではインバータ３ａの電流フィードバック制御のみについて説明し、インバータ３ｂについての説明は省略する。

制御装置１は、電流センサ１０５ａにより、インバータ３ａからモータ１０２ａに供給される電流値を読み取る。本実施形態においては、モータ１０２ａに３相モータを用いているため、制御装置１は３相全ての電流値を取得する必要があるが、３相のそれぞれの電流値を合計すると０になることを利用し、本実施形態においては２相のみの電流値を電流センサ１０５ａで読み取り、残りの１相については読み取った２相の電流値に基づいて計算で求めるようにしている。

３相→２相変換ブロック２００において、高効率な制御を行うために取得した３相の電流値を２相に変換し、ローパスフィルタブロック２０１において、電流センサ１０５ａにより計測された電流に含まれる高周波成分を減衰させる処理を行う。ローパスフィルタの伝達関数は、１／（１＋ｓτ）で表される。ここで、ｓはラプラス変数を表し、τは時定数を表す。時定数τは制御応答性を表すパラメータであり、時定数τが小さいほど制御応答性が高いことを意味する。また、ローパスフィルタにおいては、時定数τは遮断周波数と逆比例の関係にあり、時定数τが大きいほど高調波成分の減衰率が高いことを示す。

トルク推定部ブロック２０２において、ローパスフィルタブロック２０１において高周波成分が減衰させられた電流値に基づいてモータのトルク値を推定する。そして、ポイント２０３において、車両のアクセルペダルの踏み込み具合等から算出されるトルク指令値と、トルク推定部ブロック２０２で推定されたトルク値との差を算出する。

ゲインブロック２０４において、ポイント２０３において算出されたトルク指令値とトルク推定部ブロック２０２で推定されたトルク値の差に基づいた制御の強さを決定する。制御ゲイン（利得）Ｋが大きいほど誤差量に対して制御を強く行うことになり、敏感に素早く制御を行うことができる。すなわち、制御応答性を高めることができる。一方、制御ゲインＫを大きくしすぎるとインバータ３ａの出力電流値をトルク指令値に基づいた適切な値に制御できなくなり、インバータ３ａの出力電流値が大きく振動し、発散してしまう虞がある。そのため、ゲインＫは適切な値が設定される。

ＰＷＭ制御ブロック２０５において、まず、ポイント２０３及びゲインブロック２０４で算出されたトルク値に応じたモータ１０２ａに供給すべき電流値を算出する。次に算出した電流値を２相→３相変換し、変換された３相の電流値に基づいたインバータ３ａのＩＧＢＴＱ３〜Ｑ８を制御するための信号を発生する。制御装置１は、インバータ３ａのＩＧＢＴＱ３〜Ｑ８を制御して出力電圧値を制御することによりモータ１０２ａに供給される電流、すなわちインバータ３ａの出力電流を制御する。

以上のように、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流は、その出力電流値とトルク指令値とに基づいて常にフィードバック制御されている。次に、インバータ３ａ及び３ｂのＰＷＭ制御について説明する。

ＰＷＭ制御は、一定周期毎に方形波出力電圧のパルス幅を変化させることにより、一定周期間の出力電圧平均値を変化させる制御方式である。ＰＷＭ制御は、一般的に交流出力電圧の指令信号と周波数が一定の三角波信号を比較して得られた信号を用いてスイッチング素子のオン・オフを行う三角波比較方式で行われる。

図３は、インバータ３ａ及び３ｂにおけるＩＧＢＴＱ３及びＱ４のスイッチングタイミングと出力電圧を示した図である。上述の通り、インバータ３ａ及び３ｂは、３相モータ１０２ａ及び１０２ｂを駆動するために３相分の回路を有しているが、それぞれの相は位相が異なるのみで、同様に制御されることから、ここでは１相分の回路（ＩＧＢＴＱ３及びＱ４）についてのみ説明する。

図３（ａ）は、正弦波ＰＷＭ制御と呼ばれるもので、ＰＷＭ制御の基本方式である。三角波３００及び電圧指令信号３０１は制御装置１により発生させられる。制御装置１は、三角波３００と電圧指令信号３０１の値の大小を比較し、三角波３００の値よりも電圧指令信号３０１の値が大きいときはＩＧＢＴＱ３をオン、ＩＧＢＴＱ４をオフとする信号を発生する。この状態では、インバータ３ａの出力電圧（すなわちＩＧＢＴＱ３とＱ４の中点の電圧）はシステム電圧ＶＨとなる。そして、電圧指令信号３０１の値よりも三角波３００の値が大きいときはＩＧＢＴＱ３をオフ、ＩＧＢＴＱ４をオンとする信号を発生する。この状態では、インバータ３ａの出力電圧は０Ｖとなる。このように制御を行うと、インバータ３ａの出力電圧は、図３（ａ）に示すようなパルス波となる。正弦波３０２は、インバータ３ａの出力電圧の平均値を示したものである。正弦波３０２の振幅は、インバータ３ａの出力電圧であるパルス信号の振幅及びパルス幅に比例する。すなわち、インバータ３ａの出力電圧の１パルスの振幅が大きければ正弦波３０２の振幅が大きくなり、また、出力電圧のパルス幅が大きければ正弦波３０２の振幅が大きくなる。電圧値と電流値は比例するため、インバータ３ａの出力電圧の振幅が大きければ出力電流も大きくなり、出力電圧がＶＨである期間（パルス幅）が多ければ出力電流も大きくなる。

図３（ｂ）は、正弦波ＰＷＭ制御よりも電圧利用率が高い過変調ＰＷＭ制御と呼ばれるものである。過変調ＰＷＭ制御方式でも三角波３００と電圧指令信号３０１を比較してＩＧＢＴＱ３及びＱ４を制御することは正弦波ＰＷＭ制御と同様であるが、電圧指令信号３０１の振幅が三角波３００よりも大きいことが正弦波ＰＷＭ制御とは異なる。過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御よりも電圧利用率が高く、システム電圧ＶＨが同じ値である場合、正弦波ＰＷＭ制御よりも出力電圧の平均値の振幅を大きくすることができる。しかし、図３（ｂ）のインバータ３ａの出力電圧波形からも分かるように、正弦波ＰＷＭ制御に比べて、出力電圧に高調波成分が多く含まれている。従って、正弦波ＰＷＭ制御に比べて、出力電流にも高調波成分が多く含まれていることになる。

図３（ｃ）は、過変調ＰＷＭ制御よりもさらに電圧利用率を高めた矩形波制御と呼ばれるものである。矩形波制御においては、インバータ３ａの出力電圧は、電圧指令信号３０１の１周期に１つのパルスを出力する。このようにすることにより、さらに出力電圧の平均値の振幅を大きくすることができる。しかし、出力電圧に含まれる高調波成分は過変調ＰＷＭ制御よりもさらに多くなり、出力電流に含まれる高調波成分も過変調ＰＷＭ制御よりも多くなる。

以下、本実施形態の動作について説明する。

図４は、本発明の第１の実施形態のフローチャートを示す図である。制御装置１は、まずコンバータ２のリアクトルＬ１に流れる電流値を計測する。リアクトルＬ１に流れる電流値を計測する電流計測手段としては、リアクトルＬ１と直列に電流計を接続して電流値を計測してもよいが、本実施形態においては、２つのモータ１０２ａ及び１０２ｂの出力からリアクトルＬ１に流れる電流値を計測する。モータの出力は、モータのトルクと回転数とに基づいて算出される。また、モータのトルクはモータを流れる電流値に基づいて算出され、モータの回転数は、モータの回転角に基づいて算出される。

ステップＳ４１において、制御装置１は、電流センサ１０５ａ及び１０５ｂからモータ１０２ａ及び１０２ｂに供給される電流値を読み出し、その値に基づいてモータ１０２ａ及び１０２ｂのトルクを算出する。上述の通り、モータの各相を流れる電流値の和は０になるため、本実施形態においては、３相のうち２相にのみ電流センサを設けて電流値を計測し、残りの１相は計算により求めるようにしているが、３相全てに電流センサを設けて電流値を計測するようにしてもよい。さらに、制御装置１は、レゾルバ等の回転角センサ１０６ａ及び１０６ｂからモータ１０２ａ及び１０２ｂの回転角を読み出し、その値に基づいてモータ１０２ａ及び１０２ｂの回転数を算出する。

ステップＳ４２において、制御装置１は、ステップＳ４１で算出したトルクと回転数からモータ１０２ａ及び１０２ｂの出力を算出する。そして、モータ１０２ａ及び１０２ｂの出力の和をとり、全体出力として算出する。なお、モータ１０２ａ及び１０２ｂの出力を算出するためのトルクは制御装置１に与えられるトルク指令値を用いてもよい。

ステップＳ４３において、制御装置１は、電圧センサ１０３からバッテリ電圧を、電圧センサ１０４からシステム電圧ＶＨを、それぞれ読み出す。

ステップＳ４４において、制御装置１は、まずステップ４２で算出した全体の出力の絶対値が所定値以下であるか否かを判断する。制御装置１は、全体の出力の絶対値が所定値以下、すなわち０近傍の所定範囲内である場合に、リアクトルＬ１を流れる電流が０近傍の所定範囲内であると判断する。モータ１０２ａが力行動作を行い、モータ１０２ｂが回生動作を行っている場合を例にとると、全体の出力であるモータ１０２ａ及び１０２ｂの和が０近傍の所定範囲内であるということは、モータ１０２ａで消費される電力と同等の電力をモータ１０２ｂが回生動作により発生していることになる。このとき、直流電源１０１からモータ側へ供給される電力が０近傍になり、リアクトルＬ１を流れる電流も０近傍となる。このように、本実施形態の電流検出手段は、モータ１０２ａ及び１０２ｂの出力に基づいて、リアクトルＬ１を流れる電流値を計測する。具体的には、リアクトルＬ１を流れる電流が０近傍の所定範囲内であることを検出する。

次に、制御装置１はシステム電圧ＶＨとバッテリ電圧との差、すなわちコンバータ２の昇圧値が所定値以上であるか否かを判断する。コンバータ２が昇圧動作をしていないとき、すなわちシステム電圧ＶＨとバッテリ電圧との差が０近傍のときは、リアクトルＬ１に電磁エネルギが蓄積されていない。そのため、リアクトルＬ１に流れる電流値が０近傍になり、ＩＧＢＴＱ１とＱ２間のデッドタイム中に電流の向きが変わってもシステム電圧ＶＨに電圧サージは発生しない。従って、コンバータ２が昇圧動作をしていない場合は、電圧サージを抑制する必要が無いため、制御装置１はシステム電圧ＶＨとバッテリ電圧との差に基づいて、コンバータ２が昇圧動作をしているか否かを判断する。本実施形態においては、システム電圧ＶＨとバッテリ電圧との差が所定値以上である場合に、コンバータ２が昇圧動作をしていると判断している。

ステップＳ４４において上述の２つの要件を満たさないとき、制御装置１は、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生していないと判断し、ステップＳ４６に進む。ステップＳ４６において、制御装置１は、インバータ３ａ及び３ｂの電流制御に用いるローパスフィルタの時定数τに所定の値τ１を用いる。τ１は、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生しないときのインバータ３ａ及び３ｂの出力電流に含まれる高調波成分の減衰率と制御応答性のバランスを考慮して適した値が予め選ばれる。

ステップＳ４４において、上述の２つの要件を満たすとき、制御装置１は、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生していると判断する。ステップＳ４５において、制御装置１は、インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御におけるローパスフィルタの時定数τにτ１よりも小さい値であるτ２を用いる。

その後、制御装置１は、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流が適切な時定数τを用いた電流フィードバック制御により制御された電流値となるようにインバータ３ａ及び３ｂのＩＧＢＴＱ３〜Ｑ８を制御する。上述の通り、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流の制御は、インバータ３ａ及び３ｂの出力電圧の制御により行う。図５は、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生しない場合と電圧サージが発生した場合のインバータ３ａ及び３ｂの出力電圧の波形をそれぞれ示したものである。システム電圧ＶＨに電圧サージが発生すると、インバータ３ａ及び３ｂの出力電圧のパルスの振幅が大きくなる。それに伴い、インバータ３ａ及び３ｂがモータ１０２ａ及び１０２ｂに供給する電流値も大きくなる。そのため、制御回路１は、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生したとき出力電圧の平均値を抑えて、目的の出力電流値となるようにインバータ３ａ及び３ｂを制御すればよい。具体的には、制御装置１は、インバータ３ａ及び３ｂの出力電圧のパルス幅を小さくすることで出力電圧の平均値を抑える。図３における電圧指令信号３０１の振幅を小さくする、又は三角波３００の振幅を大きくすることで、インバータ３ａ及び３ｂの出力電圧のパルス幅を小さくすることができ、出力電圧の平均値を下げることができる。

以上のように、本実施形態では、インバータ３ａ及び３ｂにおける電流フィードバック制御で用いられる時定数τを小さくすることで、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流に生じた変動をより早期に制御することができ、モータに供給される電流の変動をより適切に抑制することができる。一方、上述の通り、時定数τを小さくすると、高調波成分の減衰率が低下してしまうが、本実施形態では、インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御において、必要なとき、すなわちシステム電圧ＶＨに電圧サージが発生したときのみ時定数τを小さくするとしたことで、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生していないときは高調波成分の減衰率を高く維持した時定数τを用いることができ、時定数τを小さくすることによるデメリットを最小に抑えた適切な電流フィードバック制御を可能にしている。

また、本実施形態では、コンバータ２のリアクトルＬ１に流れる電流値及びコンバータ２の昇圧値に基づいてシステム電圧ＶＨに電圧サージが発生したとみなしていることから、電圧サージが発生したとみなすリアクトルＬ１を流れる電流値及びコンバータ２が昇圧動作をしているとみなす昇圧値を適宜設定することで、電流フィードバック制御の制御応答性を高めるタイミングを適宜設定することができる。このことにより、実際にシステム電圧ＶＨの電圧サージや、その影響によるインバータ３ａ及び３ｂの出力電流の変動を直接検出して制御応答性を高める場合に比べて早く制御応答性を高めることができ、また場合によってはその逆も可能である。このことは、以下の実施形態においても同様である。

図６は、本発明の第２の実施形態のフローチャートを示す図である。第２の実施形態は、第１の実施形態と比べて、ローパスフィルタの時定数τを小さくする条件にインバータ３ａ及び３ｂの制御モードを加えたものである。ローパスフィルタの時定数τを小さくする条件以外については、第１の実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。

ステップＳ６３において、制御装置１は、バッテリ電圧及びシステム電圧ＶＨの電圧値と共に、インバータ３ａ及び３ｂの制御モードを取得する。インバータ３ａ及び３ｂの制御モードは、図３において示した、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、及び矩形波制御モードのいずれかから選択されている。

ステップＳ６４において、制御装置１は、第１の実施形態と同様に、全体の出力の絶対値が所定値以下であるか否か、コンバータ２の昇圧値が所定値以上であるか否かを判断する。第２の実施形態では、さらに、インバータ３ａ及び３ｂの制御モードが、正弦波ＰＷＭ制御モードでないか否か、すなわち、過変調ＰＷＭ制御モード又は矩形波制御モードであるか否かを判断する。そして、これらの条件を全て満たした場合に、ローパスフィルタの時定数τに、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生していないときの時定数τ１よりも小さい値であるτ２を用いてインバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御を行う。

上述の通り、ローパスフィルタの時定数τを小さくすることで、制御応答性を高めることができるが、電流センサ１０５ａ及び１０５ｂで計測されフィードバック制御に用いられる電流に含まれる高調波成分の減衰率が低下してしまう。フィードバック制御に用いられる電流に高調波成分が多く含まれていると、トルク指令値との比較を適切に行うことができず、適切な電流フィードバック制御を行うことができなくなる虞がある。従って、ローパスフィルタの時定数τを小さくする条件は必要最低限に抑えるのが好ましい。

インバータ３ａ及び３ｂが正弦波ＰＷＭ制御モードであるときに比べて、過変調ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードのときは、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流に高調波成分が多く含まれている。従って、過変調ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードのときには、予め設定されているローパスフィルタの時定数τ１は、正弦波ＰＷＭモードのときに比べて大きい値が設定されており、制御応答性が悪くなっている。第２の実施形態においては、制御応答性が悪い過変調ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードのときのみに限って、ローパスフィルタの時定数τを小さくする。このようにすることにより、比較的制御応答性の良い正弦波ＰＷＭ制御モードの場合には時定数τ１をそのまま用いて、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流に含まれる高調波成分の減衰率を高く維持しつつ電流フィードバック制御を行うことができ、制御応答性が悪い過変調ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードの場合に限り、ローパスフィルタの時定数τをτ１よりも小さいτ２を用いて、制御応答性を高めて電流フィードバック制御を行うことができる。

図７は、本発明の第３の実施形態のフローチャートを示す図である。第３の実施形態は、第２の実施形態と比べて、ローパスフィルタの時定数τを小さくする条件に、さらに少なくとも１つのモータのトルクを加えたものである。ローパスフィルタの時定数τを小さくする条件以外については、第１及び第２の実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。

ステップＳ７４において、制御装置１は、第２の実施形態と同様に、全体の出力の絶対値が所定値以下であるか否か、コンバータ２の昇圧値が所定値以上であるか否か、及びインバータ３ａ及び３ｂの制御方式を判断する。第３の実施形態では、さらに、少なくとも一方のモータのトルクが所定値以上であるか否かを判断する。例えば、モータ１０２ａが力行動作を行っており、モータ１０２ｂが回生動作を行っている場合、一方のモータとは、力行動作を行っているモータ１０２ａである。力行動作を行っているモータ１０２ａのトルクが所定値以上である場合、システム電圧ＶＨに生じた電圧サージによりモータ１０２ａに供給される電流（すなわちトルク）が変動すると、車両の振動をより引き起こしやすくなる。第３の実施形態は、システム電圧ＶＨに生じた電圧サージの影響により車両の振動をより引き起こしやすい場合のみに限ってローパスフィルタの時定数τを小さくし、モータ１０２ａに供給される電流のフィードバック制御を行うものである。

第３の実施形態においては、ローパスフィルタの時定数τを小さくする条件として、全体の出力の絶対値が所定値以下であり、かつコンバータ２の昇圧値が所定値以上であり、かつインバータ３ａ及び３ｂの制御モードが過変調制御又は矩形波制御であり、かつ一方のモータのトルクが所定値以上であることとしたが、インバータ３ａ及び３ｂの制御モードが過変調制御又は矩形波制御であるか否かを判断せず、全体の出力の絶対値が所定値以下であり、かつコンバータ２の昇圧値が所定値以上であり、かつ一方のモータのトルクが所定値以上であるときにローパスフィルタの時定数τを小さくするようにしてもよい。このようにしても、システム電圧ＶＨに生じた電圧サージの影響により車両の振動をより引き起こしやすい場合にのみローパスフィルタの時定数τを小さくし、制御応答性を高めて電流フィードバック制御を行うことで電圧サージの影響によるモータ１０２ａ及び１０２ｂに供給される電流の変動を適切に抑制することができる。

第１〜第３の実施形態において、インバータ３ａ及び３ｂの制御モードに応じて、小さくされた時定数τ２の値を変更するようにしてもよい。上述の通り、インバータ３ａ及び３ｂが正弦波ＰＷＭ制御されている場合は、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御されている場合よりもインバータ３ａ及び３ｂの出力電流に含まれる高調波成分が少ない。従って、正弦波ＰＷＭ制御されている場合は、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御されている場合よりも時定数τ２に小さい値を設定することができる。同様の理由で、過変調ＰＷＭ制御されている場合は、矩形波制御されている場合よりも時定数τ２に小さい値を設定することができる。これにより、小さくされた時定数τ２に、全ての制御モードにおいて同じ値を用いた時よりも、正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御されている場合の制御応答性をより高めることができる。このように、インバータ３ａ及び３ｂの各制御モードの特性に応じて制御応答性を設定することで、インバータ３ａ及び３ｂの出力電流をより適切に制御することができる。

図８は、本発明の第４の実施形態のフローチャートを示す図である。第４の実施形態は、インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御において、所定の条件を満たした場合に、ローパスフィルタの時定数τを小さくすると共に、制御ゲインＫを大きくするものである。制御ゲインＫを大きくする点以外については第１乃至第３の実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。なお、図８は、ローパスフィルタの時定数τを小さくし、制御ゲインＫを大きくする条件として、全体の出力の絶対値が所定値以下であり、かつコンバータ２の昇圧値が所定値以上であることとしているが、第２及び第３の実施形態と同様の条件にすることもできる。

ステップＳ８４において、所定の条件を満たさない場合、制御装置１は、ステップＳ８６において、インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御に用いるローパスフィルタの時定数τに所定の値τ１を用いると共に、制御ゲインＫに予め設定された値であるＫ１を用いる。Ｋ１は制御応答性を高く保ち、かつ出力電流が発散しない適切な値が設定されている。

ステップＳ８４において、所定の条件を満たす場合、制御装置１は、ステップＳ８５において、インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御に用いるローパスフィルタの時定数τにτ１よりも小さい値であるτ２を用いると共に、制御ゲインＫにＫ１よりも大きい値であるＫ２を用いる。制御ゲインＫを大きくすることにより、強い制御が可能になり、制御応答性を上げることができる。上述の通り、制御ゲインＫを大きくすることによりインバータ３ａ及び３ｂの出力電流が発散してしまう虞があるが、本実施例では、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生した場合に限り制御ゲインＫを大きくしているため、発散の虞を抑えつつ、制御応答性を高めて適切な電流フィードバック制御を行うことができる。

インバータ３ａ及び３ｂの電流フィードバック制御は、電流センサ１０５ａ及び１０５ｂで計測された電流から推定されたトルク値とトルク指令値の誤差に比例した強さで制御を行う比例制御を用いてもよいが、比例制御だけを用いた場合は、トルク指令値に応じた電流値と出力電流値の間の永続的な誤差（オフセット）が発生してしまう。そこで、比例制御と共に、所定時間における誤差の合計値に比例した強さで制御を行う積分制御を併せた比例積分制御を用いてもよい。比例積分制御を用いることでトルク指令値に応じた電流と出力電流の間のオフセットを解消することができ、より適切な電流フィードバック制御を行うことができる。

上記第１〜４の実施形態において、制御装置１が、システム電圧ＶＨに電圧サージが発生していると判断したときはインバータ３ａ及び３ｂの電流制御におけるローパスフィルタの時定数τを小さくする、としたが、電流センサ１０５ａ及び１０５ｂにより検出される電流の向きに基づいて、インバータ３ａと３ｂのいずれか一方のみの電流フィードバック制御におけるローパスフィルタの時定数τを小さくしてもよい。モータ１０２ａが力行動作をしており、モータ１０２ｂが回生動作をしている場合を例に説明すると、モータ１０２ｂは回生動作をしているため、インバータ３ｂの電流フィードバック制御におけるローパスフィルタの時定数τを小さくしてもモータ１０２ｂのトルクの変動には影響がない。このとき、電流センサ１０５ｂで計測される電流の向きはモータ１０２ｂ側からインバータ３ｂ側へと流れている。これらを考慮して、制御装置１は、所定の条件を満たし、かつ電流センサ１０５ａ及び１０５ｂが計測する電流の向きがインバータ側からモータ側へと流れている場合にのみ電流フィードバック制御におけるローパスフィルタの時定数τを小さくするようにしてもよい。第４の実施形態における制御ゲインＫについても同様に、所定の条件を満たし、かつ電流センサ１０５ａ及び１０５ｂが計測する電流の向きがインバータ側からモータ側へと流れている場合にのみ電流フィードバック制御における制御ゲインＫを大きくするようにしてもよい。

また、第１、第２、及び第４の実施形態において、２つのインバータ３ａ及び３ｂ並びにモータ１０２ａ及び１０２ｂを有する駆動回路について説明したが、１つのインバータ及びモータを有する駆動回路においても適用し得る。この場合は、リアクトルＬ１の電流値を計測するリアクトル電流計測手段としては、リアクトルＬ１と直列に電流計を設けて計測する。

１ 制御装置、２，９ コンバータ、３ａ，３ｂ，９０２ａ，９０２ｂ インバータ、１０１，９０１ 直流電源、１０２ａ，１０２ｂ，９０３ａ，９０３ｂ モータ、１０３，１０４ 電圧センサ、１０５ａ，１０５ｂ 電流センサ、１０６ａ，１０６ｂ 回転角センサ、２００ ３相→２相変換ブロック、２０１ ローパスフィルタブロック、２０２ トルク推定部ブロック、２０３ ポイント、２０４ ゲインブロック、２０５ ＰＷＭ制御ブロック、３００ 三角波、３０１ 電圧指令信号、３０２ 正弦波。

Claims (6)

1. リアクトルを有し直流電圧を昇圧するコンバータから供給される直流電圧を変換してモータに交流電圧を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   前記リアクトルを流れる電流値を計測するリアクトル電流計測手段と、
   前記コンバータが昇圧動作をしているか否かを判断する動作判断手段と、
   前記モータに供給される電流値を計測する相電流計測手段と、
   前記相電流計測手段により計測された電流値に時定数を用いたフィルタ処理を施し、処理後の電流値に基づいて前記インバータをフィードバック制御する制御手段と、
   を備え、
   前記時定数は、前記動作判断手段により前記コンバータが昇圧動作をしていると判断され、かつ前記リアクトル電流計測手段により計測されたリアクトル電流値がゼロ近傍の所定範囲内である、という制御応答性変更条件を満たす場合に、前記制御応答性変更条件を満たさない場合の時定数よりも小さい値が設定されることを特徴とするインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
   前記制御応答性変更条件は、さらに、前記インバータが過変調ＰＷＭ制御又は矩形波制御されている、という条件を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
3. 請求項１または２に記載のインバータ制御装置であって、
   前記モータは、複数設けられ、
   前記制御応答性変更条件は、さらに、前記相電流検出手段により検出された電流値から算出された前記モータのトルクが所定値以上である、という条件を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
4. 請求項１又は３に記載のインバータ装置であって、
   前記インバータが正弦波ＰＷＭ制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数は、前記インバータが過変調ＰＷＭ制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数よりも小さいことを特徴とするインバータ制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載のインバータ装置であって、
   前記インバータが過変調ＰＷＭ制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数は、前記インバータが矩形波制御されており、かつ前記制御応答性変更条件を満たす場合の時定数よりも小さいことを特徴とするインバータ制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記フィードバック制御の制御ゲインは、前記制御応答性変更条件を満たす場合に、前記制御応答性変更条件を満たさない場合の制御ゲインよりも大きい値が設定されることを特徴とするインバータ制御装置。

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