CN112567620B - 逆变装置 - Google Patents

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Abstract

本发明抑制控制方式的切换时发生的转矩变动。本发明的逆变器实施将直流电变换为交流电的电力变换动作，具有运算控制装置(INV200)，所述运算控制装置(INV200)具备电压指令信号生成部(620)、合成处理部(670)以及载波比较部(680)。电压指令信号生成部(620)具有多种控制方式，输出根据多种控制方式中的第1控制方式生成的第1电压指令信号和根据多种控制方式当中不同于第1控制方式的第2控制方式生成的第2电压指令信号。合成处理部(670)生成将第1电压指令信号及第2电压指令信号以规定比例合成得到的合成电压指令信号。载波比较部(680)根据合成电压指令信号来生成用于控制电力变换动作的栅极驱动信号即PWM信号。

Description

逆变装置
技术领域
本发明涉及逆变装置。
背景技术
作为本技术领域的背景技术，已知有下述专利文献1。专利文献1揭示了一种逆变装置，其具备：PWM脉冲生成部，其根据马达输出要求来生成用于将直流电压变换为交流电压的PWM脉冲；以及逆变电路，其利用所述PWM脉冲生成部中生成的PWM脉冲将直流电压变换为交流电压来驱动马达，所述PWM脉冲生成部在以输出电压的过零点为中心进行了线性近似的角度区间内使多个PWM脉冲的导通脉冲的中心时间间隔以及断开脉冲的中心时间间隔中的任一方根据所述马达输出要求而变化从而生成PWM脉冲。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第6062327号
发明内容
发明要解决的问题
根据专利文献1记载的逆变装置，可以减少逆变电路的输出电压误差、相位误差，但在控制方式的切换时发生的转矩变动的抑制方面存在改善的余地。
解决问题的技术手段
本发明的逆变装置实施将直流电变换为交流电的电力变换动作，具备：电压指令信号生成部，其具有多种控制方式，输出根据所述多种控制方式中的第1控制方式生成的第1电压指令信号和根据所述多种控制方式当中不同于所述第1控制方式的第2控制方式生成的第2电压指令信号；合成处理部，其生成将所述第1电压指令信号及所述第2电压指令信号以规定比例合成得到的合成电压指令信号；以及载波比较部，其根据所述合成电压指令信号来生成用于控制所述电力变换动作的信号。
发明的效果
根据本发明，能够抑制控制方式的切换时发生的转矩变动。
附图说明
图1为表示包含本发明的一实施方式的逆变装置的旋转电动机驱动系统的构成的图。
图2为控制方式的比较图。
图3为表示以往的控制方式切换与本发明的控制方式切换的转矩输出的比较例的图。
图4为表示实施以往的控制方式切换的情况下的各控制方式对最终的电压输出的贡献率和电压指令信号波形的例子的图。
图5为表示实施本发明的控制方式切换的情况下的各控制方式对最终的电压输出的贡献率和电压指令信号波形的例子的图。
图6为本发明的一实施方式的逆变装置中的运算控制装置的框图。
图7为表示以往的控制方式切换与本发明的控制方式切换的PWM脉冲波形的比较例的图。
图8为生成合成电压指令信号的处理的流程图。
图9为表示实施以往的控制方式切换的情况下的PWM脉冲的行为和电压指令信号的例子的图。
图10为表示实施本发明的控制方式切换的情况下的PWM脉冲的行为和电压指令信号的例子的图。
图11为说明电压指令信号中的高次谐波分量的消除方法的图。
图12为说明本发明的一实施方式的高次谐波分量的削减方法的实现例的图。
具体实施方式
下面，参考附图，对本发明的实施方式进行说明。但本发明并不限定解释为下述实施方式，也可组合公知的其他构成要素来实现本发明的技术思想。再者，各图中，对同一要素标注同一符号，重复的说明从略。
图1为表示包含本发明的一实施方式的逆变装置的旋转电动机驱动系统的构成的图。图1所示的旋转电动机驱动系统1具备马达MG100、逆变器INV100以及上位控制器VCM100。再者，逆变器INV100相当于本发明的一实施方式的逆变装置。
作为旋转电动机的马达MG100例如为具有Y型接线结构的三相交流马达。马达MG100具有U相线圈绕组C110、V相线圈绕组C120以及W相线圈绕组C130，通过规定的交流电流流至这各个线圈绕组而产生的旋转磁场使得未图示的转子旋转而产生驱动力。U相线圈绕组C110、V相线圈绕组C120以及W相线圈绕组C130在共通的中性点N100上连接在一起。马达MG100上设置有检测转子的旋转角的旋转角传感器R140。
马达MG100以由锂离子电池、镍氢电池等二次电池构成的电池(未图示)为电源，通过逆变器INV100来得到驱动电流的供给。逆变器INV100具备运算控制装置INV200、驱动电路INV300以及功率模块INV400。
功率模块INV400具备分别构成U相臂、V相臂以及W相臂的多个功率用半导体开关元件。U相臂对应于U相线圈绕组C110，V相臂对应于V相线圈绕组C120，W相臂对应于W相线圈绕组C130。功率模块INV400根据从驱动电路INV300以驱动信号的形式输入的PWM栅极脉冲信号来控制各开关元件的导通断开的时刻。由此，具有将从分别连接于电池的正极和负极的两相的电源线路供给的直流电变换为三相交流电而供给至连接于马达MG100的各线圈绕组的三相的线路的功能。在设置于功率模块INV400与马达MG100之间的线路上安装有电流传感器CT100，通过该电流传感器CT100来检测流至马达MG100的各线圈绕组的电流。此外，在功率模块INV400上安装有温度传感器TS100，通过该温度传感器TS100来检测开关元件附近的温度。
运算控制装置INV200根据从上位控制器VCM100输入的转矩指令或者来自旋转角传感器R140、电流传感器CT100、温度传感器TS100这各个传感器的输入信息来生成控制功率模块INV400的各开关元件的开关时刻用的栅极驱动信号(运转指令)。运算控制装置INV200将生成的栅极驱动信号输出至驱动电路INV300。驱动电路INV300根据从运算控制装置INV200输入的栅极驱动信号(运转指令)来生成PWM栅极脉冲信号，并输出至功率模块INV400。
运算控制装置INV200具备用于运算处理各开关元件的开关时刻的微型计算机(微电脑)。去往微电脑的输入信息中包含对马达MG100要求的目标转矩值、在马达MG100的各线圈绕组中流通的电流值、马达MG100的转子的旋转角、功率模块INV400的温度等。目标转矩值由从上位控制器VCM100输入的转矩指令给出。各线圈绕组的电流值、转子的旋转角、功率模块INV400的温度这各种信息分别从旋转角传感器R140、电流传感器CT100、温度传感器TS100输入。再者，例如，若马达MG100为车辆行驶用的马达，则上位控制器VCM100相当于进行车辆整体的控制的车辆控制器。
运算控制装置INV200的微电脑例如进行如下运算。首先，根据从上位控制器VCM100输入的目标转矩值来运算马达MG100的d轴及q轴的电流指令值。接着，根据从电流传感器CT100输入的各线圈绕组的电流值和从旋转角传感器R140输入的转子的旋转角来运算d轴及q轴的电流值。继而，运算d轴及q轴的电流指令值与电流值的差分，根据该差分来运算d轴及q轴的电压指令值。其后，根据从旋转角传感器R140输入的转子的旋转角将运算出的d轴及q轴的电压指令值变换为U相、V相及W相的电压指令值。继而，对基于求出的U相、V相及W相的电压指令值的调制波与预先设定的载波(三角波)进行比较，进行基于该比较结果的PWM调制，由此生成脉冲状的PWM信号(PWM脉冲)。运算控制装置INV200将如此生成的PWM信号作为控制功率模块INV400所实施的电力变换动作用的栅极驱动信号输出至驱动电路INV300。
驱动电路INV300将从运算控制装置INV200输入的栅极驱动信号放大，作为PWM栅极脉冲信号输出至功率模块INV400的各开关元件。由此，使功率模块INV400的各开关元件进行开关动作，实施从直流电向三相交流电的电力变换动作。
接着，对运算控制装置INV200中的控制方式的决定方法进行说明。在运算控制装置INV200中，在进行PWM调制时，从多种控制方式中选择任一种，使用与选出的控制方式相应的调制波，由此，可以改变生成的PWM信号。此时，运算控制装置INV200可选择的控制方式例如有平常的将正弦波用作调制波的正弦波PWM控制方式、将在正弦波中重叠三次谐波得到的波用作调制波的三次谐波重叠PWM控制方式、将梯形波用作调制波的过调制PWM控制方式、将矩形波用作调制波的矩形波控制方式等。再者，运算控制装置INV200可选择的控制方式也可包含这以外的控制方式。
此处，对运算控制装置INV200所实施的处理的一例进行说明。运算控制装置INV200首先进行电流运算处理。在电流运算处理中，将从上位控制器VCM100输入的转矩指令所表示的转矩值和马达MG100的当前转速与运算控制装置INV200内保持的电流指令映射表进行对照。电流指令映射表是与马达MG100的动作状态相关的映射表信息，表现了通过实测或模拟而预先设定的马达MG100的转矩、转速以及电流的关系。电流指令映射表例如存储保持在运算控制装置INV200内的存储器(未图示)中。通过使用该电流指令映射表，可以运算出马达MG100输出转矩指令中要求的转矩所需的电流。再者，马达MG100的当前转速可以根据从旋转角传感器R140输入的转子的旋转角的时间变化来算出。
当通过电流运算处理求出了需要的电流时，运算控制装置INV200接着进行电流电压变换，由此求出应向马达MG100输出的电压。然后，运算控制装置INV200通过进行调制率运算来运算调制率。在调制率运算中，将通过电流电压变换求出的电压与电池的直流电压进行比较，根据它们的比来求调制率。
当求出了调制率时，运算控制装置INV200进行控制方式决定来决定控制方式。在控制方式决定中，根据通过调制率运算求出的调制率来选择预先设定的多种控制方式中的某一种，由此来决定生成PWM调制波时使用的控制方式。例如，在调制率为1.00以下的情况下，选择正弦波PWM控制方式，在调制率超过1.00且为1.15以下的情况下，选择三次谐波重叠PWM控制方式。此外，在调制率超过1.15不到1.27的情况下，选择过调制PWM控制方式，在调制率为1.27的情况下，选择矩形波控制方式。
当通过控制方式决定来决定了控制方式时，运算控制装置INV200使用与该控制方式相应的调制波来生成电压指令信号，并使用该电压指令信号来进行PWM调制，由此生成PWM信号。由此，在运算控制装置INV200中进行使用根据调制率选择的控制方式的马达MG100的控制。
图2为上述各控制方式的比较图。图2的(a)所示的正弦波PWM控制方式的特征在于，生成的电流的高次谐波分量比其他控制方式少。通过采用本方式，使马达MG100旋转的情况下的噪音比其他控制方式少，马达效率也较佳。但另一方面，存在直流电压利用率最低这一弱点。
图2的(b)所示的三次谐波重叠PWM控制方式的特征在于，利用即便对所有相都施加同一电压变动也不会对线间电压有影响这一三相交流的特性使电流基波的三次谐波重叠在正弦波中，由此在不增加电流高次谐波的情况下改善了电压利用率。另外，在前文所述的例子中，在调制率为0～1的情况下是选择正弦波PWM控制方式，在调制率为1～1.15的情况下是选择三次谐波重叠PWM控制方式，但在调制率为0～1的情况下，正弦波PWM控制方式和三次谐波重叠PWM控制方式都是可利用的。在以下的说明中，有时也将三次谐波重叠PWM控制包括在内而称为正弦波PWM控制。
图2的(c)所示的过调制PWM控制方式有如下特征，即，随着调制率上升，生成的PWM脉冲变密，由此，多个PWM脉冲相耦合而使得ON期间变得连续。
图2的(d)所示的矩形波控制方式是调制率为1.27时采用的控制方式，其特征在于，直流电压利用率最高。但与上述3种控制方式相比，存在电流高次谐波增加这一弱点。
在车辆上搭载的旋转电动机驱动系统1中，在通过逆变器INV100来进行马达MG100的控制时，为了实现与车辆的运转状况相应的最佳的马达控制，须根据调制率来酌情切换控制方式。但通常而言，在控制方式的切换时，转矩会变得不连续而发生转矩变动。转矩变动会让车辆的乘员感到不舒服，所以须尽量加以抑制。
因此，在本实施方式的逆变器INV100中，在运算控制装置INV200中，在控制方式的切换时将通过两种控制方式生成的电压指令信号加以合成。继而，使用合成后的电压指令信号来进行PWM调制、生成PWM信号。下面，对其详情进行说明。
图3为表示以往的控制方式切换与本发明的控制方式切换的转矩输出的比较例的图。另外，图3展示的是按照根据马达MG100的转速的增减发生变化的调制率从正弦波PWM控制方式切换至过调制PWM控制方式或者反过来从过调制PWM控制方式切换至正弦波PWM控制方式的情况下的转矩输出的例子，而在其他控制方式间进行切换的情况也是一样的。
图3的(a)为在逆变器INV100中实施以往的控制方式切换的情况下的来自马达MG100的转矩输出的示意图。如图3的(a)所示，在以从低转速到高转速维持最大限度的转矩的方式给出转矩指令时，在使马达MG100的转速上升或下降的情况下，在以往的控制方式切换中，在控制方式的切换点上马达MG100的输出转矩会发生急剧的变动。该现象主要是因为每一控制方式的误差因素而发生的。即，在控制方式的切换前后，本来需要从马达MG100输出同一转矩。然而，逆变器INV100具有按每一控制方式而不同的误差因素，因此，当控制方式发生切换时，就会根据同一电压指令生成带来不同的电压输出结果的PWM脉冲。结果，即便在平均电压上相同，瞬间的电压输出也就是控制方式的切换时间点前后的PWM脉冲输出也会发生骤变。因而，在控制方式的切换时间点上，流至马达MG100的电流发生骤变而导致转矩变动。
如以上所说明，控制方式的切换时的马达MG100的转矩变动是由流至马达MG100的电流的变动引起的。因此，即便在控制方式的切换时发生转矩变动，通过从刚切换之后起借助电流反馈控制对电压指令本身施加修正，也能在一定时间后从马达MG100输出跟随了转矩指令的转矩。
图3的(b)为在逆变器INV100中实施本发明的控制方式切换的情况下的来自马达MG100的转矩输出的示意图。在本发明的控制方式切换中，如前文所述，在控制方式的切换时将通过切换前后的两种控制方式生成的电压指令信号加以合成，使用合成后的电压指令信号来进行PWM调制。通过在一定的切换期间内进行这样的PWM控制，会在切换期间内使PWM信号徐缓地过渡。结果，可以缓和流至马达MG100的电流的骤变，从而像图3的(b)所示那样缓和、消除转矩变动。
再者，在使用合成后的电压指令信号来进行PWM调制的切换期间内，有可能因电流值背离指令值而发生转矩变动。但是会通过电流反馈控制以输出目标电流的方式修正电压指令值，因此，理想情况下能做到完全没有转矩变动。如果在切换期间内发生了转矩变动，只要通过延长切换期间而调整为电流反馈在切换期间内发挥效果来抑制转矩变动即可。
接着，参考图4及图5，对以往的控制方式切换和本发明的控制方式切换中的切换时的电压指令信号的变化在下面进行说明。再者，图4、图5分别展示的是从三次谐波重叠PWM控制方式切换至矩形波控制方式的情况下的电压指令信号的变化例，而在其他控制方式间进行切换的情况也是一样的。
图4为表示实施以往的控制方式切换的情况下的各控制方式对最终的电压输出的贡献率和电压指令信号波形的例子的图。如图4所示，在以往的控制方式切换中，当调制率跨过规定阈值发生变化时，以该时间点为控制切换点而瞬间切换控制方式，相应地，电压指令信号的波形也瞬间发生切换。此处，视为控制切换点的调制率的阈值是像前文所述那样按照针对每一控制方式定下的调制率的范围来设定。
图5为表示实施本发明的控制方式切换的情况下的各控制方式对最终的电压输出的贡献率和电压指令信号波形的例子的图。如图5所示，在本发明的控制方式切换中，在切换前与切换后之间存在切换期间。该切换期间内，将通过切换前的控制方式即三次谐波重叠PWM控制方式生成的电压指令信号与通过切换后的控制方式即矩形波控制方式生成的电压指令信号以它们的合计为100％的方式分别以规定贡献率加以合成。再者，在以下的说明中，有时也将切换前的控制方式称为“第1控制方式”、将切换后的控制方式称为“第2控制方式”。此外，有时也将通过第1控制方式生成的电压指令信号称为“第1电压指令信号”、将通过第2控制方式生成的电压指令信号称为“第2电压指令信号”。
在合成第1电压指令信号与第2电压指令信号时，随着切换期间的经过使第1电压指令信号的贡献率逐渐降低、且使第2电压指令信号的贡献率逐渐上升。由此，在本发明的控制方式切换中，在切换期间内电压指令信号花费时间地逐渐变化，得以连续地进行控制方式的过渡。结果，能够抑制伴随控制方式的切换而来的电压输出的变动、抑制转矩变动。
再者，在切换期间内向第1电压指令信号、第2电压指令信号分别反映贡献率的计算例如可以通过以下操作来实现：在微电脑内设定PWM调制中与载波作比较匹配用的值时，对第1电压指令信号乘以可在0以上1以下变化的系数，对第2电压指令信号乘以1减去该系数后得到的值，并将这些乘法运算结果相加。进一步地，通过随时间减少该系数，能使第1电压指令信号的贡献率逐渐降低、且使第2电压指令信号的贡献率逐渐上升。
图6为本发明的一实施方式的逆变装置中的运算控制装置的框图。如图6所示，在本实施方式的逆变器INV100中，运算控制装置INV200具备电压指令生成部610、电压指令信号生成部620、合成处理部670以及载波比较部680这各个功能块作为其功能。运算控制装置INV200例如可以通过在微电脑中执行规定程序来实现这些功能块。
电压指令生成部610根据从图1的上位控制器VCM100输入的目标转矩值来生成电压指令，并输出至电压指令信号生成部620。电压指令信号生成部620接收来自电压指令生成部610的电压指令，在实施控制方式的切换时，在规定的切换期间通过切换前后的两种控制方式即第1控制方式、第2控制方式来分别生成调制波，并作为第1电压指令信号、第2电压指令信号输出至合成处理部670。合成处理部670将从电压指令信号生成部620输出的这些电压指令信号分别以规定比例加以合成而生成合成电压指令信号，并输出至载波比较部680。载波比较部680通过对合成处理部670中生成的合成电压指令信号与规定的载波进行比较来进行PWM调制，生成PWM信号。由载波比较部680生成的PWM信号作为栅极驱动信号从运算控制装置INV200输出至驱动电路INV300，用于驱动电路INV300所进行的PWM栅极脉冲信号的生成。
电压指令信号生成部620具有多种控制方式，根据来自电压指令生成部610的电压指令在其中选择两种控制方式。在图6的例子中，电压指令信号生成部620具有合计四种控制方式即正弦波PWM控制630、三次谐波重叠PWM控制640、过调制PWM控制650以及矩形波控制660，从这些控制当中选择两种控制方式。另外，本发明不限定于此，也可选择其他控制方式。继而，将通过选出的两种控制方式分别生成的两种电压指令信号作为第1电压指令信号、第2电压指令信号输出至合成处理部670。
具体而言，例如在调制率跨过1.00朝增加方向变化的情况下，电压指令信号生成部620选择正弦波PWM控制630作为第1控制方式、选择三次谐波重叠PWM控制640作为第2控制方式。同样地，在调制率跨过1.15朝增加方向变化的情况下，选择三次谐波重叠PWM控制640作为第1控制方式、选择过调制PWM控制650作为第2控制方式，在调制率增加到1.27的情况下，选择过调制PWM控制650作为第1控制方式、选择矩形波控制660作为第2控制方式。此外，例如在调制率跨过1.00朝减少方向变化的情况下，选择三次谐波重叠PWM控制640作为第1控制方式、选择正弦波PWM控制630作为第2控制方式。同样地，在调制率跨过1.15朝减少方向变化的情况下，选择过调制PWM控制650作为第1控制方式、选择三次谐波重叠PWM控制640作为第2控制方式，在调制率从1.27起减少的情况下，选择矩形波控制660作为第1控制方式、选择过调制PWM控制650作为第2控制方式。
另外，电压指令信号生成部620在切换期间以外可仅选择一种控制方式。在该情况下，合成处理部670将从电压指令生成部610输入的电压指令信号直接输出至载波比较部680即可。或者，也可与切换期间内一样，在电压指令信号生成部620中通过选择两种控制方式来生成两种电压指令信号。在该情况下，通过在合成处理部670中将某一方的贡献率设为0而仅将另一电压指令信号输出至载波比较部680即可。
图7为表示以往的控制方式切换与本发明的控制方式切换的PWM脉冲波形的比较例的图。另外，图7展示的是从三次谐波重叠PWM控制方式切换至过调制PWM控制方式或者反过来从过调制PWM控制方式切换至三次谐波重叠PWM控制方式的情况下的PWM脉冲波形的例子，而在其他控制方式间进行切换的情况也是一样的。
图7的(a)展示了实施以往的控制方式切换的情况下的PWM脉冲波形的例子。如图7的(a)所示，在以往的控制方式切换中，以控制方式发生切换的控制切换点为分界，PWM脉冲的占空发生骤变。另外，如前文所述，控制切换点相当于调制率跨过规定阈值发生变化的时刻，按照针对每一控制方式定下的调制率的范围来设定。
图7的(b)展示了实施本发明的控制方式切换的情况下的PWM脉冲波形的例子。如图7的(b)所示，在本发明的控制方式切换中，切换期间内的PWM脉冲的占空在第1电压指令信号中的PWM脉冲的占空与第2电压指令信号中的PWM脉冲的占空之间设定为任意值。此处，图7的(b)中的切换期间包含图7的(a)所示的控制切换点也就是调制率跨过规定阈值发生变化的时刻。再者，切换期间的长度可以任意规定，但优选在能够充分消除转矩变动的范围内尽可能短。
图8为合成处理部670生成合成电压指令信号的处理的流程图。在运算控制装置INV200中根据调制率的变化来设定切换期间，当到达该切换期间的开始时间点时，合成处理部670开始图8的流程图所示的处理。
在步骤800中，合成处理部670针对从电压指令信号生成部620输入的第1电压指令信号、第2电压指令信号而分别设定系数A、B的初始值。此处，将针对第1电压指令信号的系数A的初始值设为1，将针对第2电压指令信号的系数B的初始值设为0。当执行了步骤800时，前进至步骤820。
在步骤820中，合成处理部670算出与当前的系数A、B的值相应的合成后的比较匹配寄存器计数。此处，将从电压指令信号生成部620分别输出的第1电压指令信号、第2电压指令信号的值分别作为第1控制方式、第2控制方式的比较匹配寄存器计数，向它们分别乘以系数A、B并将所得值相加，由此算出合成后的比较匹配寄存器计数。再者，在从步骤800前进到步骤820的情况下，系数A、B是分别设定为初始值1和0。因此，合成后的比较匹配寄存器计数与第1控制方式的比较匹配寄存器计数为同一值。
在步骤830中，合成处理部670将步骤820中算出的合成后的比较匹配寄存器计数作为合成电压指令信号输出至载波比较部680。
在步骤840中，合成处理部670判定当前的系数B的值是否为1。在当前的系数B的值为1的情况下，判断已到达切换期间的结束时间点，结束图8的流程图所示的处理。另一方面，在当前的系数B的值不到1的情况下，判断还在切换期间内，返回至步骤810。
在步骤810中，合成处理部670分别更新系数A、B的值。此处，通过使用预先设定的调整值α而从当前的系数A的值减去调整值α来更新系数A，且通过从1减去更新后的系数A的值来更新系数B。此处，调整值α为0以上不到1的值，根据切换期间内合成处理部670输出合成电压指令信号的次数来设定。例如，若切换期间内的合成电压指令信号的输出次数为10次，则设定α＝0.1。由此，可以随着时间的经过使系数A的值减少、且随着时间的经过使系数B的值增加。另外，也可使调整值α的值可变，由此，可以调整合成电压指令信号的输出次数、从而调整切换期间的长度。
当在步骤810中分别更新了系数A、B的值时，前进至步骤820，使用更新后的系数A、B的值来算出合成后的比较匹配寄存器计数。其后，反复执行上述处理直至在步骤840中判定系数B的值已变成1为止。
接着，参考图9及图10，对以往的控制方式切换和本发明的控制方式切换中的切换时的PWM脉冲的行为及电压指令信号在下面进行说明。再者，图9、图10分别展示的是从三次谐波重叠PWM控制方式切换至矩形波控制方式的情况下的例子，而在其他控制方式间进行切换的情况也是一样的。
图9为表示实施以往的控制方式切换的情况下的PWM脉冲的行为和电压指令信号的例子的图。如图9所示，在实施以往的控制方式切换的运算控制装置中，设置的是切换两种控制方式的切换处理部670A而不是图6的合成处理部670。在该以往的运算控制装置中，电压指令信号生成部620根据来自电压指令生成部610的电压指令、利用三次谐波重叠PWM控制方式或矩形波控制方式中的某一方来生成与各控制方式相应的电压指令信号。切换处理部670A以切换电压指令信号生成部620在电压指令信号的生成中利用的控制方式的方式进行控制，由此来进行控制方式的切换。载波比较部680通过对电压指令信号与载波进行比较来进行PWM调制，输出形成PWM信号的PWM脉冲681。
在以上说明过的以往的运算控制装置中，在控制方式的切换前后将不同的电压指令信号输入至载波比较部680。因此，在控制方式的切换时会发生转矩变动。
图10为表示实施本发明的控制方式切换的情况下的PWM脉冲的行为和电压指令信号的例子的图。如图10所示，在本实施方式的运算控制装置INV200中，电压指令信号生成部620根据来自电压指令生成部610的电压指令、利用三次谐波重叠PWM控制方式和矩形波控制方式这两方来生成与各控制方式相应的电压指令信号。合成处理部670将从电压指令信号生成部620输出的两种电压指令信号像前文所述那样以控制各自的比例的方式加以合成，由此来进行控制方式的切换。载波比较部680通过对从合成处理部670输出的合成电压指令信号与载波进行比较来进行PWM调制，输出形成PWM信号的PWM脉冲681。
在以上说明过的本实施方式的运算控制装置INV200中，电压指令信号生成部620中生成的两种电压指令信号由合成处理部670加以合成而输出至载波比较部680。因此，在控制方式的切换时，可以在合成处理部670中吸收两种电压指令信号的差异而抑制转矩变动。
再者，在上述实施方式中，对电压指令信号生成部620具有合计四种控制方式即正弦波PWM控制630、三次谐波重叠PWM控制640、过调制PWM控制650以及矩形波控制660而根据调制率从这些控制方式当中选择两种控制方式的例子进行了说明，但本发明并不限定于此。例如，电压指令信号生成部620也可仅具有正弦波PWM控制630、三次谐波重叠PWM控制640、过调制PWM控制650以及矩形波控制660中的任意三种控制方式，根据调制率在其中选择任意两种控制方式。或者，电压指令信号生成部620也可仅具有两种控制方式而始终选择这两种控制方式。不论在哪一情况下，都可以通过将电压指令信号生成部620借助两种控制方式分别生成的第1电压指令信号、第2电压指令信号在合成处理部670中分别以规定比例加以合成来生成合成电压指令信号。通过由载波比较部680使用该合成电压指令信号来生成PWM信号，能够抑制伴随控制方式的切换而来的电压输出的变动、抑制转矩变动。
此外，在上述实施方式中，对在控制方式的切换时将通过两种控制方式生成的两种电压指令信号加以合成的例子进行了说明，但也可在这以外的任意时刻进行电压指令信号的合成。下面，参考图11、图12对其例子进行说明。
图11为说明电压指令信号中的高次谐波分量的消除方法的图。如图11的(a)所示，例如在进行矩形波控制的情况下使用的矩形波的调制波中，相对于作为基波的正弦波而言包含5次、7次、11次···这各次数的高次谐波分量。此处我们知道，通过像图11的(b)所示那样对矩形波重叠相当于5次谐波分量的逆相的调制波，可以从矩形波中消除5次谐波分量。
在本实施方式的运算控制装置INV200中，将消除高次谐波分量之前的原来的控制方式下的调制波设为第1电压指令信号，将相当于要消除的高次谐波分量的逆相的调制波设为第2电压指令信号，由此，可以实现上述那样的高次谐波分量的消除。图12为说明本发明的一实施方式的高次谐波分量的削减方法的实现例的图。例如，像图12所示那样将矩形波1210设为第1电压指令信号，将相当于5次谐波分量的逆相的调制波1220设为第2电压指令信号。继而，在第1电压指令信号中将矩形的中心部分的贡献率设为0％，在第2电压指令信号中将中心部分除外的部分的贡献率设为0％，将这些电压指令信号加以合成。此时，向第1电压指令信号、第2电压指令信号分别相乘的前文所述的系数A、B是根据第1电压指令信号中包含的高次谐波中的要通过第2电压指令信号予以消除的高次谐波来设定。结果，可以将从矩形波中消除了5次谐波分量的调制波1230作为合成电压指令信号输出。
根据本实施方式的运算控制装置INV200，通过在任意时刻进行上述处理，可以使用消除了所期望的高次谐波的调制波来生成PWM信号。通过使用该PWM信号进行马达MG100的控制，可以在流至马达MG100的电流中抑制高次谐波。另外，上文中对从矩形波中消除5次谐波分量的例子进行了说明，但可以通过同样的方法从任意调制波中去除任意高次谐波分量。
根据以上说明过的本发明的实施方式，获得以下作用效果。
(1)逆变器INV100实施将直流电变换为交流电的电力变换动作，具有运算控制装置INV200，所述运算控制装置INV200具备电压指令信号生成部620、合成处理部670以及载波比较部680。电压指令信号生成部620具有多种控制方式，输出根据多种控制方式中的第1控制方式生成的第1电压指令信号和根据多种控制方式当中不同于第1控制方式的第2控制方式生成的第2电压指令信号。合成处理部670生成将第1电压指令信号及第2电压指令信号以规定比例合成得到的合成电压指令信号。载波比较部680根据合成电压指令信号来生成用于控制电力变换动作的栅极驱动信号即PWM信号。因此，能够抑制控制方式的切换时在马达MG100中发生的转矩变动。
(2)在进行从第1控制方式向第2控制方式的切换时，合成处理部670生成合成电压指令信号。具体而言，在调制率跨过规定阈值发生变化时，电压指令信号生成部620进行从第1控制方式向第2控制方式的切换。合成处理部670像图5或图7的(b)所示那样在包含调制率跨过阈值的时刻的规定的切换期间内生成合成电压指令信号。因此，在控制方式的切换时能够可靠地生成合成电压指令信号来实现转矩变动的抑制。
(3)在不进行从第1控制方式向第2控制方式的切换时，合成处理部670也可生成合成电压指令信号。如此一来，可以在任意时刻生成合成电压指令信号。
(4)合成处理部670将第1电压指令信号乘以可在0以上1以下变化的系数A得到的值与第2电压指令信号乘以1减去系数A的所得值即系数B得到的值相加，由此生成合成电压指令信号(步骤810～830)。因此，可以在合成处理部670中容易地生成第1电压指令信号与第2电压指令信号以规定比例合成得到的合成电压指令信号。
(5)上述系数A随着时间的经过而减少。因此，控制方式的过渡得以连续地进行，从而能可靠地抑制转矩变动。
(6)另外，像图12中说明过的那样，上述系数A可根据第1电压指令信号中包含的规定的高次谐波来设定。如此一来，可以在流至马达MG100的电流中抑制任意高次谐波分量。
(7)电压指令信号生成部620具有使用正弦波的调制波来生成电压指令信号的正弦波PWM控制630、使用在正弦波中重叠三次谐波而成的调制波来生成电压指令信号的三次谐波重叠PWM控制640、使用梯形波的调制波来生成电压指令信号的过调制PWM控制650、以及使用矩形波的调制波来生成电压指令信号的矩形波控制660中的至少两种以上，可以根据调制率从这些控制方式当中选择两种控制方式。即，可以将第1控制方式及第2控制方式中的一方设为正弦波PWM控制630、三次谐波重叠PWM控制640或者过调制PWM控制650中的某一种，将第1控制方式及第2控制方式中的另一方设为矩形波控制660。此外，也可以将第1控制方式及第2控制方式中的一方设为正弦波PWM控制630或三次谐波重叠PWM控制640中的某一种，将第1控制方式及第2控制方式中的另一方设为过调制PWM控制650。进一步，也可以将第1控制方式及第2控制方式中的一方设为正弦波PWM控制630，将第1控制方式及第2控制方式中的另一方设为三次谐波重叠PWM控制640。因此，可以在任意控制方式间的过渡时运用本发明来谋求转矩变动的抑制。
以上说明过的实施方式、变形例只是一例，只要无损发明的特征，本发明便不限定于这些内容。此外，上文中对各种实施方式、变形例进行了说明，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。
符号说明
1…旋转电动机驱动系统
610…电压指令生成部
620…电压指令信号生成部
630…正弦波PWM控制
640…三次谐波重叠PWM控制
650…过调制PWM控制
660…矩形波控制
670…合成处理部
680…载波比较部
MG100…马达
C110…U相线圈绕组
C120…V相线圈绕组
C130…W相线圈绕组
N100…中性点
R140…旋转角传感器
INV100…逆变器
INV200…运算控制装置
INV300…驱动电路
INV400…功率模块
CT100…电流传感器
TS100…温度传感器
VCM100…上位控制器。

Claims (10)

1.一种逆变装置，其实施将直流电变换为交流电的电力变换动作，其特征在于，具备：
电压指令信号生成部，其具有多种控制方式，输出根据所述多种控制方式中的第1控制方式生成的第1电压指令信号和根据所述多种控制方式当中不同于所述第1控制方式的第2控制方式生成的第2电压指令信号；
合成处理部，其生成将所述第1电压指令信号及所述第2电压指令信号以规定比例合成得到的合成电压指令信号；以及
载波比较部，其根据所述合成电压指令信号来生成用于控制所述电力变换动作的信号。
2.根据权利要求1所述的逆变装置，其特征在于，
在进行从所述第1控制方式向所述第2控制方式的切换时，所述合成处理部生成所述合成电压指令信号。
3.根据权利要求2所述的逆变装置，其特征在于，
在调制率跨过规定阈值发生变化时，所述电压指令信号生成部进行从所述第1控制方式向所述第2控制方式的切换，
所述合成处理部在包含所述调制率跨过所述阈值的时刻的规定的切换期间内生成所述合成电压指令信号。
4.根据权利要求1所述的逆变装置，其特征在于，
在不进行从所述第1控制方式向所述第2控制方式的切换时，所述合成处理部生成所述合成电压指令信号。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的逆变装置，其特征在于，
所述合成处理部将所述第1电压指令信号乘以可在0以上1以下变化的系数得到的值与所述第2电压指令信号乘以1减去所述系数的所得值得到的值相加，由此生成所述合成电压指令信号。
6.根据权利要求5所述的逆变装置，其特征在于，
所述系数随着时间的经过而减少。
7.根据权利要求5所述的逆变装置，其特征在于，
所述系数是根据所述第1电压指令信号中包含的规定的高次谐波来设定。
8.根据权利要求1至4中任一项所述的逆变装置，其特征在于，
所述第1控制方式及所述第2控制方式中的一方为使用正弦波的调制波来生成电压指令信号的正弦波PWM控制方式、使用在正弦波中重叠三次谐波而成的调制波来生成电压指令信号的三次谐波重叠PWM控制方式、或者使用梯形波的调制波来生成电压指令信号的过调制PWM控制方式中的某一种，
所述第1控制方式及所述第2控制方式中的另一方为使用矩形波的调制波来生成电压指令信号的矩形波控制方式。
9.根据权利要求1至4中任一项所述的逆变装置，其特征在于，
所述第1控制方式及所述第2控制方式中的一方为使用正弦波的调制波来生成电压指令信号的正弦波PWM控制方式或者使用在正弦波中重叠三次谐波而成的调制波来生成电压指令信号的三次谐波重叠PWM控制方式中的某一种，
所述第1控制方式及所述第2控制方式中的另一方为使用梯形波的调制波来生成电压指令信号的过调制PWM控制方式。
10.根据权利要求1至4中任一项所述的逆变装置，其特征在于，
所述第1控制方式及所述第2控制方式中的一方为使用正弦波的调制波来生成电压指令信号的正弦波PWM控制方式，
所述第1控制方式及所述第2控制方式中的另一方为使用在正弦波中重叠三次谐波而成的调制波来生成电压指令信号的三次谐波重叠PWM控制方式。
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