JP5257365B2 - モータ制御装置とその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータの電圧飽和時に弱め界磁制御をするモータ制御装置に関する。

モータは速度に応じて誘起電圧が増加し、電源に対して電圧指令が飽和するとトルクが発生できず速度が上がらなくなるが、ｄ軸電流指令を減じるようにすることでとトルク発生を可能とし、速度制御範囲を拡大することができる。誘導電動機の場合は、通常領域では磁束指令に従ったｄ軸電流とし、電圧飽和にかかるとｄ軸電流を下げる。永久磁石表面貼付型同期電動機（ＳＰＭＳＭ）では、通常はｄ軸電流を０とし、電圧飽和領域で負のｄ軸電流を流す。永久磁石埋込型同期電動機（ＩＰＭＳＭ）では、通常領域では高効率運転のために負のｄ軸電流を流すが、電圧飽和領域ではこれに負の電流を加算するようにしている。
ここで、弱め界磁制御の原理について説明する。誘導電動機や巻線界磁形同期電動機では、界磁電流指令により磁束を制御することができる。一方、永久磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ、ＩＰＭＳＭ）では界磁磁束を直接制御できないが、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電気子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させることができ、弱め界磁制御が可能となる。厳密には界磁を制御するのではないため、弱め磁束制御と呼ぶ場合もある。
以下は同期電動機を例にとり、説明する。同期電動機をｄｑ座標系で表した電圧電流方程式は以下のようになる。

ただし、ｐ：微分演算子
Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ：ｄ、ｑ軸電流
Ｖ_ｄ、 Ｖ_ｑ：ｄ、ｑ軸電圧
ω：モータの電気角速度
Ｒ：電気子抵抗
Ｌ_ｄ、 Ｌ_ｑ：ｄ、ｑ軸インダクタンス
Φ：電気子鎖交磁束
また、トルクは以下の式のようになる。

ただし、Ｋ_Ｔ：トルク定数、Ｐ：極対数

（１）式より、全鎖交磁束Φ_ｏによる誘起電圧Ｖ_ｏは、Ｒ ＋ ｐＬ_ｘ の項を０として、

となる。これより誘起電圧とｄｑ軸電流との関係は、

（４）式で回転数ωが一定とすると、左辺第１項目でＩ_ｄ ＞−Φ／Ｌ_ｄ の範囲でＩ_ｄを負の方向に絶対値を大きくすると誘起電圧を下げられることが分かる。
一方、３相ＰＷＭインバータ（PWM生成部＋パワー変換回路をPWMインバータと呼ぶ）による出力には限界がある。パワー変換回路のＤＣ母線電圧をＶ_ＤＣとすると、各相の出力が正弦波である場合、正弦波の最大値が出力可能な最大電圧（±Ｖ_ＤＣ ／２）を超えると、超えた分だけ電圧が出せなくなる。一方、出力電圧に出力周波数の３次高調波成分を重畳すると、Ｖ_ＤＣと相間電圧の最大値とが一致するとき、つまり電圧実行値が以下の式となるときに歪みなく出力できる最大の電圧となる。

正弦波の最大値が最大電圧と一致するときの変調率を１とすると、３次高調波成分を重畳した場合の変調率は２／(√３)となる。これより変調率Ｍ_Ｉ は電圧を実効値で取り扱う場合、以下のようにして求められる。

ただし、過変調補正を加えることによって、全ての相がＯＮまたはＯＦＦとなる６ステップまで出力が可能となり、この時の変調率は約１．２７（＝４／π）となる。弱め界磁制御を演算する際の最大電圧はこれらの値を基にして決定する。

従来の弱め界磁制御は、（４）式の誘起電圧Ｖ_ｏを最大値Ｖ_ｏｍａｘに設定し、（２）式との連立方程式を解くことによりＩ_ｄ 、Ｉ_ｑを決定していた。ただし、Ｖ_ｏｍａｘは、最大電圧Ｖｍａｘから最大電流 Ｉ_ｍａｘ 時の抵抗損失分ＲＩ_ｍａｘを減算して求めることができる。またマイコンにより制御する場合は、ＣＰＵ負荷率の関係から連立方程式をリアルタイムで解くことは困難なため、あらかじめ速度とトルクに応じて（２）式（４）式の連立方程式の解を計算してテーブル化しておき、制御演算時に速度とトルクによりテーブルからＩ_ｄ 、Ｉ_ｑを決定していた（例えば、非特許文献１参照）。
しかし、この方法ではモータ定数設定値が実際と異なる場合に電圧を正しく制限できないという問題点があるため、一般的なモータ制御装置においてはＶ_１と設定した最大電圧Ｖ_ｍａｘとを比較してＩ制御またはＰＩ制御を施してｄ軸電流指令を補正することにより、出力電圧を最大電圧に一致するように制御している。これを式で表すと（７）式のようになる。

ただし、Ｋ_Ｐ：比例ゲイン、Ｋ_Ｉ：積分ゲイン
ここで、右辺の電圧誤差を速度で除算（１／ω）しているのは、（４）式からもわかるように、電圧を磁束の次元に変換するためである。ｄ軸電流と磁束変化とは比例関係にあるので、このようにすることで制御応答を回転数によらずに一定にすることができる（例えば、非特許文献２参照）。
あるいは、最大電圧Ｖ_ｍａｘとｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊とから

を求め、これとｑ軸電圧指令との差をとってＰＩ制御することによりｄ軸電流指令を補正する方法もある（例えば、特許文献１参照）。
また、電圧指令を使わない方法として、電力変換手段に電圧飽和を検出する手段を設けて電圧飽和になったかどうかを判断し、電圧飽和を検出したときに負の固定値、検出しない場合に正の固定値を積分することによりｄ軸電流指令を補正する方法がある（例えば、特許文献２参照）。
また、電力変換器の出力電圧が飽和した場合に、ｑ軸電圧指令値と電流検出の偏差で、制御の基準軸とモータの基準軸との偏差である位相誤差の指令値を演算し、この位相誤差の指令値を用いて電力変換器の出力電圧指令値を修正して、高精度・高応答なトルク制御を実現する方法がある（例えば、特許文献３参照）。
武田洋次・松井信行・森本茂雄・本田幸夫著「埋込磁石同期モータの設計と制御」オーム社、平成１３年１０月２５日、ｐ．２６−２７ Ｂｏｎ−Ｈｏ Ｂａｅ、 Ｎｉｔｉｎ Ｐａｔｅｌ、 Ｓｔｅｖｅｎ Ｓｃｈｕｌｚ、 Ｓｅｕｎｇ−Ｋｉ Ｓｕｌ著「Ｎｅｗ Ｆｉｅｌｄ Ｗｅａｋｅｎｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｓａｌｉｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ」、２００３ ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００３年１０月１３日 特開２００６−２５４５７２号公報（第６−７頁、図１） 特開２００３−２０９９９６号公報（第４−６頁、図１） 特開２００７−２５２０５２号公報（第４−７頁、図１）

従来のモータ制御装置の弱め界磁制御は、あらかじめ最大電圧を設定し、電圧指令がこれに一致するようにｄ軸電流指令を補正するようになっているため、バッテリなどパワー変換回路のＤＣ母線電圧Ｖ_ＤＣが変動するような場合に、ＰＷＭインバータが出力可能な最大の電圧と設定した最大電圧とが異なり十分に機能しなくなる場合があった。つまり、設定した最大電圧に対し、ＤＣ母線電圧Ｖ_ＤＣが下がると電圧が飽和してトルクを発生できなくなって速度が上がらなくなり、逆にＶ_ＤＣが想定した電圧よりも高くなると電圧に余裕があるにも関わらず、電流を流すことになるため、効率が悪いという問題点があった。また、最大電圧との偏差に基づいて演算されるため、設定する最大電圧はＰＷＭインバータが出力可能な最大電圧よりも低い必要があり、ＤＣ母線電圧の変動がなくても電圧利用率が悪く、効率が悪いという問題点があった。
また、電圧飽和を検出する方法では、回転数や電源電圧変動によって弱め界磁制御の応答性が変化するという問題点があった。
また、電圧飽和時に位相誤差指令値を用いた方法では、制御の切換が必要で複雑な処理を必要とし、永久磁石表面貼付型同期電動機（ＳＰＭＳＭ）などリラクタンストルクを利用しない電動機を前提としているため、リラクタンスを利用する電動機への適用が困難であるという問題点があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、パワー変換回路のＤＣ母線電圧が変動する場合でも、常に最大電圧で運転し高効率化したモータ制御装置とその制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一の観点によれば、モータの磁極位置を基準としたｄｑ座標系で、トルク指令に基づき得られたｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令が、それぞれ前記モータのｄ軸電流及びｑ軸電流に一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算する電流制御部と、前記ｄｑ軸電圧指令に基づき前記モータを駆動するパワー変換回路と、前記ｄｑ軸電圧指令と前記パワー変換回路のＤＣ母線電圧とに基づいて第1変調率指令MI、出力位相θ _ｏ と、モータ出力相毎の値として備えた第1変調波指令（Mu,Mv,Mw）との少なくともどちらか１つの指令を求める変調波指令演算部と、前記第1変調率指令又は前記第1変調波指令を用いて第２変調波指令(PWMu,PWMv,PWMw)を求める変調波指令制限部と、前記第２変調波指令とＰＷＭキャリア信号とに基づいてＰＷＭパターンを生成するＰＷＭ生成部と、前記第1変調率指令又は前記第1変調波指令と制限値から変調率飽和度ΔMIを求める変調率飽和度演算部と、前記変調率飽和度に基づいて前記ｄ軸電流指令を補正する弱め界磁制御部と、を備えるモータ制御装置が適用される。
さらに、前記変調波指令制限部は、前記第1変調波指令をモータ出力相毎に前記ＰＷＭキャリア信号の最大値と最小値の間となるように制限して前記第２変調波指令を求め、前記変調率飽和度演算部は、前記第１変調波指令と、前記最大値及び最小値を用いて変調波差分値（ΔMu,ΔMv,ΔMw）を求め、該変調波差分値を合成して前記変調率飽和度を求めるモータ制御装置が適用される。

さらに、前記変調波指令制限部は、前記第１変調率指令を予め設定された変調率制限値で制限して第２変調率指令MI’を求め、さらに、該第２変調率指令と前記出力位相とに基づいて前記第２変調波指令を求め、前記変調率飽和度演算部は、前記第1変調率指令と前記変調率制限値との差分値に基づいて前記変調率飽和度を求めるモータ制御装置が適用される。
さらに、前記変調波指令制限部は、前記第１変調波指令又は前記第２変調率指令に過変調補正を行う過変調補正部を備えるモータ制御装置が適用される。
さらに、前記過変調補正部は、前記第２変調率指令と実際の変調率Ｍ _ｏ の関係の逆関数を用いて補正するモータ制御装置が適用される。
さらに、前記過変調補正部は、前記第２変調波指令にオフセット値を加算するモータ制御装置が適用される。

さらに、前記弱め界磁制御部は、前記変調率飽和度に基づいて、少なくとも積分演算を含む制御演算を行ってｄ軸電流補正量を求め、前記ｄ軸電流指令を補正するモータ制御装置が適用される。
さらに、前記補正されたｄ軸電流指令と、予め設定された出力可能な最大電流値とに基づいて、前記ｑ軸電流指令を制限するｑ軸電流制限部を備えるモータ制御装置が適用される。
さらに、前記第１変調波指令、前記第２変調波指令、及び前記ＤＣ母線電圧に基づいて、ｄｑ軸電圧偏差量を求めるｄｑ軸電圧変換部を備え、前記電流制御部は、前記ｄｑ軸電圧偏差量に基づいて積分動作の停止又は積分値の補正を行うモータ制御装置が適用される。

また、本発明の他の観点によれば、モータの磁極位置を基準としたｄｑ座標系で、トルク指令に基づき得られたｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を演算する工程と、該ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令が、それぞれ前記モータのｄ軸電流及びｑ軸電流に一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算する工程と、前記ｄｑ軸電圧指令に基づき前記モータを駆動する工程と、前記ｄｑ軸電圧指令と前記パワー変換回路のＤＣ母線電圧とに基づいて第1変調率指令MI、出力位相θ _ｏ と、モータ出力相毎の値として備えた第1変調波指令（Mu,Mv,Mw）との少なくともどちらか１つの指令を求める工程と、前記第1変調率指令又は前記第1変調波指令を用いて第２変調波指令(PWMu,PWMv,PWMw)を求める工程と、前記第２変調波指令とＰＷＭキャリア信号とに基づいてＰＷＭパターンを生成する工程と、前記第1変調率指令又は前記第1変調波指令と制限値から変調率飽和度ΔMIを求める工程と、前記変調率飽和度に基づいて前記ｄ軸電流指令を補正する工程と、を備えるモータ制御装置の制御方法が適用される。

請求項１に記載の発明によると、出力する変調波の制限の状態に応じてｄ軸電流を補正するため、電圧飽和時に常に出力可能な最大電圧で適切な弱め界磁制御ができ、ｄ軸電流を最適にして高効率に運転するモータ制御装置を提供できる。
また、請求項２に記載の発明によると、一般的なモータ制御装置に搭載されるモータ出力相毎の変調波指令の制限機能を利用して変調率飽和度を求めるため、容易に既存のシステムに組み込むことができる。
また、請求項３に記載の発明によると、変調率指令と変調率の制限値とを比較するため、演算負荷を減らした弱め界磁制御機能を提供できる。
また、請求項４に記載の発明によると、変調率指令と変調率の制限値とを比較し、位相演算をすることなしに第２変調波指令を演算できるため、演算負荷を減らした弱め界磁制御機能を提供できる。
また、請求項５に記載の発明によると、請求項３または請求項４に記載の発明に対し、過変調の領域で変調率指令と実際の変調率とを一致させることができ、弱め界磁制御の応答性を改善することができる。
また、請求項６に記載の発明によると、弱め界磁制御をＩまたはＰＩ演算することで確実に磁束を制御することができる。
また、請求項７に記載の発明によると、電流が最大電流を超えないようにするため、ＤＣ母線電圧の変動に応じて適切に電流を制限でき、主回路の発熱による破壊を防止することができる。
また、請求項８に記載の発明によると、電圧飽和時に余分な積分動作をしなくなるため、変調率飽和度を適切に算出することができる。
また、請求項９及至１６に記載の発明によると、変調波指令とその制限値との差分に基づいてｄ軸電流を補正するため、常に出力可能な最大電圧を維持しながら適切な弱め界磁制御を行うことができ、電圧利用率を改善して従来よりも少ない界磁弱め電流でモータを高効率に運転することができるモータ制御装置の制御方法を提供できる。

本発明の第１実施例を示す制御ブロック図 本発明の第１実施例の変調波指令演算部と変調波指令制限部と変調率飽和度演算部を示す制御ブロック図 本発明の第１実施例の弱め界磁制御部を示す制御ブロック図 第２実施例の変調波指令演算部と変調波指令制限部と変調率飽和度演算部を示す制御ブロック図 第３実施例の変調波指令演算部と変調波指令制限部と変調率飽和度演算部を示す制御ブロック図 第４実施例の変調波指令制限部を示す制御ブロック図 変調率指令と実際の変調率の関係を示す図 第５実施例を示す制御ブロック図 第６実施例のｄｑ軸電圧偏差演算部を示す制御ブロック図 本発明の制御方法を示すフローチャート

符号の説明

１ ｄ軸電流指令演算部
２ ｑ軸電流指令演算部
３ 電流制御部
４ 弱め界磁制御部
５ 変調波指令演算部
６ ＰＷＭ生成部
７ パワー変換回路部
８ モータ
９ ｄｑ変換部
１０ 電流検出部
１１ 位置検出部
１２ 速度検出部
１３ 変調波指令制限部
１４ 変調率飽和度演算部
１５ 弱め界磁制御部
２１ ベクトル合成部
３１ ＰＩ制御部
３２ 除算器
３３ フィルタ
３４ リミッタ
４１ 変調率制限部
４２ ３相変換部
５１ ｄｑ変調波指令演算部
６１ 過変調補正部
７ａ 変調率指令理想値
７ｂ ＤＰＷＭ変調方式
７ｃ ＳＶＰＷＭ変調方式
７ｄ ＳＰＷＭ変調方式
８１ ｑ軸電流制限部
９１ ｄｑ軸電圧変換部
９２ 減算器

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本発明のモータ制御装置を３相永久磁石内蔵型同期電動機（ＩＰＭＳＭ）に適用した場合の実施例を示す制御ブロック図である。
ｄ軸電流指令演算部１はトルク指令Ｔ ^＊を入力しモータの特性に応じて最適なｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊を演算する。ｑ軸電流指令演算部２は、トルク指令Ｔ ^＊とｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊を入力し、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑ ^＊を演算する。ｄ軸電流指令演算部とｑ軸電流指令演算部により電流指令演算部を構成している。電流制御部３は、ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流検出値を入力し、ｄｑ軸電流検出値がｄｑ軸電流指令に一致するように電圧指令を求める。電流制御は一般的にｄｑ軸個別のＰＩ制御と電圧ＦＦ補償により構成される。電圧ＦＦ補償は、（１）式に従い速度や電流などから、主にｄｑ軸の干渉項と逆起電圧を演算して求め、これを電流制御出力に加算することでｄｑ軸電圧指令（Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊）が得られる。変調波指令演算部５は、ｄｑ軸電圧指令とパワー変換回路のＤＣ母線電圧から変調率およびＰＷＭに設定する各相の第１変調波指令を求める。変調波指令制限部１３は、変調波指令を実際に出力可能な範囲に制限してＰＷＭ生成部６に出力する。従来例には示していないが変調波指令の制限は従来より一般的に行われている。また変調波指令演算部５または変調波指令制限部１３では、パワー変換回路のスイッチング素子や還流ダイオードの電圧損失分の補償およびＰＷＭのデッドタイムによる電圧誤差の補償などを行う場合もある。

ＰＷＭ生成部６は設定された変調波指令に従ってパワー変換回路部７のスイッチング素子のスイッチング指令を生成し、パワー変換回路部７はスイッチングによりＤＣ電圧を交流に変換してモータ８に電力を供給する。ｄｑ変換部９は、電流検出部１０により検出した各相電流値、例えば（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を位置検出部１１により検出したモータ磁極位置θとｄｑ軸変換公式によってｄｑ軸電流値（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）に変換する。
変調率飽和度演算部１４は、変調波指令演算部５により求めた第１変調波指令と変調波指令制限部１３で使用した変調波制限値とから変調率飽和度ΔＭを演算する。弱め界磁制御部４は、変調率飽和度ΔＭによりｄ軸電流指令の補正量ΔＩ_ｄを求める。本発明が従来技術と異なる部分は、変調波飽和度演算部１４を加え、弱め界磁制御部４の入力信号として変調率飽和度を入力するようにしたことである。
以下に各ブロックの詳細について説明する。
ｄ軸電流電流指令演算部１は、例えばトルク指令に対して電流が最小、つまり銅損が最小となるＩ_ｄ ^＊ を演算、あるいは鉄損まで考慮して効率が最大となるように演算するなどの方法がある。銅損を最小化する方法では、電流値に対してトルクが最大となる位相をβとし、ｄｑ軸電流を

とすると、これを（２）式に代入して両辺をＩ_ａ ^＊ で偏微分することにより、銅損最小となる位相βが以下のように求められる。

これにＩ_ａ ^＊を掛けることによりＩ_ｄ ^＊ が求められる。ただしこの方法では、あらかじめＩ_ａ ^＊とトルクの関係を求めておく必要がある。（１０）式やトルクと電流との関係を制御中に演算するのはＣＰＵへの負荷が高くなるため、近似式を用いたり、あるいはあらかじめ計算しておいたテーブルを参照したりすることにより、演算時間の短縮を図る方法もある。尚、ＳＰＭＳＭでは、Ｌ_ｄ ＝Ｌ_ｑ なので、Ｉ_ｄ ^＊ ＝ ０ となる。
ｑ軸電流指令演算部２は、上記により得られたｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊と界磁弱め制御部１０により得られたｄ軸電流補正量ΔＩ_ｄとを加算したｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊´を入力し、（２）式のトルク特性式に基づき以下のようにしてｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を求める。

変調波指令演算部５では、ｄｑ軸電圧指令から変調率への変換を行う。変換方法は、正弦波による変調指令で歪みなく出力できる（正弦波の最大値がＤＣ母線電圧の最大値と一致する）場合の変調率を１と定義した場合、（６）式に示したように、電圧ベクトルの大きさＶ_１を求め、パワー変換回路のＤＣ母線電圧検出値Ｖ_ＤＣを用いて、

とすることにより求める。ＰＷＭのパルスの振幅はＶ_ＤＣに依存するため、モータ制御装置が発生可能な電圧はＶ_ＤＣによって変化することがわかる。
一般的なモータ制御装置では、規定の電圧を設定して、電圧指令を規定電圧との比で表す場合がある。例えば２００Ｖ級のモータ制御装置では、２００Ｖを基準として電圧指令を演算している。これは電源入力が規定通りである場合は、電圧指令と変調率が一致するので変調率を計算する必要がなくなり演算を簡略化できるメリットがあるためである。しかし、電源電圧が変動すれば、電圧指令と実際に出力される電圧とが異なることになり、電流制御の応答が設定と異なり、電圧指令を用いたモータ状態推定器などを利用するような用途、例えば速度センサレス制御などでは、正しく推定することが困難になる。そのため、ＤＣ母線電圧から変調率を求めることが望ましい。規定電圧基準のｄｑ軸電圧指令をＶ_ｄ％、Ｖ_ｑ％、規定電圧をＶ_ｒａｔｅとすると、以下のようにして変調率を計算する。

求めた変調率は、実際に出力が可能な範囲で制限するが、制限するにはいくつか方法がある。まず３相の変調波指令を求めた後でＰＷＭキャリア信号の最大と最小値とで制限する方法について、図２を用いて説明する。
図１の変調波指令演算部では図２に示したように変調率指令Ｍ_Ｉと電圧位相を求めた後にＵＶＷの３相の変調波指令（Ｍ_Ｕ、 Ｍ_Ｖ、 Ｍ_Ｗ）を求める。３相の変調波指令（Ｍ_Ｕ、 Ｍ_Ｖ、 Ｍ_Ｗ）に変換する方法としては、三角波比較ＰＷＭ方式や空間ベクトル方式がある。三角波比較方式の場合、磁極位置をθと電圧位相をθ_Ｖとすると例えば以下のようにして求める。

ｃｏｓ３θ_ｏの項は３次高調波の項で、これを加えることにより、電源電圧を最大限利用できるようになる。３次高調波を重畳する方法や重畳する波形、および３相への変換方式には、この他にも様々な方式がある。
３相の指令が求められた後、これをＰＷＭキャリア信号の最大と最小値の間となるように変調波指令制限部１３により制限して変調波指令（ＰＷＭ_Ｕ、 ＰＷＭ_Ｖ、 ＰＷＭ_Ｗ）を求める。ベクトルとして表現すると、図２に示したように６角形の内側に制限することになる。１つの相に対して制限値は最大と最小の２通りの制限値が存在する。変調率飽和度演算部１４では、制限値と変調波指令とを比較する際に、図示していないが、最も近いほうの制限値を選択して差分値（ΔＭ_Ｕ、ΔＭ_Ｖ、ΔＭ_Ｗ）を求める。これをベクトル合成部２１でベクトル合成することにより、変調率飽和度ΔＭを求める。ベクトル合成は例えば次のようにする。まず３相２相変換公式により２相に変換した後、２乗平方根を演算することにより求める。

弱め界磁制御部４では、変調率飽和度ΔＭ を入力しｄ軸電流指令の補正量ΔＩ_ｄを求める。図３に弱め界磁制御部４のブロック図を示す。変調率飽和度ΔＭ にフィルタ３３を通した後に除算器３２により回転速度ωで除算し、この結果にＰＩ制御部３１によりＰＩ制御演算を施してｄ軸電流補正量ΔＩ_ｄを求めている。リミッタ３４は界磁を弱める方向のみ補正するため、ｄ軸電流補正量が正の値となったときに０で制限するものである。フィルタ３３は、変調率が大きくなり過変調領域（出力される変調率が２／（√３）以上）あるいは６ステップ（出力される変調率が約４／π）で運転する場合に変調波に含まれる高周波成分を除去するためのもので、例えば一次遅れフィルタを使用する。フィルタ３３およびリミッタ３４を除けば、図３の制御演算は以下のようになる。

ここで、Ｋ_ｐ、Ｋ_ｉはそれぞれ比例積分ゲインで、Ｓはラプラス演算子である。
このようにすることで、常に最大の変調率で出力しながら適切に弱め界磁制御を行うことができ、結果として弱め界磁電流ΔＩ_ｄ が従来よりも小さく抑えられるため、効率が改善する。
尚、弱め界磁制御はモータの電流を調整することにより、電圧を制御するものであるため、応答特性は電圧と電流の関係から求められる。そのため、（１６）式では変調率を用いているため、ＤＣ母線電圧の変動により応答が変わる場合がある。その影響が大きい場合、ＤＣ母線電圧Ｖ_ＤＣを用いてＰＩ制御ゲインを修正する。ゲインが規定電圧Ｖ_ｒａｔｅを基準に決められているとすると、以下のようにして修正する。

これはつまり変調率を電圧の単位に変換しているものと等価である。このようにゲインを修正することにより、電源電圧の変動に影響されない応答特性を実現することができる。

図４は第２の実施例を示す変調波指令演算部５と変調波指令制限部１３と変調率飽和度演算部のブロック図である。変調波指令演算部５はｄｑ軸電圧指令から変調率Ｍ_Ｉと出力位相θ_ｏを求める点は実施例１で説明した図２と同様である。異なるのは、変調率指令Ｍ_Ｉと出力位相θ_ｏを第１変調波指令とし、変調波指令制限部１３では、変調率制限部４１により変調率指令Ｍ_Ｉを変調率制限値Ｍ_{ｌｉｍｉｔ}で制限して第２変調率指令Ｍ’_Ｉを求め、第２変調率指令Ｍ’_Ｉと出力位相θ_ｏを用いて３相変換部４２で例えば（１４）式と同様に次のようにして３相の第２変調波指令を求める点である。

変調波の求め方は、実施例１で説明したように、この他にも様々な方法があり、どのような方法を用いてもかまわない点は同様である。
変調率飽和度演算部１４は第１変調率指令値Ｍ_Ｉと変調率制限値Ｍ_{ｌｉｍｉｔ}との差分値から、変調率飽和度ΔＭを求める。実施例１と比較して変調率飽和度の演算が簡略化され、過変調領域（変調率が２／（√３）を超える領域）における変調率飽和量に含まれる歪み成分が減少するという効果がある。

図５は第３の実施例を示す変調波指令演算部５と変調波指令制限部１３と変調率飽和度演算部のブロック図である。変調波指令演算部５はｄｑ軸電圧指令から変調率Ｍ_Ｉをもとめ、ｄｑ軸電圧指令と変調率Ｍ_Ｉを第１変調波指令としている。変調波指令制限部１３では、変調率Ｍ_Ｉを変調率制限値Ｍ_{ｌｉｍｉｔ}で制限してＭ´_Ｉを求め、ｄｑ変調波指令演算部５１でＭ´_Ｉとｄｑ軸電圧指令とからｄｑ軸における変調波指令Ｍ_ｄ、Ｍ_ｑを以下のようにして求める。

（１９）式でＶ_１はＭ_Ｉを演算する際に求めたものと同じものを使用することにより演算を簡略することができる。ｄｑ軸における変調波指令（Ｍ_ｄ、 Ｍ_ｑ）をモータ出力相の変調波指令（Ｍ_Ｕ、 Ｍ_Ｖ、 Ｍ_Ｗ）に変換するには例えば以下のようにする。

Ｍ_Ｗは、Ｍ_Ｗ＝−Ｍ_Ｕ − Ｍ_Ｖとしても同様の結果が得られる。しかし、この方式では正弦波出力となるので、変調率が１を超えると出力電圧が歪む。これを補正する方式として、空間ベクトル方式の出力となるように補正する方法や、３相の最大値または最小値が各相の出力の制限値を越えないように各相に同じ値を加算するなどの方式が提案されており、それらの方法を使用することにより、変調率２／（√３）まで歪みなく出力することができる。
本実施例は実施例２と比較するとｔａｎ^−１の演算を行う必要がないため、演算時間を短縮することができる。

図６は第４の実施例を示す変調波指令制限部１３のブロック図である。図６のブロック図は、図４のブロック図の変調波指令制限部に過変調補正部６１を加えたものである。
変調率と実際の変調率との関係を図７に示す。図７において、７ａは変調率指令理想値、７ｂはＤＰＷＭ変調方式の場合、７ｃはＳＶＰＷＭ変調方式の場合、７ｄはＳＰＷＭ変調方式の場合の関係を示している。変調方式により変調率指令Ｍ´_Ｉと実際の変調率Ｍ_ｏの関係は異なっているが、ＳＰＷＭ変調方式７ｄでは変調率指令１以上、ＤＰＷＭ変調方式７ｂ、ＳＶＰＷＭ変調方式７ｃでは２／（√３）以上の領域で、変調率が大きくなると実際の変調率が小さくなっている。この現象は出力が歪むために生じるものである。このような場合、変調率飽和度が過度に大きくなり、弱め界磁制御部４の応答が悪くなるという問題点が発生する。
変調率指令Ｍ’_Ｉと実際の変調率Ｍ_ｏの関係を一般化すると以下のように表せる。

（２１）式のＧ （ ）の逆関数Ｇ ^−１（ ）を定義し、変調率指令Ｍ’_Ｉが入力された時に、

として変調率指令を補正することにより変調率指令Ｍ’_Ｉと実際の変調率Ｍ_ｏを一致させることができる。また、逆関数をテーブル化することで、演算を簡略化することもできる。
この他の方法として、３相の変調波指令に対しオフセットを加算する方法もある。オフセット値と変調率調整量との関係をＧ_２（ ）とし、

これにより変調率指令と実際の変調波を一致させることができる。これも同様にオフセット量をテーブルとして持たせることで演算を簡略化することができる。
ただし、これら過変調補正を行う場合の変調率制限値は４／π以下にしなければならない。
これにより、変調率指令と実際に出力される変調率が一致し、弱め界磁制御部４の応答も損なうことなく適切な弱め界磁制御が可能となる。

図８に実施例５における制御ブロック図を示す。図８は図１の構成に対して、ｑ軸電流指令演算部２の出力に対し、電流制限値Ｉ_ｍａｘとｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊´を用いて制限するｑ軸電流指令制限部８１を追加したものである。モータ制御装置に使用されるパワー変換回路素子などによる発熱のため、通常は電流に制限を設けている。弱め界磁制御を行う場合、電圧がｄ軸電流により決まり、これを元にｑ軸電流を制限する必要がある。制限値は以下の式により求めることにより、ｄｑ軸電流の合成電流を電流制限値Ｉ_ｍａｘに制限することができる。

これにより、発生トルクは制限されるが、電流超過による回路破壊等を確実に防止することができる。

図９に実施例６の電圧偏差量演算部の制御ブロック図を示す。図９は図２の実施例に電圧偏差量演算部を追加した例である。減算器９２により第１変調波指令（Ｍ_Ｕ、 Ｍ_Ｖ、 Ｍ_Ｗ）と制限後の第２変調波指令（ＰＷＭ_Ｕ、 ＰＷＭ_Ｖ、 ＰＷＭ_Ｗ）の差分値を求め、これをｄｑ軸電圧変換部９１によりｄｑ軸電圧指令偏差量（ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊）を求めている。ｄｑ軸電圧変換部９１では、ＤＣ母線電圧Ｖ_ＤＣを用いて変調波の差分値を電圧の差分値に変換し、これを磁極位置θによりｄｑ変換してｄｑ軸電圧指令偏差量（ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊）を求める。図９では３相の変調波指令を用いているが、図４や図５における変調率指令Ｍ_Ｉと制限後の変調率指令Ｍ’_Ｉの差分値と磁極位置θとからも同様にしてｄｑ軸電圧偏差量を求めることができる。
変調波指令制限部１３において第１変調波指令が制限値以下となる場合は、第１変調波指令と第２変調波指令は同じためｄｑ軸電圧偏差量は０となり、第１変調波指令が制限値を越えた場合にｄｑ軸における指令電圧の超過量が得られる。
ｄｑ軸電圧偏差量が０でない場合に単純に積分動作を停止すると余分な積分動作を防ぐことができる。またｄｑ軸電圧偏差量にゲインを乗じて符号を反転し電流制御部３の積分器に入力することにより余分な積分動作を更に効果的に防ぐことができる。これらの手法はアンチワインドアップ制御と呼ばれるもので、飽和状態から開放されたときに余分な積分によるオーバーシュートの発生を防ぐ効果があるもので、これらの他にもいくつか提案されている。これを図１や図９の弱め界磁制御ブロックに適用した場合、ｄｑ軸電圧指令が過分に大きくなることを防ぐことができるため、ｄｑ軸電圧指令から得られる第１変調波指令も大きくなり過ぎることがなくなり、その結果、弱め界磁制御の応答を改善することができる。

図１０は、本発明のモータ制御装置の制御方法を示すフローチャートである。ステップＳＴ１でトルク指令に基づきｄ軸電流指令を演算し、ステップＳＴ２で変調率飽和度に基づきｄ軸電流を補正し、ステップＳＴ３でトルク指令とｄ軸電流指令に基づいてｑ軸電流指令を演算する。次にステップＳＴ４でモータ電流検出値からｄｑ軸電流値を演算し、ステップＳＴ５でｄｑ軸電流値がｄｑ軸電流指令と一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算し、ステップＳＴ６でｄｑ軸電圧指令とパワー変換回路のＤＣ母線電圧に基づいて第１変調波指令を演算する。次にステップＳＴ７で第１変調波指令を設定した制限値で制限して第２変調波指令を演算し、ステップＳＴ８で第１変調波指令と制限値との差分値とから変調率飽和度を演算し、ステップＳＴ９で第２変調波指令に基づいてＰＷＭパターンを生成し、ステップＳＴ１０でＰＷＭパターンに基づきパワー変換回路を駆動する。各ステップの順序はこの限りではない。

実施例では永久磁石内蔵型同期電動機（ＩＰＭＳＭ）の例を示したが、永久磁石表面貼付型同期電動機（ＳＰＭＳＭ）でもトルクと電流指令の関係が異なるのみであるため、そのまま適用することにより、従来と比較して出力電圧飽和時の界磁弱め制御による電流を抑制でき高効率に運転できる。また、ベクトル制御を行う誘導電動機の磁束制御として本方式を適用して界磁電流を制御することによって、電圧利用率が改善され、従来よりも大きなトルクが得られるという効果もある。

Claims (11)

1. モータの磁極位置を基準としたｄｑ座標系で、トルク指令に基づき得られたｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令が、それぞれ前記モータのｄ軸電流及びｑ軸電流に一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算する電流制御部と、
   前記ｄｑ軸電圧指令に基づき前記モータを駆動するパワー変換回路と、
   前記ｄｑ軸電圧指令と前記パワー変換回路のＤＣ母線電圧とに基づいてモータ出力相毎の第１変調波指令（Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）を求める変調波指令演算部と、
   前記第１変調波指令をＰＷＭキャリア信号の最大値と最小値の間になるように制限して第２変調波指令(ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗ)を求める変調波指令制限部と、
   前記第２変調波指令と前記ＰＷＭキャリア信号とに基づいてＰＷＭパターンを生成するＰＷＭ生成部と、
   前記第１変調波指令と前記最大値及び最小値とに基づいて変調率飽和度（ΔＭ_I ）を求める変調率飽和度演算部と、
   前記変調率飽和度に基づいて前記ｄ軸電流指令を補正する弱め界磁制御部と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. モータの磁極位置を基準としたｄｑ座標系で、トルク指令に基づき得られたｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令が、それぞれ前記モータのｄ軸電流及びｑ軸電流に一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算する電流制御部と、
   前記ｄｑ軸電圧指令に基づき前記モータを駆動するパワー変換回路と、
   前記ｄｑ軸電圧指令と前記パワー変換回路のＤＣ母線電圧とに基づいて第１変調率指令(Ｍ _I ）を求める変調波指令演算部と、
   前記第１変調率指令を予め設定された変調率制限値(Ｍ _Iimit ）により制限して求めた第２変調率指令(Ｍ’ _I ）に基づいて第２変調波指令(ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗ)を求める変調波指令制限部と、
   前記第２変調波指令とＰＷＭキャリア信号とに基づいてＰＷＭパターンを生成するＰＷＭ生成部と、
   前記第１変調率指令と前記変調率制限値との差分値に基づいて変調率飽和度（ΔＭ _I ）を求める変調率飽和度演算部と、
   前記変調率飽和度に基づいて前記ｄ軸電流指令を補正する弱め界磁制御部と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記変調率飽和度演算部は、前記第１変調波指令と、前記最大値及び最小値とを用いて変調波差分値（ΔＭｕ，ΔＭｖ，ΔＭｗ）を求め、該変調波差分値を合成して前記変調率飽和度を求めることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記変調波指令制限部は、前記ｄｑ軸電圧指令の位相にモータ磁束方向を示す位相を加算して求めた出力電圧位相と前記第２変調率指令とに基づいて前記第２変調波指令を求めることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記変調波指令制限部は、前記第１変調波指令に過変調補正を行う過変調補正部を備えることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 前記変調波指令制限部は、前記第２変調率指令に過変調補正を行う過変調補正部を備えることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
7. 前記過変調補正部は、前記第２変調率指令と実際の変調率Ｍｏの関係の逆関数を用いて補正することを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記過変調補正部は、前記第１変調波指令にオフセット値を加算することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
9. 前記第１変調波指令、前記第２変調波指令、及び前記ＤＣ母線電圧に基づいて、ｄｑ軸電圧偏差量を求めるｄｑ軸電圧変換部を備え、
   前記電流制御部は、前記ｄｑ軸電圧偏差量に基づいて積分動作の停止又は積分値の補正を行うことを特徴とする請求項１、３、５、８のいずれか一つに記載のモータ制御装置。
10. モータの磁極位置を基準としたｄｑ座標系で、トルク指令に基づき得られたｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を演算する工程と、
    該ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令が、それぞれ前記モータのｄ軸電流及びｑ軸電流に一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算する工程と、
    前記ｄｑ軸電圧指令に基づきパワー変換回路により前記モータを駆動する工程と、
    前記ｄｑ軸電圧指令と前記パワー変換回路のＤＣ母線電圧とに基づいてモータ出力相毎の第１変調波指令（Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）を求める工程と、
    前記第１変調波指令をＰＷＭキャリア信号の最大値と最小値の間になるように制限して第２変調波指令(ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗ)を求める工程と、
    前記第２変調波指令と前記ＰＷＭキャリア信号とに基づいてＰＷＭパターンを生成する工程と、
    前記第１変調波指令と前記最大値及び最小値とに基づいて変調率飽和度（ΔＭ_I ）を求める工程と、
    前記変調率飽和度に基づいて前記ｄ軸電流指令を補正する工程と、
    を含むことを特徴とするモータ制御装置の制御方法。
11. モータの磁極位置を基準としたｄｑ座標系で、トルク指令に基づき得られたｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を演算する工程と、
    該ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令が、それぞれ前記モータのｄ軸電流及びｑ軸電流に一致するようにｄｑ軸電圧指令を演算する工程と、
    前記ｄｑ軸電圧指令に基づきパワー変換回路により前記モータを駆動する工程と、
    前記ｄｑ軸電圧指令と前記パワー変換回路のＤＣ母線電圧とに基づいて第１変調率指令(Ｍ _I ）を求める工程と、
    前記第１変調率指令を予め設定された変調率制限値(Ｍ _Iimit ）により制限して求めた第２変調率指令(Ｍ’ _I ）に基づいて第２変調波指令(ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗ)を求める工程と、
    前記第２変調波指令とＰＷＭキャリア信号とに基づいてＰＷＭパターンを生成する工程と、
    前記第１変調率指令と前記変調率制限値との差分値に基づいて変調率飽和度（ΔＭ _I ）を求める工程と、
    前記変調率飽和度に基づいて前記ｄ軸電流指令を補正する工程と、
    を含むことを特徴とするモータ制御装置の制御方法。