JP6555186B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの駆動により交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、インバータの駆動によりパルス電圧を交流電動機に出力する制御装置において、インバータの駆動信号の生成方式を動作条件に応じて切り替える技術が知られている。
例えば、特許文献１に開示された回転機の制御装置では、電気角に同期した操作信号を生成する制御と、ＰＷＭ信号を生成する制御とを電圧利用率に応じて切り替える。なお、電圧利用率は、比例定数を乗じることにより「変調率」に読み替えられる。また、電気角に同期した操作信号は、変調率毎にマップデータとして記憶された、いわゆるパルスパターン信号である。
非特許文献１には、ＰＷＭ制御の搬送波周波数について、出力基本波周波数が高い領域（交流電動機の高回転領域）では同期変調とし、出力基本波周波数が低い領域（交流電動機の低回転領域）では非同期変調とすることが記載されている。

特許第５５１０４４４号公報

電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会（編）（平成１２年１１月３０日）「パワーエレクトロニクス回路」 pp.166-167.

非同期パルス信号によりインバータを駆動する非同期制御では、実パルスが安定しないため、相電流が乱れ、交流電動機のトルク振動や騒音が増大する。例えば、ハイブリッド車両の動力源として用いられるモータジェネレータの駆動システムでは、車両の振動や騒音が悪化するため商品性の低下につながるおそれがある。
一方、同期パルス信号によりインバータを駆動する同期制御では、電気角に対して実パルスが安定するため、車両の振動や騒音を低減することができる。しかし、低回転領域において制御性確保のために電気１周期のパルス数を増加させると、処理負荷が増加するという問題がある。
そのため、非同期制御領域と同期制御領域とを適切に区分することが求められる。

ところで、特許文献１の従来技術は、ＰＷＭ信号が電気角に同期しない非同期パルス信号であると想定すると、同期パルス信号による同期制御と、非同期パルス信号による非同期制御とを変調率に応じて切り替える技術である。この技術は、図１５（ａ）の回転数−変調率特性図、及び、図１５（ｂ）の回転数−トルク特性図のように表される。

非特許文献１の従来技術による回転数と搬送波周波数との関係を図１６（ａ）に示す。また、これに基づいて推定される回転数と電気１周期のパルス数との関係を図１６（ｂ）に示す。回転数が閾値Ｎｔｈ未満の非同期制御領域では、制御性確保のため、回転数Ｎが下がるほどパルス数ｎを増加させている。
なお、図１５、図１６中、回転数、回転数閾値、変調率及び変調率閾値の記号として、本実施形態の記号「Ｎ」、「Ｎｔｈ」、「ＭＲ」、「ＭＲｔｈ」を援用している。

特許文献１及び非特許文献１の知見を組み合わせると、図１５（ａ）に実線の楕円で示すように、高回転且つ高変調率領域（ＨＮＨＭ）では同期制御を採用し、低回転且つ低変調率領域（ＬＮＬＭ）では非同期制御を採用することが好ましいと考えられる。
しかし、これらの従来技術の知見からだけでは、二点鎖線の楕円で示す「低回転で高変調率の領域（ＬＮＨＭ）」、及び、「高回転で低変調率の領域（ＨＮＬＭ）」における制御モードをどのように設定するのが最適であるかを判断することはできない。

したがって、交流電動機の回転数及び変調率についての全領域で、振動や騒音の低減と処理負荷の増加抑制との両立を図るためには、特許文献１及び非特許文献１の従来技術とは別の技術的思想に基づく更なる検討が必要となる。
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、交流電動機の回転数及び変調率に応じて、振動や騒音の低減と処理負荷の増加抑制とを両立する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、インバータ（２０）と、制御器（４３）と、同期パルス生成回路（５０１、５０２）と、非同期パルス生成回路（６０）と、制御切替判定部（７１）と、セレクタ部（７２、７３）とを備える。
インバータは、電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により交流電力に変換し交流電動機（８０）に供給する。
制御器は、インバータに指令する電圧ベクトルの振幅とインバータ電圧（Ｖｓｙｓ）との比に基づく変調率（ＭＲ）、及び、電圧ベクトルの位相（φ）を演算する。

同期パルス生成回路は、変調率、電圧ベクトルの位相、及び交流電動機の電気角（θｅ）に応じてインバータを駆動する駆動信号として、電気角に同期した同期パルス信号を生成する。
非同期パルス生成回路は、駆動信号として、電気角とは独立した周期を有する非同期パルス信号を生成する。

制御切替判定部は、変調率を正の値である変調率閾値（ＭＲｔｈ）と比較する。そして、変調率が変調率閾値より高い領域では、「同期パルス信号によりインバータを駆動する同期制御」を実行し、変調率が変調率閾値より低い領域では、「非同期パルス信号によりインバータを駆動する非同期制御」を実行するように制御の切替モードを切り替える。
セレクタ部は、制御切替判定部の判定結果に従って同期パルス信号又は非同期パルス信号の生成又は出力を選択する。

そして、正の値である回転数閾値（Ｎｔｈ）に対し、「交流電動機の回転数の絶対値が回転数閾値未満である低回転領域」における変調率閾値（ＭＲｔｈ２）は、「交流電動機の回転数の絶対値が回転数閾値以上である高回転領域」における変調率閾値（ＭＲｔｈ１）より高く設定されている。
ここで、変調率閾値及び回転数閾値を正の値と特定することには二つの意義がある。一つ目は、変調率及び回転数が正の値で定義されることを前提として、以下での高低関係を規定するためである。二つ目は、閾値が「０」である場合、すなわち、閾値以下の領域が実質的に存在しない場合を排除するためである。本発明では、低回転領域及び高回転領域において、変調率が変調率閾値より小さい非同期制御の領域が必ず存在する。

低回転領域では、制御性確保のために電気１周期のパルス数を増加させると処理負荷が増加するという問題がある。しかし、変調率が比較的高い領域ではパルス数を減らすことができる。したがって、低回転領域では、高回転領域に対して変調率閾値を高く設定し、全体として非同期制御による処理負荷の増加抑制効果に重点を置きつつ、一部の高変調率領域で、同期制御による振動、騒音の低減効果を得ることができる。

一方、高回転領域では、低回転領域に対して変調率閾値を低く設定することにより、振動や騒音の低減に有利な同期制御領域を可及的に広く設定することができる。
このように本発明では、交流電動機の回転数及び変調率についての全領域で、振動や騒音の低減と処理負荷の増加抑制とを好適に両立させることができる。

各実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 第１実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 非同期ＰＷＭ制御モードでの実パルスの乱れを説明する図（１）。 非同期ＰＷＭ制御モードでの実パルスの乱れを説明する図（２）。 同期ＰＷＭ制御モードでの（ａ）高回転領域、（ｂ）低回転領域でパルス数を増加しないとき、（ｃ）低回転領域でパルス数を増加したときの図。 パルスパターンでの変調率とパルス数との関係を示す図。 各実施形態による同期／非同期制御領域を示す回転数−変調率特性図。 各実施形態による同期／非同期制御領域を示す回転数−トルク特性図。 各実施形態による制御モード切替判定処理のフローチャート。 （ａ）変調率とパルス数との関係を示す図、（ｂ）制御モード切替におけるヒステリシスを示す図。 第２実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 ＰＷＭ制御での変調率とパルス数との関係を示す図。 第３実施形態によるサイレントモード処理のフローチャート。 サイレントモードでのパラメータの変更を説明する（ａ）回転数−変調率特性図、（ｂ）変調率−パルス数特性図。 特許文献１の従来技術に基づく、同期／非同期制御領域を示す（ａ）回転数−変調率特性図、（ｂ）回転数−トルク特性図。 非特許文献１の従来技術に基づく、回転数と（ａ）搬送波周波数、（ｂ）パルス数との関係を示す図。

以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第１〜第３実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

［システム構成］
まず、第１〜第３実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池である「電源」としてのバッテリ１１の直流電力をインバータ２０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ２０及びインバータ制御部３０を含む。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ２０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ＭＧ８０の電気角θｅは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。

インバータ２０は、上下アームの６つのスイッチング素子２１−２６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子２１、２２、２３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２４、２５、２６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１−２６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ２０は、インバータ制御部３０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。システム電圧Ｖｓｙｓは、特許請求の範囲に記載の「インバータ電圧」に相当する。
電圧センサ２７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。

インバータ制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。
インバータ制御部３０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、インバータ制御部３０は、微分器８６により電気角θｅが時間微分された電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を取得する。電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算される。
なお、インバータ制御部３０の内部に微分器８６を有してもよい。

さらにインバータ制御部３０は、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力される。
インバータ制御部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ２０の各スイッチング素子２１−２６の動作を指令するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ２０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

［インバータ制御部の構成］
以下、インバータ制御部３０の構成について、第１、第２実施形態毎に説明する。第１、第２実施形態のインバータ制御部の符号を、それぞれ「３０１」、「３０２」とする。また、第１実施形態と第２実施形態とで構成の異なる「同期パルス信号生成回路」の符号を「５０１」及び「５０２」とする。

（第１実施形態）
図２を参照し、第１実施形態のインバータ制御部３０１の構成を説明する。図２には、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑから推定したトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値Ｔｒｑ^*に対してフィードバックするトルクフィードバック制御の構成を示す。３相２相変換部４１は、電気角θｅに基づき相電流検出値Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。トルク推定部４２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ及びＭＧ８０のモータ定数に基づきトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算する。なお、ＭＧ８０にトルクセンサを備えたシステムでは、トルク推定部４２を設けず、トルク検出値を取得してもよい。

「制御器」としてのトルク制御器４３は、トルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値Ｔｒｑ^*に追従させるように、ＰＩ制御等により、インバータ２０に指令する電圧ベクトルの振幅Ｖｒ及び位相φを演算する。さらに、トルク制御器４３は、電圧振幅指令値Ｖｒとシステム電圧Ｖｓｙｓとの比（すなわち、特許文献１の「電圧利用率」）に基づいて、式（１）により変調率指令値ＭＲを演算する。
ＭＲ＝２√（２／３）×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ）≒１．６３×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ）
・・・（１）
例えば電圧利用率（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ）が０．７８のとき、変調率指令値ＭＲは１．２７となる。

以下、トルク制御器４が出力する変調率指令値ＭＲ及び電圧位相指令値φを、単に「変調率ＭＲ」及び「電圧位相φ」と記す。位相角算出器４４は、電圧位相φに電気角θｅを加算した位相角（φ＋θｅ）を算出する。変調率ＭＲ及び位相角（φ＋θｅ）は、同期パルス信号生成回路５０１及び非同期パルス信号生成回路６０に取得される。

なお、図２に示すトルクフィードバック制御の構成に代えて、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対してフィードバックする電流フィードバック制御の構成を採用してもよい。その場合、インバータ制御部３０１は、「制御器」として電流制御器を有する。一般的なモータ制御におけるトルクフィードバック制御又は電流フィードバック制御は周知技術であるため、詳細な説明を省略する。

インバータ制御部３０１は、変調率ＭＲ及び位相角（φ＋θｅ）に応じてインバータ２０を駆動する駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する回路として、同期パルス信号生成回路５０１及び非同期パルス信号生成回路６０を備える。同期パルス信号生成回路５０１は、電気角θｅに同期した「同期パルス信号」を生成し、非同期パルス信号生成回路６０は、電気角θｅとは独立した周期を有する「非同期パルス信号」を生成する。
以下、同期パルス信号生成回路５０１が生成した同期パルス信号によりインバータ２０を駆動する制御を「同期制御」という。また、非同期パルス信号生成回路６０が生成した非同期パルス信号によりインバータ２０を駆動する制御を「非同期制御」という。

第１実施形態の同期パルス信号生成回路５０１は、パターンマップに予め記憶された複数のパルスパターンから、いずれかのパターンをパターン信号生成部５１が設定することにより同期パルス信号を生成する。パターンマップは、電気角θｅに同期した複数のパターンデータを変調率毎に記憶している。パターンデータは、マイコンのＲＡＭ／ＲＯＭに記憶されてもよい。或いは、外部の記憶装置に保持されたパターンデータを、通信によりパターン信号生成部５１が取得してもよい。

パターン信号生成部５１は、変調率ＭＲ、位相角（φ＋θｅ）、及びＭＧ８０の回転数Ｎを取得する。以下の実施形態の説明では回転数Ｎは絶対値で表すものとする。パターン信号生成部５１は、変調率ＭＲに応じて、パターンマップに記憶された複数のパルスパターンの中から適当なパターンを検索して設定する。また、回転数Ｎに応じて電気１周期のパルス数ｎを規定してもよい。ここで、パルス数ｎが増えると、パターンデータの検索やパターン信号生成部５１での設定処理が増加する。なお、変調率ＭＲが１．２７の場合、パルス数ｎが「１」の矩形波パターンが設定される。
パターン信号生成部５１は、設定されたパルスパターン及び位相角（φ＋θｅ）に基づいて同期パルス信号を生成する。

非同期パルス信号生成回路６０は、搬送波発生器６２、正弦波生成器６３及び搬送波比較部６４を含む。
搬送波発生器６２は、電気角θｅとは独立した周期の搬送波を生成する。搬送波として典型的には三角波が用いられるが、鋸波を用いてもよい。
正弦波生成器６３は、変調率ＭＲ及び位相角（φ＋θｅ）に基づいて、正弦波状の相電圧指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*を発生させる。
搬送波比較部６４は、正弦波生成器６３が生成した相電圧指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*と、搬送波発生器６２が生成した搬送波との大小関係を比較するＰＷＭ制御により、非同期パルス信号を生成する。

また、インバータ制御部３０１は、制御切替判定部７１及びセレクタ部７２を備える。
制御切替判定部７１は、ＭＧ８０の回転数Ｎ及び変調率ＭＲを取得し、これに基づいて同期制御又は非同期制御の制御モードを切り替える。詳しくは、変調率ＭＲを正の値である変調率閾値ＭＲｔｈと比較し、変調率ＭＲが変調率閾値ＭＲｔｈより高い領域では同期制御を実行し、変調率ＭＲが変調率閾値ＭＲｔｈより低い領域では非同期制御を実行するように制御モードを切り替える。なお、回転数Ｎの扱いに関しては後述する。

セレクタ部７２は、制御切替判定部７１の判定結果に従って、同期パルス信号又は非同期パルス信号の生成又は出力を選択する。
図２に示す構成では、セレクタ部７２は、同期パルス信号生成回路５０１及び非同期パルス信号生成回路６０の後に設けられ、両パルス信号生成回路５０１、６０が生成した駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを取得する。そして、セレクタ部７２は、制御切替判定部７１の判定結果に従って、デッドタイム付与部７４に出力する一方の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを選択する。この構成では、両パルス信号生成回路５０１、６０は、選択されるか否かにかかわらず、同期パルス信号及び非同期パルス信号を常に生成する。

これに対し他の実施形態では、同期パルス信号生成回路５０１及び非同期パルス信号生成回路６０の前にセレクタ部７２を設け、制御切替判定部７１の判定結果に従って、セレクタ部７２が一方の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの生成を選択してもよい。この構成では、セレクタ部７２により選択された同期パルス信号生成回路５０１又は非同期パルス信号生成回路６０の一方がパルス信号の生成処理を実行するため、他方の処理を休止することができる。選択された側のパルス信号生成回路が生成した駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、デッドタイム付与部７４に出力される。

上記の構成で両パルス信号生成回路５０１、６０が生成する駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、図３、図４におけるデッドタイム付与前の「指令パルス」に相当する。デッドタイム付与部７４は、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに、各相上下アームのスイッチング素子が同時にオフするデッドタイムＤＴを付与した「実パルス」を生成する。
デッドタイム付与部７４は、インバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子２１−２６に対し、実パルスに対応するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを出力する。

以上の構成のインバータ制御部３０１において、制御切替判定部７１が同期／非同期の制御モードをどのように切り替えるかについて、次に説明する。
まず、図３、図４を参照し、非同期制御における課題について説明する。非同期ＰＷＭ制御では、電気角θｅに基づいて生成された相電圧指令値（Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*）と、電気角θｅとは関係なく生成された搬送波との位相差は成り行きとなる。そのため、図３に示すように、相電圧指令値の任意の点Ｖ［１］、Ｖ［２］が搬送波の谷のタイミングに一致する場合もあり、図４に示すように、点Ｖ［１］、Ｖ［２］が搬送波の谷のタイミングからずれる場合もある。

図３、図４において、相電圧指令値と搬送波との比較により得られるデッドタイム付与前の指令パルスは、厳密にはパルス位置及び幅が少し異なるものの、４つのパルスＰ１〜Ｐ４の波形に大きな変化は無い。
しかし、デッドタイムＤＴの付与により、上アーム及び下アームのオンタイミングを遅らせると、デッドタイムＤＴよりも幅の小さいパルスは、実パルスにおいて消滅する。図３の例では３番目のパルスＰ３が消滅し、図４の例では２番目のパルスＰ２が消滅する。このように、消滅するパルスの違いにより、実パルスの波形の変化が顕著に現れる。

すなわち、非同期制御では、電気角θｅと指令パルスとの関係が成り行きであるため、回転数Ｎ及び変調率ＭＲが一定であっても、実パルスの波形は、時間に連れて刻々と変化する場合がある。その結果、インバータ２０からＭＧ８０に通電される相電流が乱れ、振動や騒音が悪化するおそれがある。
一方、同期制御では電気角θｅと指令パルスとの関係が一定であるため、回転数Ｎ及び変調率ＭＲが一定であれば、実パルスの波形は変化せず継続する。その結果、インバータ２０からＭＧ８０に通電される相電流が安定し、振動や騒音を低減することができる。

しかし、その反面、同期制御では、特に低回転領域において処理負荷が増加するという問題がある。それについて、図５を参照して説明する。図５（ａ）〜（ｃ）において、時間軸のスケールは同等である。また、ｄｕｔｙ＝５０％の基準ラインに相電圧の正弦波がクロスするタイミングは、搬送波が基準ラインにクロスするタイミングと一致している。
図５（ａ）に、高回転で電気１周期の搬送波周波数が５回である状態を示す。相電圧の最大振幅は０〜１００％以内にあり過変調ではないため、原則として、電気１周期のパルス数ｎは、搬送波周波数と同じ「５」である。なお、通常に用いられるパルス数はもっと大きな数であるが、説明の便宜上、比較的小さな「５」という数を例示する。

図５（ｂ）は、図５（ａ）の高回転状態から、電気１周期のパルス数「ｎ＝５」を維持しつつ、回転数Ｎを３分の１に低下させた状態を示す。このとき、時間当たりのパルス数であるパルス密度が低下するため、リップル電流が増える等の弊害が生じる。
そこで、図５（ｃ）に示すように、制御性を確保可能なレベルまでパルス密度を増加させるため、電気１周期のパルス数ｎを例えば５から９に増加させる。これにより制御性を確保することができるが、それに伴い、指令パルスを設定するための演算処理負荷が増加する。したがって、処理能力に十分な余裕の無いＭＧ制御装置１０を用いる場合、基本的に低回転領域では、同期制御に適さないと考えられる。

例えば、図１６（ａ）に示すように、従来技術である非特許文献１（「パワーエレクトロニクス回路」）には、高回転領域では同期パルス信号を用い、低回転領域では非同期パルス信号を用いてインバータを駆動する技術が開示されている。図１６（ｂ）において、低回転の非同期制御領域における電気１周期のパルス数ｎは、制御性確保のため、回転数Ｎが下がるほど増加するように設定されている

ところで、非特許文献１の上記技術記載箇所には、変調率と同期／非同期制御との関係については言及されていない。一方、特許文献１（特許第５５１０４４４号公報）には、ＰＷＭ信号が電気角に同期しない非同期パルス信号であると想定すると、パルスパターンによる同期パルス信号と、ＰＷＭ信号による非同期パルス信号とを変調率に応じて切り替える技術が開示されている。

そこで、非特許文献１および特許文献１の知見を組み合わせると、図１５（ａ）における高回転且つ高変調率領域（ＨＮＨＭ）では同期制御を採用し、低回転且つ低変調率領域（ＬＮＬＭ）では非同期制御を採用することが好ましいと考えられる。しかし、これらの従来技術の知見からだけでは、「低回転で高変調率の領域（ＬＮＨＭ）」、及び、「高回転で低変調率の領域（ＨＮＬＭ）」における制御モードをどのように設定するのが最適であるかを判断することはできない。

このような従来技術の課題に対し、本実施形態のＭＧ制御装置１０は、回転数−変調率領域の全領域において、同期制御又は非同期制御の制御モードを適切に切り替えるための新しい考え方を提供するものである。
そこで、本実施形態のＭＧ制御装置１０は、特に「低回転で高変調率の領域」における電気１周期のパルス数ｎに着目する。

例えば第１実施形態では、同期パルス信号生成回路５０１のパターン信号生成部５１のパターンマップには、図６に示すように、変調率ＭＲに応じたパターン信号が記憶されている。このパターンマップによると、変調率ＭＲが低いときには電気１周期のパルス数ｎが比較的大きい（例えばｎ＝９）パターンが設定されるのに対し、変調率ＭＲが高くなると、設定されるパターンのパルス数ｎが小さくなる（例えばｎ＝５）。更に変調率ＭＲが高いときには、パルス数ｎ＝１の矩形波パターンが設定される。この関係に着目すると、高変調率領域ではパルス数ｎが低下するため、処理負荷の増加を抑制可能である。

続いて、図７、図８を参照し、本実施形態による同期／非同期制御領域の設定について説明する。図７には回転数−変調率、図８には回転数−トルクの関係で表したＭＧ８０の動作点での制御領域を示す。また、図７（ａ）及び図８（ａ）には、本実施形態による領域設定の基本パターンを示し、図７（ｂ）及び図８（ｂ）には、低回転領域での変調率閾値ＭＲｔｈ２を最大に設定した場合の特殊なパターンを示す。

図７（ａ）に示すように、回転数Ｎが回転数閾値Ｎｔｈ以上である高回転領域、及び、回転数Ｎが回転数閾値Ｎｔｈ未満である低回転領域において、それぞれ、変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２が設定される。ここで、回転数閾値Ｎｔｈ、変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２は、いずれも正の値である。すなわち、本実施形態の制御を論じる範囲では、回転数Ｎ及び変調率閾値ＭＲは正の値として定義される。また、回転数閾値Ｎｔｈ、変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２を「０」に設定することは想定しない。

高回転領域、低回転領域に共通に、変調率ＭＲが閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２より高い領域では同期制御が実行され、変調率ＭＲが閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２より低い領域では非同期制御が実行される。そして、低回転領域における変調率閾値ＭＲｔｈ２は、高回転領域における変調率閾値ＭＲｔｈ１より高く設定されている点が特徴である。
図８（ａ）の回転数−トルク特性図では、一定の変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２に対応する境界線が反比例曲線に類似する曲線で表される。回転数に依らず変調率閾値ＭＲｔｈを一律に定める従来技術（図１５（ｂ）参照）に比べ、回転数閾値Ｎｔｈの線上に直線部が表される点が特徴となる。

本実施形態では、低回転領域と高回転領域とで変調率閾値ＭＲｔｈに差を設けることにより、「振動、騒音の低減」及び「処理負荷の増加抑制」の二つの課題に対する優先順位の判断基準を回転数Ｎに応じて変更する。つまり、同期制御での処理負荷の増加が問題となりやすい低回転領域では、変調率閾値ＭＲｔｈ２を相対的に高く設定し、非同期制御の領域を広げる。一方、高回転領域では、変調率閾値ＭＲｔｈ１を相対的に低く設定し、振動、騒音の低減に有利な同期制御領域を広く確保する。これにより、ＭＧ８０の全ての動作点で、振動、騒音の低減と処理負荷の増加抑制とを好適に両立することができる。

ここで、高回転領域の変調率閾値ＭＲｔｈ１と低回転領域の変調率閾値ＭＲｔｈ２との差を具体的にどの程度に設定するかは、静粛性に対する要求レベルと装置の処理能力とのバランス等に応じて決められる。処理負荷に対する余裕が比較的ある場合には、両変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２の差を比較的小さく設定してもよい。一方、処理負荷に対する余裕が無い場合には、両変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２の差を比較的大きく設定することが好ましい。

そこで、低回転領域の変調率閾値ＭＲｔｈ２をできるだけ高く設定する場合の上限は、図７（ｂ）に示すように、矩形波に対応する値である１．２７となる。このとき、変調率ＭＲが閾値ＭＲｔｈ２よりも高い領域は実質的に存在しない。そのため、図７（ｂ）及び図８（ｂ）に示すように、低回転領域では、変調率ＭＲに依らず、常に非同期制御が実行されることとなる。本実施形態には、このようなケースを含むものとする。

次に、制御切替判定部７１による制御モード切替判定処理について、図９のフローチャート及び図１０を参照する。フローチャートの記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ１では、ＭＧ８０の回転数Ｎが回転数閾値Ｎｔｈ以上であるか判断する。回転数Ｎが回転数閾値Ｎｔｈ以上である場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、Ｓ２にて、高回転領域の変調率閾値ＭＲｔｈ１を選択する。回転数Ｎが回転数閾値Ｎｔｈ未満である場合（Ｓ１：ＮＯ）、Ｓ３にて、低回転領域の変調率閾値ＭＲｔｈ２を選択する。

また、図１０（ａ）に示すように、変調率ＭＲと電気１周期のパルス数ｎとは、変調率ＭＲの上昇に伴ってパルス数ｎがステップ状に減少する関係にある。したがって、制御装置の処理能力及び制御周期から、制御周期内に演算可能なパルス数ｎが算出され、これに基づいて変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２の値が決定される。

Ｓ４では、現在の制御モードが同期制御であるか非同期制御であるか判別する。現在、同期制御の場合（Ｓ４：ＹＥＳ）にはＳ５に移行し、非同期制御の場合（Ｓ４：ＮＯ）にはＳ７に移行する。
Ｓ５では、変調率ＭＲが変調率閾値ＭＲｔｈ未満の場合（Ｓ５：ＹＥＳ）に同期制御から非同期制御に切り替える（Ｓ６）。変調率ＭＲが変調率閾値ＭＲｔｈ以上の場合（Ｓ５：ＮＯ）には現在の同期制御を維持する。

図１０（ｂ）に示すように、制御モードの切替におけるハンチング防止のためヒステリシスが設定される。そこで、非同期制御から同期制御への切替には、ＭＲｔｈに所定のマージンΔＭＲを加えた「ＭＲｔｈ＋ΔＭＲ」が変調率閾値として用いられる。
Ｓ７では、変調率ＭＲが変調率閾値「ＭＲｔｈ＋ΔＭＲ」以上の場合（Ｓ７：ＹＥＳ）に非同期制御から同期制御に切り替える（Ｓ８）。変調率ＭＲが変調率閾値「ＭＲｔｈ＋ΔＭＲ」未満の場合（Ｓ７：ＮＯ）には現在の非同期制御を維持する。

この制御モード切替判定処理のフローチャートは、次の第２実施形態でも共通である。
以上のように本実施形態のＭＧ制御装置１０は、制御切替判定部７１が判定に用いる変調率閾値ＭＲｔｈについて、低回転領域における変調率閾値ＭＲｔｈ２を、高回転領域における変調率閾値ＭＲｔｈ１より高く設定する。

低回転領域では、制御性確保のために電気１周期のパルス数ｎを増加させると処理負荷が増加するという問題がある。しかし、変調率ＭＲが比較的高い領域ではパルス数ｎを減らすことができる。したがって、低回転領域では、高回転領域に対して変調率閾値ＭＲｔｈ２を高く設定し、全体として非同期制御による処理負荷の増加抑制効果に重点を置きつつ、一部の高変調率領域で、同期制御による振動、騒音の低減効果を得ることができる。

一方、高回転領域では、低回転領域に対して変調率閾値ＭＲｔｈ１を低く設定することにより、振動や騒音の低減に有利な同期制御領域を可及的に広く設定することができる。
このように本実施形態では、ＭＧ８０の回転数及び変調率についての全領域で、振動や騒音の低減と処理負荷の増加抑制とを好適に両立させることができる。

（第２実施形態）
第２実施形態について図１１、図１２を参照して説明する。図１１は、第１実施形態の図２に対応するインバータ制御部のブロック図である。図１２は、同じく図６に対応する変調率ＭＲとパルス数ｎとの関係を表す図である。

図１１に示すように、第２実施形態のインバータ制御部３０２は、同期パルス生成回路５０２の構成が第１実施形態と異なる。すなわち、インバータ制御部３０２では、同期パルス生成回路５０２及び非同期パルス生成回路６０が正弦波生成器６３及び搬送波比較部６４を共通に含む。また、同期パルス生成回路５０２は電気角同期搬送波発生器５２を更に含み、非同期パルス生成回路６０は搬送波発生器６２を更に含む。

同期パルス生成回路５０２の電気角同期搬送波発生器５２は、電気角θｅを取得し、電気角θｅに同期した周期の同期搬送波を生成する。一方、非同期パルス生成回路６０の搬送波発生器６２は、電気角θｅとは独立した周期の非同期搬送波を生成する。
電気角同期搬送波発生器５２が生成した同期搬送波、及び、搬送波発生器６２が生成した非同期搬送波はセレクタ部７３に入力される。セレクタ部７３は、制御切替判定部７１の判定結果に従って、いずれかの搬送波を選択し、搬送波比較部６４に出力する。

搬送波比較部６４は、同期搬送波が入力されたとき、同期パルス生成回路５０２の構成要素として機能し、同期パルス信号を生成する。一方、非同期搬送波が入力されたとき、搬送波比較部６４は、非同期パルス生成回路６０の構成要素として機能し、非同期パルス信号を生成する。こうして搬送波比較部６４により生成された駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、デッドタイム付与部７４に出力される。

図１２に、ＰＷＭ制御による変調率ＭＲとパルス数ｎとの関係を示す。相電圧の変調率ＭＲは＜１＞、＜２＞、＜３＞の順に大きくなり、最大振幅がｄｕｔｙ０〜１００％の範囲を超える＜２＞及び＜３＞では過変調となる。なお、＜３＞は説明用に示すものであって現実的な波形ではない。
＜１＞の場合、搬送波の毎周期に相電圧が搬送波と交差するため、パルス数ｎは搬送波周波数と同数となり、図１２の例では「ｎ＝９」となる。＜２＞の場合、一部の搬送波周期で相電圧が搬送波と交差しない分、＜１＞に比べてパルス数ｎが低下する。図１２の例では「ｎ＝５」となる。究極的には、＜３＞のように「ｎ＝１」の矩形波となる。

したがって、第１実施形態における図６の説明と同様に、同期制御でも変調率ＭＲが比較的高い場合にはパルス数ｎが低下するため、処理負荷の増加を抑制することができる。そのため、低回転領域においても変調率ＭＲが変調率閾値ＭＲｔｈ２より高い領域では、同期搬送波を用いて生成した同期パルス信号でインバータ２０を駆動することにより、処理負荷を増加することなく、振動や騒音の低減を図ることができる。

（第３実施形態）
第３実施形態について、図１３のフローチャート及び図１４を参照して説明する。第３実施形態のインバータ制御部３０の構成自体は第１又は第２実施形態と同様であり、制御切替判定部７１における機能が更に追加される点が異なる。
例えば車両のＭＧ駆動システム９０において、静粛性の要求が特に大きくなる駐車時や夜間には、通常時に比べ、処理負荷の増加抑制よりも振動、騒音の低減を優先することが求められる。このような要求がある状態を「サイレントモード」という。通常モードからサイレントモードへの移行は、例えば車両の上位制御回路により判断され、ＭＧ制御装置１０の制御切替判定部７１に指令される（図１３のＳ１１）。

サイレントモードでは、制御切替判定部７１は、時間あたりのパルス数であるパルス密度を増加させる（Ｓ１２）ことにより振動や騒音を低減する。ここで、過変調以外のＰＷＭ制御では、パルス密度は、搬送波周波数に置き換え可能である。
ただし、パルス密度を増加させると、非同期制御では実パルスの変化による相電流の乱れが生じやすくなる。そこで制御切替判定部７１は、同期制御領域を拡張するため、下記［Ｉ］、［ＩＩ］、［ＩＩＩ］の一つ以上によりパラメータを変更する（Ｓ１３）。

［Ｉ］回転数閾値Ｎｔｈを低くする。
［ＩＩ］変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２を低くする。
［ＩＩＩ］変調率閾値ＭＲｔｈ１、ＭＲｔｈ２に対応する電気１周期のパルス数ｎ１、ｎ２を大きくする。

［Ｉ］、［ＩＩ］の処理を図１４（ａ）に、［ＩＩ］、［ＩＩＩ］の処理を図１４（ｂ）に示す。これらの処理により同期制御領域が拡張するため、広範囲の動作点で振動や騒音の低減が優先される。このように、第３実施形態では、ＭＧ制御装置１０が使用されるシステムの環境に応じて、同期制御領域と非同期制御領域とのバランスを随時調整することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、低回転領域及び高回転領域の二段階の回転数領域を設けているが、三段階以上の回転数領域を設け、高回転側から低回転側に向かって変調率閾値ＭＲｔｈを順に高くするように設定してもよい。

（ｂ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、振動や騒音の低減、及び、制御装置の処理負荷の増加抑制が課題となり得るどのような用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
１１・・・バッテリ（電源）、
２０・・・インバータ、 ２１−２６・・・スイッチング素子、
４３・・・制御器、
５０（５０１、５０２）・・・同期パルス生成回路、
６０・・・非同期パルス生成回路、
７１・・・制御切替判定部、
７２、７３・・・セレクタ部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (4)

1. 電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により交流電力に変換し交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   前記インバータに指令する電圧ベクトルの振幅とインバータ電圧（Ｖｓｙｓ）との比に基づく変調率（ＭＲ）、及び、前記電圧ベクトルの位相（φ）を演算する制御器（４３）と、
   前記変調率、前記電圧ベクトルの位相、及び前記交流電動機の電気角（θｅ）に応じて前記インバータを駆動する駆動信号として、電気角に同期した同期パルス信号を生成する同期パルス生成回路（５０１、５０２）と、
   前記駆動信号として、電気角とは独立した周期を有する非同期パルス信号を生成する非同期パルス生成回路（６０）と、
   前記変調率を正の値である変調率閾値（ＭＲｔｈ）と比較し、前記変調率が前記変調率閾値より高い領域では、前記同期パルス信号により前記インバータを駆動する同期制御を実行し、前記変調率が前記変調率閾値より低い領域では、前記非同期パルス信号により前記インバータを駆動する非同期制御を実行するように制御モードを切り替える制御切替判定部（７１）と、
   前記制御切替判定部の判定結果に従って、前記同期パルス信号又は前記非同期パルス信号の生成又は出力を選択するセレクタ部（７２、７３）と、
   を備え、
   正の値である回転数閾値（Ｎｔｈ）に対し、前記交流電動機の回転数（Ｎ）の絶対値が前記回転数閾値未満である低回転領域における前記変調率閾値（ＭＲｔｈ２）は、前記交流電動機の回転数の絶対値が前記回転数閾値以上である高回転領域における前記変調率閾値（ＭＲｔｈ１）より高く設定されている交流電動機の制御装置。
2. 前記同期パルス生成回路（５０１）は、予め記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを設定し、前記同期パルス信号を生成する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記同期パルス生成回路（５０２）は、前記制御器の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波との比較により前記駆動信号を生成するＰＷＭ制御において、電気角に同期した周期の搬送波を用いて前記同期パルス信号を生成する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記制御切替判定部は、
   前記同期制御の領域を拡張するモードにおいて、前記回転数閾値を低く、又は、前記変調率閾値を低く、又は、電気１周期あたりのパルス数を大きくするように変更する請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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