JP7272026B2

JP7272026B2 - インバータ装置

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Publication number: JP7272026B2
Application number: JP2019050467A
Authority: JP
Inventors: 岳志黒田; 健二野口
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2019-03-18
Filing date: 2019-03-18
Publication date: 2023-05-12
Anticipated expiration: 2039-03-18
Also published as: JP2020156157A

Description

本発明は、インバータ装置に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動するために、インバータを用いたモータ駆動システムが使用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されることによって、直流／交流電力変換を実行する。たとえば、正弦波状の電圧指令と搬送波（三角波）との比較に基づいて、直流電圧をスイッチングして得られる、パルス幅変調された擬似交流電圧が、インバータから出力されて交流電動機に印加される。

また、交流電動機への印加電圧の基本波成分の振幅を拡大するために、正弦波電圧指令の振幅が搬送波の振幅を超える過変調ＰＷＭ制御や、回転周波数に同期した正負１パルスの矩形波電圧を印加する矩形波制御が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１－１８８６０９号公報

しかしながら、過変調ＰＷＭ制御を行うと、相電圧指令値に対するインバータの実際の出力電圧の制御性が低いことが判明した。

そこで、本開示は、相電圧指令値に対するインバータの出力電圧の制御性を向上させたインバータ装置を提供する。

本開示は、
交流電動機を駆動するインバータと、
三角波キャリアのキャリア周波数を演算するキャリア周波数演算器と、
各相の相電圧指令値に基づいて各相の変調率指令値を演算する変調率演算器と、
各相の変調率指令値と三角波キャリアとの比較に基づいて、前記インバータへのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ演算器とを備え、
前記変調率演算器は、前記相電圧指令値と前記インバータの入力電圧とに応じた変調率調整指令値を演算し、電圧位相角の所定の調整区間において前記変調率調整指令値を選択して前記変調率指令値を調整する、インバータ装置を提供する。

本開示の技術によれば、相電圧指令値に対するインバータの出力電圧の制御性を向上させたインバータ装置を提供できる。

インバータ装置を備える電動機システムの構成例を示す図である。変調率演算器の構成例を示す図である。正弦波状の各相の変調率指令値及び三角波キャリアと、両者の比較によって生成される９パルスのＰＷＭ信号とを例示する図である。階段状の各相の変調率指令値及び三角波キャリアと、両者の比較によって生成される５パルスのＰＷＭ信号とを例示する図である。階段状の各相の変調率指令値及び三角波キャリアと、両者の比較によって生成される１パルスのＰＷＭ信号とを例示する図である。二相変調される各相の変調率指令値を例示する図である。電圧位相角の所定の期間において調整される前後の各相の変調率指令値を例示する図である。過変調方式と提案方式のそれぞれについて、相電圧指令値の振幅に対する実際の出力電圧振幅を示すグラフである。過変調方式と提案方式のそれぞれについて、相電圧指令値に対して生成されるＰＷＭ信号を例示する図である。過変調方式と提案方式のそれぞれについて、相電圧指令値に対して生成されるＰＷＭ信号を例示する図である。過変調方式と提案方式のそれぞれについて、相電圧指令値に対して生成されるＰＷＭ信号を例示する図である。変調率調整指令値λ_x ^*の生成方法を説明するための図である。制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。

以下、本開示に係る実施形態を図面を参照して説明する。

図１は、本開示に係るインバータ装置を備える電動機システムの構成例を示す図である。図１に示す電動機システム３００は、直流電源５０、インバータ装置２００及び交流電動機８０を備える。直流電源５０は、例えば、バッテリである。インバータ装置２００は、直流電源５０から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換後の交流電力によって交流電動機８０を駆動する。交流電動機８０は、例えば、永久磁石型同期電動機である。

インバータ装置２００は、交流電動機８０の回転速度およびトルクを制御する。インバータ装置２００は、交流電動機８０の制御を、回転子と同期して回転する直交回転座標軸であるｄ，ｑ軸上で行うことで、高性能なトルク制御や速度制御を実現する。電動機の回転子の磁極のＮ極方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から９０°進んだ方向をｑ軸と定義する。

インバータ装置２００は、直流電源５０に両極に接続される一対の直流母線の間に接続される複数の半導体スイッチング素子（例えば、IGBT）によって交流電動機８０を駆動するインバータ７０と、インバータ７０を制御する制御装置１００とを備える。インバータ７０は、例えば、直流電力を三相の交流電力に変換する三相インバータである。

交流電動機８０には、交流電動機８０の磁極位置及び交流電動機８０の回転速度を検出する位置・速度センサ９０が取り付けられている。制御装置１００に備えられる位置・速度検出器９１は、交流電動機８０の磁極位置及び交流電動機８０の回転速度を検出する位置・速度センサ９０の出力信号に基づいて、速度検出値（電気角周波数）ω_ｒｅと位置検出値（電気角）θ_ｒｅを検出する回路である。速度検出値ω_ｒｅは、交流電動機８０の電気角速度の検出値を表し、位置検出値θ_ｒｅは、交流電動機８０の電気角の検出値を表す。

速度検出値ω_ｒｅと位置検出値θ_ｒｅは、位置・速度センサ９０と位置・速度検出器９１を用いないで、交流電動機８０の端子電流と端子電圧に基づいて演算されてもよい。

電圧検出器１２は、制御装置１００に備えられており、直流電源５０からインバータ７０に入力される直流電圧（インバータ７０の入力電圧）を検出し、検出した直流電圧値に対応する直流電圧検出値Ｅ_ｄｃを出力する回路である。直流電源５０とインバータ７０との間を結ぶ直流配線は、ＤＣリンクとも称されるので、インバータ７０の入力電圧は、ＤＣリンクの電圧とも称され、直流電圧検出値Ｅ_ｄｃは、ＤＣリンク電圧検出値とも称される。

電流指令演算部１８は、トルク指令値τ^＊及び直流電圧検出値Ｅ_ｄｃに基づき、交流電動機８０のトルクをトルク指令値τ^＊に制御するｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算する。トルク指令値τ^＊は、交流電動機８０のトルクの指令値を表す。

ｕ相電流センサ１１ｕは、インバータ７０と交流電動機８０との間を流れるｕ相電流を検出する。ｗ相電流センサ１１ｗは、インバータ７０と交流電動機８０との間を流れるｗ相電流を検出する。制御装置１００に備えられる電流検出器１１は、ｕ相電流センサ１１ｕ及びｗ相電流センサ１１ｗの各出力信号に基づき、ｕ相電流検出値ｉ_ｕ、ｖ相電流検出値ｉ_ｖ及びｗ相電流検出値ｉ_ｗを検出する回路である（ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０）。ｕ相電流検出値ｉ_ｕは、ｕ相電流の大きさの検出値を表し、ｖ相電流検出値ｉ_ｗは、ｖ相電流の大きさの検出値を表し、ｗ相電流検出値ｉ_ｗは、ｗ相電流の大きさの検出値を表す。電流座標変換器１４は、相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを、位置検出値θ_ｒｅを使って、ｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに座標変換する。

ｄ軸電流調節器２１は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄとの偏差（減算器１９で演算）を増幅してｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊を演算する。ｑ軸電流調節器２２は、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流検出値ｉ_ｑとの偏差（減算器２０で演算）を増幅してｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を演算する。

電圧制限器２３は、電圧検出器１２により検出される直流電圧検出値Ｅ_ｄｃに基づいて、直流電圧検出値Ｅ_ｄｃの大きさに対応する電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍを演算する。電圧制限器２３は、例えば、直流電圧検出値Ｅ_ｄｃにほぼ比例し、かつ、直流電圧検出値Ｅ_ｄｃに応じて決まるインバータ７０の最大出力電圧以下の電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍを演算する。電圧制限器２３は、交流電動機８０の端子電圧（インバータ７０の出力電圧）が電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍを超えないように、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を制限する。

電圧座標変換器１５は、ｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を、位置検出値θ_ｒｅを使って、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に座標変換する。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路１３は、各相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊および直流電圧検出値Ｅ_ｄｃに基づいて、インバータ７０の出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するための複数（例えば、三相の場合、６個）のＰＷＭ信号を生成する。インバータ７０は、ＰＷＭ回路１３からの複数のＰＷＭ信号に基づいて、インバータ７０内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、交流電動機８０の各相の端子電圧を、対応する各相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

制御装置１００は、キャリア周波数演算器２４を備え、ＰＷＭ回路１３は、変調率演算器１６及びＰＷＭ演算器１７を備える。

キャリア周波数演算器２４は、三角波キャリアのキャリア周波数を演算する。変調率演算器１６は、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、各相の変調率指令値λ_ｕ ^＊＊，λ_ｖ ^＊＊，λ_ｗ ^＊＊を演算する。ＰＷＭ演算器１７は、変調率演算器１６により演算される各相の変調率指令値λ_ｕ ^＊＊，λ_ｖ ^＊＊，λ_ｗ ^＊＊と、キャリア周波数演算器２４により演算されるキャリア周波数を有する三角波キャリアとの比較に基づいて、インバータ７０へのＰＷＭ信号を生成する。

図２は、変調率演算器の構成例を示す図である。図２に示す変調率演算器１６は、各相の相電圧指令値V_k ^*（＝ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊）と直流電圧検出値Ｅ_ｄｃとに基づいて、上述のＰＷＭ演算器１７で三角波キャリアと比較するための各相の変調率指令値λ_k ^**を演算する。kは、u,v,wを表す。変調率演算器１６は、変調率演算部２９、振幅演算部２５、第１の指令値演算部２６、第２の指令値演算部２７及び選択部２８を有する。

変調率演算部２９は、各相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と直流電圧検出値Ｅ_ｄｃに基づいて、各相の変調率指令値λ_k ^*を演算する。変調率指令値λ_k ^*は、相電圧指令値V_k ^*を直流電圧検出値Ｅ_ｄｃに基づいて基準変換した値であり、直流電圧検出値Ｅ_ｄｃの下で出力可能な最大値を１と表現する。変調率指令値λ_k ^*は、－１～１の値をとりうる。

振幅演算部２５は、各相の変調率指令値λ_k ^*の振幅λ_kpk ^*を演算する。

選択部２８は、振幅演算部２５により演算される各相の振幅λ_kpk ^*が第１の閾値未満のときは、第１の指令値演算部２６（第１のＰＷＭ生成アルゴリズム）を用いて演算される各相の第１の変調率指令値λ_k1 ^**を、各相の変調率指令値λ_k ^**として選択する。選択部２８は、振幅演算部２５により演算される各相の振幅λ_kpk ^*が第２の閾値以上のときは、第２の指令値演算部２７（第２のＰＷＭ生成アルゴリズム）を用いて演算される各相の第２の変調率指令値λ_k2 ^**を、各相の変調率指令値λ_k ^**として選択する。

第１の閾値は、第２のＰＷＭ生成アルゴリズムから第１のＰＷＭ生成アルゴリズムに切り替えるための判定閾値であり、第２の閾値は、第１のＰＷＭ生成アルゴリズムから第２のＰＷＭ生成アルゴリズムに切り替えるための判定閾値である。第１の閾値は、第２の閾値以下に設定される。

第１の指令値演算部２６（第１のＰＷＭ生成アルゴリズム）は、各相の変調率指令値λ_k ^*に応じて、三相変調、または、二相変調によって第１の変調率指令値λ_k1 ^**を演算する。図３は、三相変調により生成された正弦波状の各相の第１の変調率指令値λ_k1 ^**及び三角波キャリアと、両者の比較によって生成される９パルスのＰＷＭ信号とを例示する図である。図３は、各相の第１の変調率指令値λ_k1 ^**が三角波キャリアのピーク値及びボトム値を超えない場合を示す。

図６は、二相変調される各相の第１の変調率指令値を例示する図である。第１の指令値演算部２６（第１のＰＷＭ生成アルゴリズム）は、各相の変調率指令値λ_k ^*が三角波キャリアのピーク値を超える場合、二相変調によって各相の変調率指令値λ_k ^*を修正することで、第１の変調率指令値λ_k1 ^**を演算する。二相変調とは、正弦波状の各相の変調率指令値λ_k ^*が三角波キャリアのピーク値又はボトム値を超える量を各相の変調率指令値λ_k ^*から減算することで、三角波キャリアのピーク値とボトム値との間に収まる第１の変調率指令値λ_k1 ^**を演算することをいう。

第２の指令値演算部２７（第２のＰＷＭ生成アルゴリズム）は、図４，５に示すように、階段状の各相の第２の変調率指令値λ_k2 ^**を生成する。図４は、階段状の各相の第２の変調率指令値λ_k2 ^**及び三角波キャリアと、両者の比較によって生成される５パルスのＰＷＭ信号とを例示する図である。図５は、階段状の各相の第２の変調率指令値λ_k2 ^**及び三角波キャリアと、両者の比較によって生成される１パルスのＰＷＭ信号とを例示する図である。第２の指令値演算部２７が階段状の各相の第２の変調率指令値λ_k2 ^**を生成する結果、後段のＰＷＭ演算器１７で三角波キャリアとの比較によって生成されるＰＷＭ信号が、インバータ７０の出力電圧の基本波１周期に対して５パルス又は１パルスとなる。このように、５パルスのＰＷＭ信号と１パルスのＰＷＭ信号は、共通のアルゴリズム（つまり、第２のＰＷＭ生成アルゴリズム）の下で生成される。

図７は、電圧位相角αの所定の期間において調整される前後の各相の第２の変調率指令値を例示する図である。第２の指令値演算部２７（第２のＰＷＭ生成アルゴリズム）は、各相の相電圧指令値V_k ^*とインバータ７０の入力電圧（直流電圧検出値Ｅ_ｄｃ）とに応じて、電気位相角の所定の調整区間３１～３４において各相の第２の変調率指令値λ_k2 ^**を調整する。例えば、第２の指令値演算部２７は、各相の相電圧指令値V_k ^*とインバータ７０の入力電圧（直流電圧検出値Ｅ_ｄｃ）とに応じた変調率調整指令値λ_x ^*を演算する。そして、第２の指令値演算部２７は、各相の相電圧指令値V_k ^*の正の期間３６と負の期間３７のＰＷＭ信号が対称になるように、電圧位相角αの調整区間３１～３４を設定し、設定した調整区間３１～３４においてのみ変調率調整指令値λ_x ^*を選択（置換）することで、第２の変調率指令値λ_k2 ^**を演算する。

例えば、第２の指令値演算部２７は、
電圧位相角αが10～50°、130～170°の調整区間３１，３２において、変調率に正の変調率調整指令値λ_x ^*を選択し、
電圧位相角が190～230°、310～350°の調整区間３３，３４において、変調率に負の変調率調整指令値λ_x ^*を選択し、
電圧位相角αが50～130°の区間において、変調率に正の最大値を選択し、
電圧位相角αが230～310°の区間において、変調率に負の最大値を選択し、
電圧位相角αの0～10°、170～190°、350～360°の区間において、変調率に零を選択するようにして、第２の変調率指令値λ_k2 ^**を演算する。ここで、変調率の最大値（＝１）を三角波キャリアのピーク値、変調率の最小値（＝－１）を三角波キャリアのボトム値、零を三角波キャリアのピーク値とボトム値の中点と定義する。

このような調整区間を設けることによって、ＰＷＭ制御（図３）と矩形波制御（図５）に移行する際に、インバータの出力電圧を連続的かつ滑らかに変更できる。これにより、変調モードが切り替わる際の交流電動機のトルクの変動を抑制できる。

図８は、過変調ＰＷＭ制御を行う方式（過変調方式）と調整区間を設けて変調率指令値を調整する本発明（提案方式）のそれぞれについて、相電圧指令値の振幅に対する実際の出力電圧振幅（ＰＷＭ信号の基本波成分）を示すグラフである。基本波成分とは、相電圧指令値と同じ周波数成分を表す。

図８に示すように、過変調方式の場合、相電圧指令値を大きくしても、実際の出力電圧があまり変化しない。これに対し、提案方式の場合、相電圧指令値に比例して実際の出力電圧を大きくできる。したがって、相電圧指令値に対するインバータの出力電圧の制御性を向上させることができる。つまり、過変調方式に比べて、提案方式の方が、短い時間で所望の出力電圧に収束させることができる。

図９～１１は、過変調方式と提案方式のそれぞれについて、相電圧指令値に対して生成されるＰＷＭ信号を例示する図である。図９は、三角波キャリアと相電圧指令値との振幅が一致している場合を示す。両方式の相電圧指令値の振幅を１．０から１．２７３２４に変化させると、図１０に示すように、提案方式では、ＰＷＭ信号を１パルスの矩形波に変更できるが、過変調方式では、ＰＷＭ信号にまだ短いパルスが生じている。図１１に示すように、過変調方式では、ＰＷＭ信号を１パルスの矩形波に変更するには、相電圧指令値の振幅を２．０まで上昇させなければならない。なお、この例では、インバータが三相変調によって出力できる最高電圧を１．０と定義する。

次に、第２の指令値演算部２７が、各相の相電圧指令値V_k ^*とインバータ７０の入力電圧（直流電圧検出値Ｅ_ｄｃ）とに応じて、変調率調整指令値λ_x ^*を演算する方法例について説明する。

相電圧指令値V_k ^*に基づき求めた線間電圧実効値をV₁ ^*とし、xおよびV_xを中間変数とすると、第２の指令値演算部２７は、式（１），（２），（３）に従って、変調率調整指令値λ_x ^*を演算する。

上記の式（１）は、厳密には、式（４）より導出される。

式（４）に対し、「sinθ≒θ（ただし、θ≒０）」という近似を用いると、数式（１）が得られる。つまり、式（１）は、演算を簡単化するための近似式である。三角関数を用いることにより、近似の無いより正確な演算が可能となり、制御精度が向上する。三角関数は、式（４）のsin^-1に限らず、sin、cos、cos^-1等に変形可能である。

式（４）は、予め計算して所定のメモリに格納したテーブル（テーブル入力：式（４）の右辺の括弧の中身をあらかじめ計算して入力（もしくは、V₁ ^*とＥ_ｄｃを入力）、テーブル出力：xの値）で構成しても可能である。つまり、第２の指令値演算部２７は、予め用意されたテーブルを用いて、変調率調整指令値λ_x ^*（∝V_x）を演算してもよい。

また、式（４）は、ＰＷＭ波形の基本波成分（インバータ出力周波数成分）から求めることができる。具体的には、図１２の「ＰＷＭ電圧Ｖ（ｔ）の基本波成分がインバータ出力の相電圧指令値と一致する」という条件から求められる。基本波成分とは、インバータ出力周波数と同じ周波数成分を指す。図１２の場合、α（横軸）＝０～３６０［ｄｅｇ］までが基本波１周期となる。ＰＷＭ電圧Ｖ（ｔ）の基本波成分は、図１２の方形波からフーリエ変換やＦＦＴ解析を用いて導出可能である。

また、図１２を「ＰＷＭ電圧Ｖ（ｔ）の面積」から求めると、フーリエ変換やＦＦＴ解析等の複雑な演算を用いなくても、より簡単に、インバータ出力の相電圧指令値と変調率調整指令値λ_x ^*（∝V_x）との関係性を求めることが可能である。

なお、第２の指令値演算部２７が調整区間における変調率調整指令値λ_x ^*（∝V_x）を決めるのに必要な情報は、各相の相電圧指令値V_k ^*とインバータの入力電圧（直流電圧検出値Ｅ_ｄｃ）だけに限られない。変調率調整指令値λ_x ^*（∝V_x）を決めるのに必要な情報として、例えば、
・変調率指令値
・インバータ出力周波数（または周期）
・インバータキャリア周波数（または周期）
・ＰＷＭ波形の面積
・ＰＷＭ波形の基本波成分（インバータ出力周波数成分）
・電圧位相角
・三角関数（sin/sin^-1またはcos/cos^-1の関数、sin/sin^-1またはcos/cos^-1のテーブルを含む）
・基本波１周期に含まれる三角波キャリアの数
・基本波１周期に含まれるＰＷＭパルス（オンパルス、または、オフパルス）の数
・交流電動機の回転速度（または回転周波数、または回転周期）
が挙げられる。

第２の指令値演算部２７は、これらの情報のうちの少なくとも一つを適宜使用することで、変調率調整指令値λ_x ^*（∝V_x）をより高精度に演算できる。

図１３は、制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。図１３は、制御装置１００が備える演算装置の一例であるマイクロコンピュータ１１０を示している。マイクロコンピュータ１１０は、メモリ１２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１２２、ＡＤ（Analog to Digital）変換部１２３、ＰＷＭモジュール１２４、通信部１２５及びタイマ１２６を備える。ＣＰＵ１２２は、制御装置１００の制御を行うプロセッサである。通信部１２５は、マイクロコンピュータ１１０外部の上位コントローラと通信を行う。タイマ１２６は、タイマ値のカウントを行う。メモリ１２１は、プログラム等を記憶する。メモリ１２１内のプログラムによって、ＣＰＵ１２２が動作する。図１の各制御ブロックの機能は、メモリ１２１に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ１２２が動作することにより実現される。

図１の各制御ブロックとは、例えば、電流指令演算部１８、減算器１９，２０、電流調節器２１，２２、電圧制限器２３、電圧座標変換器１５、電流座標変換器１４、キャリア周波数演算器２４及びＰＷＭ回路１３である。

図１の各制御ブロックの機能は、コンピュータに各機能を実現させるプログラムによって提供可能である。また、各制御ブロックの機能は、上記のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体、又は、上記のプログラム等のコンピュータプログラムプロダクトによって提供可能である。記録媒体としては、例えばフレキシブルディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ等を用いることができる。

以上、インバータ装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

例えば、制御装置が制御する交流電動機は、永久磁石型同期電動機に限られず、誘導電動機やシンクロナスリラクタンスモータなどの他の形式の交流電動機でもよい。

１３ＰＷＭ回路
１６変調率演算器
１７ＰＷＭ演算器
２４キャリア周波数演算器
２５振幅演算部
２６第１の指令値演算部
２７第２の指令値演算部
２８選択部
７０インバータ
８０交流電動機
９０位置・速度センサ
１００制御装置
１１０マイクロコンピュータ
２００インバータ装置
３００電動機システム

Claims

交流電動機を駆動するインバータと、
三角波キャリアのキャリア周波数を演算するキャリア周波数演算器と、
各相の相電圧指令値に基づいて各相の変調率指令値を演算する変調率演算器と、
各相の変調率指令値と三角波キャリアとの比較に基づいて、前記インバータへのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ演算器とを備え、
前記変調率演算器は、前記相電圧指令値と前記インバータの入力電圧とに応じた変調率調整指令値を演算し、電圧位相角の所定の調整区間において前記変調率調整指令値を選択して前記変調率指令値を調整する、インバータ装置。
前記変調率演算器は、前記相電圧指令値の正の期間と負の期間のＰＷＭ信号が対称になるように、前記調整区間を設定する、請求項１に記載のインバータ装置。
前記変調率演算器は、前記インバータが出力するＰＷＭ電圧の基本波成分と前記相電圧指令値とが等しくなるように、前記変調率調整指令値を演算する、請求項１又は２に記載のインバータ装置。