JP3455788B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流を交流または交流
を直流に変換する電力変換装置に係り、特にＰＷＭ（パ
ルス幅変調）インバータの制御に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電気車研究会刊「電気車の科学」１９９
３年４月号記事，「最近のインバータ制御技術を評価す
る」の１４ページ，図−１において、インバータの変調
方式の例が述べられている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】電気鉄道用車輌のイン
バータでは、図２に示すように出力電圧基本波周波数が
低いときは出力電圧の大きさと基本波周波数の比を一定
に保つ制御を行い（この制御を行う領域を可変電圧可変
周波数領域と呼ぶことにする）、出力電圧基本波周波数
が上昇して出力電圧の大きさが最大になると、その最大
値電圧を保ちつつ周波数制御を行う（この制御を行う領
域を定電圧可変周波数領域と呼ぶことにする）。可変電
圧可変周波数領域ではパルス幅変調制御により出力電圧
を調整するため、出力電圧の半周期を複数の電圧パルス
で構成する多パルスモードを用いる。一方、定電圧可変
周波数領域では、電圧利用率を最大限まで高め装置を小
型化するため、出力電圧の半周期を単一のパルスで構成
する１パルスモードを用いる。

【０００４】スイッチング素子としてＧＴＯサイリスタ
を用いた従来のインバータ（以下、ＧＴＯインバータと
呼ぶ）では、図３に示すように、出力電圧基本波周波数
の上昇に伴い、その一周期に含まれるパルス数を切換え
て徐々に減少させるパルス数切換え方式の多パルスモー
ドを用いていた。これはＧＴＯサイリスタのスイッチン
グ周波数の上限が数百Ｈｚであるためである。この方式
ではパルス数切換えの際にスイッチング周波数が不連続
となるため、パルス数切換えに伴い磁気騒音の音色変化
が発生し、耳障りであるという問題があった。

【０００５】また、ＧＴＯインバータにおいては、出力
電圧の半周期に三個の電圧パルスを含む３パルスモード
と１パルスモードの出力電圧の間には、ＧＴＯサイリス
タの最小オフ時間の制限に依存した１０％程度の跳躍が
存在し、３パルスモードと１パルスモードの切換え時に
電動機の発生トルクに変動が生ずる問題があった。

【０００６】本発明の目的は、多パルスモードと１パル
スモードの組合せにより出力電圧の大きさを零から最大
電圧まで制御する２レベルインバータ装置において、ス
イッチング周波数の大幅な不連続をなくして耳障りな磁
気騒音の音色変化をなくすと共に、多パルスモードと１
パルスモードの出力電圧のギャップを小さくし、出力電
圧の全域をほぼ連続に制御することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、出力電圧基本波の零クロス付近に比べピーク付近に
パルス発生周期が長い広幅パルスの電圧パルスを相電圧
として出力し、且つ、出力電圧基本波の周期とは非同期
にスイッチング制御して前記電圧パルスを出力する非同
期過変調制御モードと、出力電圧基本波の相電圧の半周
期毎に単一パルスを交互に出力させる同期１パルス制御
モードとを少なくとも備え、非同期過変調制御モードか
ら同期１パルス制御モードへの切換は、三相交流電圧の
三相全てがともに前記広幅パルスを出力する区間で、且
つ、三相分を一括して切換えるようにする。また、出力
電圧基本波の零クロス付近に比べピーク付近のパルス発
生周期を長くし、相電圧として正負２値のパルスを複数
出力し、且つ、出力電圧基本波の周期とは非同期にスイ
ッチング制御して電圧パルスを各相の変調波信号に基づ
いて出力する非同期過変調制御モードと、出力電圧基本
波の相電圧の半周期毎に単一パルスを交互に各相の変調
波信号に基づいて出力させる同期１パルス制御モードと
を少なくとも備え、非同期過変調制御モードから同期１
パルス制御モードへの切換は、三相のうちいずれか二相
の変調波の交点（Ｕ相変調波の位相を基準にして３０，
９０，１５０，２１０，２７０，３３０度のいずれかの
時点）で三相分を一括して切換えるようにする。

【０００８】

【作用】本発明は、過変調制御モードから１パルス制御
モードへの切換は、出力電圧全相の電圧パルスが、出力
電圧基本波の零クロス付近に比べピーク付近のパルス発
生周期が長くパルス幅が広くなった時点で三相分を一括
して切換えるようにしたので、過度的な電流やトルクの
変動を抑制することができ、スムーズに両モードを切換
える。

【０００９】また、過変調制御モードから１パルス制御
モードへの切換は、出力電圧のうち何れか二相の交点と
なる位相３０，９０，１５０，２１０，２７０，３３０
度のうち何れかの時点で三相分を一括して切換えるよう
にしたので、過度的な電流やトルクの変動を抑制するこ
とができ、スムーズに両モードを切換える。

【００１０】

【実施例】本発明の実施例を図１から図１７を用いて説
明する。

【００１１】本発明のインバータのＰＷＭモードの構成
は図４のようになる。低出力電圧域ではバイポーラモー
ド，高出力電圧領域では過変調モード，最大出力電圧域
では１パルスモードで動作する。

【００１２】図１は本発明の一実施例を示す構成図で、
電気車駆動用誘導電動機の制御用変換器として電圧型２
レベルインバータを用いた例である。同図において、６
は誘導電動機、５はそれを駆動する２レベル三相ＰＷＭ
インバータ、９はインバータの電源となる直流架線、
７，８はインバータ直流入力側のフィルタリアクトル及
びコンデンサである。

【００１３】図１の多パルス発生手段２，１パルス発生
手段３，ＰＷＭモード選択手段４はインバータの出力電
圧指令Ｅ* と、その周波数指令Ｆｉ* を積分器１で積分
することにより求めた各相の出力電圧基本波の位相θｘ
（添字ｘは相を表す添字を総称するものとする。即ち、
ｕ，ｖ，ｗのいずれかの相を表す。）に基づきインバー
タの制御信号を発生する。インバータの制御信号のう
ち、Ｓ１ｘ，Ｓ２ｘ，Ｓｘをスイッチング関数と呼び、
インバータの正側アームがオンのとき１，負側アームが
オンのとき０と定義する。

【００１４】まず、インバータの制御信号の発生方法に
ついて述べる。図１の多パルス発生手段２の一例（一相
分）を図５に示す。ここではバイポーラモードと過変調
モードのスイッチング関数を同一の手段で発生してい
る。出力電圧指令→変調率変換手段２１では出力電圧指
令Ｅ* から変調率Ａ、つまり変調波の振幅を求める。搬
送波振幅を１とすると、バイポーラモードでは０≦Ａ≦
１、過変調モードではＡ＞１である。出力電圧基本波の
大きさを電圧指令に一致させるためＥ* とＡを、バイポ
ーラモードでは（数１）、過変調モードでは（数２）で
対応させる。

【００１５】

【数１】

【００１６】

【数２】

【００１７】関数ｙ＝sin(ｘ)２２では出力電圧基本波
の位相（変調波の位相と等価）θｘのsinを求める。こ
れに変調率Ａを乗じたものが変調波ａｘである。変調波
ａｘと搬送波周波数（バイポーラモードのスイッチング
周波数と等価）Ｆｃをスイッチング関数演算手段２４に
与え、スイッチング関数Ｓ１ｘを求める。スイッチング
関数演算手段２４では、振幅１，周波数Ｆｃの三角波で
ある搬送波を発生し、それと変調波の値を比較してスイ
ッチング関数を発生する。また、三角波を用いずに変調
波ａｘとパルス間隔から演算によりスイッチング関数を
求めてもよい。三角波比較により求めたバイポーラモー
ドと過変調モードによるスイッチング関数の波形の一例
を図６，図７にそれぞれ示す。本発明のインバータ装置
においては、ＩＧＢＴ，大容量パワートランジスタ等の
数ｋＨｚのスイッチングが可能なデバイスをスイッチン
グ素子として用い（ここでは総称して以下、ＩＧＢＴイ
ンバータと呼ぶ）、多パルスモードにおいては変調波と
搬送波を非同期とする。図６に示すバイポーラモードお
いては、０≦Ａ≦１であるため、搬送波２４２とスイッ
チング関数２４３が対応し、また、搬送波２４２と変調
波２４１とが同期していない。さらに、図７に示す過変
調モードではＡ＞１であるため、Ａが１を越える部分で
は広幅パルスのスイッチング関数２４６が得られ、その
他の部分では搬送波２４５と変調波２４４との比較に従
ったスイッチング関数２４６が得られる。また、この過
変調モードにおいても搬送波２４５と変調波２４４とは
非同期で発生している。前記したように、図においては
理解のため搬送波と変調波との比較によりスイッチング
関数を得る方式を示したが、変調波ａｘとパルス間隔か
ら演算によりスイッチング関数を求めることもできる。

【００１８】これにより、スイッチング周波数はバイポ
ーラモードでは一定となり、また過変調モードでは次に
述べる１パルスモードでのスイッチング周波数に徐々に
近づけることができる。この多パルスモードでは、変調
波と搬送波が非同期であるため、搬送波周波数は変調波
周波数に比べ充分高くする必要があり、経験的には１０
倍程度より高いことが望ましい。

【００１９】図１の１パルス発生手段により発生するス
イッチング関数の波形の例を図８に示す。出力電圧の基
本波３１（振幅はいくらでもよい）の符号が正のときは
スイッチング関数Ｓ２ｘの値は１、符号が負のときはＳ
２ｘの値は０とする。

【００２０】次に、高出力電圧域の制御のために、多パ
ルスモードと１パルスモードを組合わせることについて
説明する。過変調方式について書かれた文献として、平
成３年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集Ｎo.１
０６「電圧型３相ＰＷＭインバータの過変調制御方式」
がある。これによると、過変調モードの変調率を極めて
大きくしたものが６ステップインバータの動作、即ち１
パルスモードの動作であると述べられている。しかしな
がら、１パルスモードを過変調モードの延長という形で
実現（変調率を極めて大きくすることにより１パルスモ
ードを実現）すると、以下のような不都合が生ずる。

【００２１】第一に、過変調モードと１パルスモードが
切換わる点がスイッチング周波数に依存し、任意に設定
することができなくなる。第二に、過変調モードの変調
波と搬送波が非同期である場合（以下、非同期ＰＷＭと
呼ぶ）には、素子のターンオン，ターンオフ時間の影響
により過変調モードと１パルスモードの境界付近で変調
波零クロス近傍のパルスが出たり出なかったりする。結
果として出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、イン
バータの負荷電流に低周波の脈動が重畳されるビート現
象が発生する。第三に、過変調モードは図７に示すよう
に、出力電圧波形（後述するスイッチング関数の波形と
等価）は変調波(出力電圧基本波と等価)零クロス近傍の
パルス間隔が均一となる、つまりパルス発生周期が均一
である部分（等間隔パルス）と、変調波ピークを中心と
する広幅パルスの部分に分けられ、過変調モードの等間
隔パルスの部分において過変調モードと１パルスモード
の切換えが起こり得る。この場合、インバータの負荷電
流が乱れ、過電流によるスイッチング素子の破壊や電動
機の発生トルクの著しい変動が発生することがある。

【００２２】これらの問題を解決するには、過変調モー
ドと１パルスモードを切換える電圧（以下、移行電圧と
呼ぶ）と、出力電圧基本波のどの位相で切換えるか（以
下、移行位相と呼ぶ）を管理する。

【００２３】まず、移行電圧の管理について説明する。
移行電圧を設定し、それを境界に過変調モードと１パル
スモードを切換える場合、移行電圧の設定値はできるだ
け１パルスモードの出力電圧、即ち１００％に近い値で
あることが望ましい。過変調モードの出力電圧の最大値
との差が小さいほど、切換時の電動機の発生トルクの変
動が小さくなるからである。

【００２４】しかしながら、非同期ＰＷＭでは、出力電
圧の基本波一周期に含まれる個々の電圧パルスの幅は各
周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が
100％に近づくにつれて、出力電圧基本波の零クロス近
傍のパルス数が減少するとこの影響が顕在化して出力電
圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電
流にビート現象が発生する。この様子の一例を図９に示
す。

【００２５】図１０は、出力電圧基本波零クロス近傍の
平均パルス数と、ビート現象による電流脈動の関係の一
例である。図７に示すように、変調波の絶対値が１.０
以下の部分が等間隔パルスに相当するので、平均パルス
数は（数３）に示す式で与えられる。また、電流脈動率
は（数４）で定義した。

【００２６】

【数３】

【００２７】

【数４】

【００２８】図１０より、出力電圧基本波零クロス近傍
に少なくとも一個のパルスを確保しなければ、ビート現
象によるインバータの負荷電流の低周波脈動が極めて大
きくなる。

【００２９】そこで、移行電圧の設定値は少なくとも一
個以上の電圧パルスを出力電圧基本波零クロス近傍に確
保するような値とする。この値は出力電圧基本波周波数
Ｆi*と多パルスモードの搬送波周波数Ｆｃに依存するの
で、これらの値から演算により求める手段を設けてもよ
いし、また出力電圧基本波周波数Ｆｉ* の上限から予め
計算により求めて設定するのでもよい。

【００３０】続いて、移行位相の管理について説明す
る。過変調モードと１パルスモードを切換える際の出力
電圧基本波の位相によって、切換え直後のインバータの
負荷電流や電動機の発生トルクの過渡的な変動の様子が
異なる。電流変動の一例を図１１に示す。同図（ａ）
は、図１２に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相
で０゜で三相一括して切換えた場合で、切換直後に電流
に過渡的な変動が見られる。これに対し(ｂ)は図１３に
示すようにＵ相の出力電圧基本波の位相で９０゜で三相
一括して切換えた場合であり、電流の過渡的な変動は殆
どない。

【００３１】図１４は、過変調モードから１パルスモー
ドへ三相一括して切換える際の出力電圧基本波の位相
（Ｕ相基準）と過渡的な電流の変動の関係の例である。
ここで、電流変動率は（数５）で定義する。

【００３２】

【数５】

【００３３】図１４では、出力電圧基本波の位相で６０
゜毎に電流変動率が大きくなっている。これは三相のう
ちいずれかが過変調モードにおいて等間隔パルスのとき
に過変調モードと１パルスモードが切換わる場合であ
り、このときは両モードの混在による一時的な三相の出
力電圧の不平衡が大きくなるために過渡的な電流の変動
も大きくなる。従って図１５に示すように、全ての相が
過変調モードにおいて広幅パルスとなる部分に移行位相
を設定することで、過渡的な電流やトルクの変動を抑制
できる。

【００３４】ここで、三相一括して過変調モードと１パ
ルスモードを切換えるには、三相全てが過変調モードの
出力電圧が広幅パルスになる区間ができなければならな
い。このためには、三相のうち二相の変調波の交点（Ｕ
相変調波の位相を基準にして、３０゜，９０゜，１５０
゜，２１０゜，２７０゜，３３０゜）において、変調波
の絶対値が１.０より大きくなければならない。３０゜
の場合で考えるとして、ａｕ＝Ａsin３０゜＞１.０より
Ａ＞２、過変調モードでは変調率Ａと出力電圧Ｅ* の対
応は（数２）で与えられるので、Ｅ*＞９５.６％でなけ
ればならない。従って、三相一括で過変調モードと１パ
ルスモードを切換えるためには移行電圧は９５.６ ％よ
り大きく、かつ過変調で出力電圧基本波零クロス近傍に
少なくとも一個の電圧パルスを確保する値となる。

【００３５】図１６は、上記移行電圧，移行位相の管理
を実現するＰＷＭモード選択手段３の構成例である。モ
ード選択指令発生手段３２では、移行電圧手段３１に設
定した移行電圧Ｅｃと、電圧指令Ｅ* を比較し、多パル
スモードか１パルスモードのいずれを選択すべきかを表
すモード選択指令Ｍｃを発生する。

【００３６】ここでは出力電圧指令Ｅ* に基づきモード
選択指令Ｍｃを求めることとしたが、出力電圧指令Ｅ*
は変調率Ａと一義的に対応しているため、移行電圧に対
応する変調率Ａｃを予め設定しておき、これと変調率Ａ
を比較してモード選択指令Ｍｃを発生するとしてもよ
い。

【００３７】また、可変電圧可変周波数領域では出力電
圧指令と出力電圧基本波周波数も一義的に対応するの
で、移行電圧に対応する出力電圧基本波周波数Ｆｉｃを
予め設定しておき、これと周波数指令Ｆｉ* を比較して
モード選択指令Ｍｃを発生してもよい。

【００３８】移行位相管理手段４４ではＭｃを参照し、
モードの切換えが必要な場合は出力電圧基本波の位相θ
ｘと移行位相設定手段４３に設定した移行位相θｃを比
較し、θｘがθｃに達していればモード選択信号Ｍを切
換える。モード選択スイッチ４５，４６，４７ではモー
ド選択信号Ｍに従って多パルス発生手段の出力Ｓ１ｘと
１パルス発生手段の出力Ｓ２ｘのいずれかを選択し、ス
イッチング関数Ｓｘを決定する。

【００３９】移行位相の管理については、次のような方
法によるものでもよい。各相の変調波の絶対値をとり、
三相全て１.０ より大きくなっていれば、その時点で全
ての相が過変調の広幅パルスの部分にあることになる。
従って、そのような時点で多パルス発生手段と１パルス
発生手段の出力を切換える。

【００４０】以上により、多パルスモードと１パルスモ
ードの出力電圧のギャップを従来のＧＴＯインバータで
の１０％程度から１〜２％程度にまで小さくして、出力
電圧の大きさを零から最大電圧までほぼ連続に制御し、
また多パルスモードと１パルスモードの切換時において
電流や電動機の発生トルクの変動なくスムーズに切換え
を行うことのできる２レベルインバータ装置を構成する
ことができる。

【００４１】本発明での出力電圧基本波周波数とスイッ
チング周波数の関係は図１７のようになり、図３の従来
のインバータの変調方式のような大きな不連続は存在せ
ず、磁気騒音の不連続な音色変化をなくすことができ
る。

【００４２】

【発明の効果】多パルスモードと１パルスモードの組合
せにより出力電圧の大きさを零から最大電圧まで制御す
るインバータ装置において、磁気騒音の不連続な変化を
なくすことができると共に、全出力電圧域をほぼ連続に
制御することが可能となる。また、過変調制御モードか
ら１パルス制御モードへの切換える際の出力電圧及び切
換えタイミングの出力電圧基本波に対する位相を管理す
ることにより、電流や電動機の発生トルクの変動を抑制
でき、スムーズに両モードを切換えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す構成図。

【図２】車輌用インバータの運転特性を示す図。

【図３】従来のインバータの変調方式の例を示す図。

【図４】本発明によるインバ−タの運転特性を示す図。

【図５】多パルス発生手段の構成の一例を示す図。

【図６】バイポーラモードの変調波，搬送波，スイッチ
ング関数を示す図。

【図７】過変調モードの変調波，搬送波，スイッチング
関数を示す図。

【図８】出力電圧の基本波と１パルスモードのスイッチ
ング関数を示す図。

【図９】ビート現象発生の様子を示す図。

【図１０】出力電圧基本波零クロス近傍の平均パルス数
と電流脈動の関係を示す図。

【図１１】モード切換え直後の過渡的な電流変動の様子
が移行位相により異なることを示す図。

【図１２】図１１（ａ）の切換えタイミングを示す図。

【図１３】図１１（ｂ）の切換えタイミングを示す図。

【図１４】移行位相とモード切換え直後の過渡的な電流
変動の関係を示す図。

【図１５】移行位相設定可能区間を示す図。

【図１６】ＰＷＭモード選択手段の構成の一例を示す
図。

【図１７】本発明におけるインバータの出力電圧基本波
周波数とスイッチング周波数の関係を示す図。

【符号の説明】

１…積分器、２…多パルス発生手段、３…１パルス発生
手段、４…ＰＷＭモード選択手段、５…２レベル三相Ｐ
ＷＭインバータ、６…誘導電動機、７…フィルタリアク
トル、８…平滑コンデンサ、９…直流架線、２１…周波
数指令→変調波振幅基準変換手段、２２…関数ｙ＝sin
(ｘ）、２３…スイッチング周波数、２４…スイッチン
グ関数演算手段、２４１，２４４…変調波ａｘ、２４
２，２４５…搬送波ｃ、２４３，２４６…スイッチング
関数Ｓ１ｘ、３１…出力電圧基本波、４１…移行電圧設
定手段、４２…モード選択指令発生手段、４３…移行位
相設定手段、４４…移行位相管理手段、４５，４６，４
７…モード選択スイッチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 平５−146160（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−163589（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−161364（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−32391（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−131791（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−287372（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数の制御モードにより複数のスイッチン
   グ素子を制御して直流電圧から可変周波数可変電圧の三
   相交流電圧に変換し、その相電圧として正負２値のパル
   スを出力する２レベルの電力変換装置において、 出力電圧基本波の零クロス付近に比べピーク付近にパル
   ス発生周期が長い広幅パルスの電圧パルスを相電圧とし
   て出力し、且つ、出力電圧基本波の周期とは非同期にス
   イッチング制御して前記電圧パルスを出力する非同期過
   変調制御モードと、 出力電圧基本波の相電圧の半周期毎に単一パルスを交互
   に出力させる同期１パルス制御モードとを少なくとも備
   え、 前記非同期過変調制御モードから前記同期１パルス制御
   モードへの切換は、前記三相交流電圧の三相全てがとも
   に前記広幅パルスを出力する区間で、且つ、三相分を一
   括して切換えるようにしたことを特徴とする電力変換装
   置。
2. 【請求項２】複数の制御モードにより複数のスイッチン
   グ素子を制御して直流電圧から可変周波数可変電圧の三
   相交流電圧に変換し、その相電圧として正負２値のパル
   スを出力する２レベルの電力変換装置において、 出力電圧基本波の零クロス付近に比べピーク付近のパル
   ス発生周期を長くし、相電圧として正負２値のパルスを
   複数出力し、且つ、出力電圧基本波の周期とは非同期に
   スイッチング制御して電圧パルスを各相の変調波信号に
   基づいて出力する非同期過変調制御モードと、 出力電圧基本波の相電圧の半周期毎に単一パルスを交互
   に各相の変調波信号に基づいて出力させる同期１パルス
   制御モードとを少なくとも備え、 前記非同期過変調制御モードから前記同期１パルス制御
   モードへの切換は、三相のうちいずれか二相の前記変調
   波の交点（Ｕ相変調波の位相を基準にして３０，９０，
   １５０，２１０，２７０，３３０度のいずれかの時点）
   で三相分を一括して切換えるようにしたことを特徴とす
   る電力変換装置。