JPH07227085A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH07227085A JPH07227085A JP6312924A JP31292494A JPH07227085A JP H07227085 A JPH07227085 A JP H07227085A JP 6312924 A JP6312924 A JP 6312924A JP 31292494 A JP31292494 A JP 31292494A JP H07227085 A JPH07227085 A JP H07227085A
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Abstract
気騒音の音色変化をなくすと共に、出力電圧の全域をほ
ぼ連続に制御することを目的とする。 【構成】インバータのPWM手段としてバイポーラ変調
モード及び過変調モードを有する多パルス発生手段と、
これに独立して1パルス発生手段とを有し、多パルス発
生手段での搬送波と変調波とを非同期制御することとし
た。 【効果】同期が多インバータにみられるような音色変化
がなくなり、多パルスから1パルスモードへの移行時に
電圧を連続制御できる。
Description
を直流に変換する電力変換装置に係り、特にPWM(パ
ルス幅変調)インバータの制御に関するものである。
3年4月号記事,「最近のインバータ制御技術を評価す
る」の14ページ,図−1において、インバータの変調
方式の例が述べられている。
バータでは、図2に示すように出力電圧基本波周波数が
低いときは出力電圧の大きさと基本波周波数の比を一定
に保つ制御を行い(この制御を行う領域を可変電圧可変
周波数領域と呼ぶことにする)、出力電圧基本波周波数
が上昇して出力電圧の大きさが最大になると、その最大
値電圧を保ちつつ周波数制御を行う(この制御を行う領
域を定電圧可変周波数領域と呼ぶことにする)。可変電
圧可変周波数領域ではパルス幅変調制御により出力電圧
を調整するため、出力電圧の半周期を複数の電圧パルス
で構成する多パルスモードを用いる。一方、定電圧可変
周波数領域では、電圧利用率を最大限まで高め装置を小
型化するため、出力電圧の半周期を単一のパルスで構成
する1パルスモードを用いる。
を用いた従来のインバータ(以下、GTOインバータと
呼ぶ)では、図3に示すように、出力電圧基本波周波数
の上昇に伴い、その一周期に含まれるパルス数を切換え
て徐々に減少させるパルス数切換え方式の多パルスモー
ドを用いていた。これはGTOサイリスタのスイッチン
グ周波数の上限が数百Hzであるためである。この方式
ではパルス数切換えの際にスイッチング周波数が不連続
となるため、パルス数切換えに伴い磁気騒音の音色変化
が発生し、耳障りであるという問題があった。
電圧の半周期に三個の電圧パルスを含む3パルスモード
と1パルスモードの出力電圧の間には、GTOサイリス
タの最小オフ時間の制限に依存した10%程度の跳躍が
存在し、3パルスモードと1パルスモードの切換え時に
電動機の発生トルクに変動が生ずる問題があった。
スモードの組合せにより出力電圧の大きさを零から最大
電圧まで制御する2レベルインバータ装置において、ス
イッチング周波数の大幅な不連続をなくして耳障りな磁
気騒音の音色変化をなくすと共に、多パルスモードと1
パルスモードの出力電圧のギャップを小さくし、出力電
圧の全域をほぼ連続に制御することにある。
に渡り均一なパルス発生周期でパルス幅変調制御された
バイポーラ変調電圧を出力するためのゲート制御信号
と、出力電圧基本波の零クロス付近に比べピーク付近の
パルス幅を広げた過変調電圧を出力するためのゲート制
御信号とを発生する多パルス発生手段と、出力電圧基本
波の半周期間に、出力電圧基本波と同じ極性の単一パル
スを出力するためのゲート制御信号を発生する1パルス
発生手段を備え、出力電圧基本波の一周期中のパルス
数、または出力電圧の大きさ、または変調率、または出
力電圧基本波周波数、及び出力電圧基本波の位相等の条
件に基づいて、多パルス発生手段と1パルス発生手段の
出力のうち、一方を選択する手段を設けることにより、
上記目的は達成される。
ルス幅変調部分のパルス発生周期を出力電圧基本波周波
数とは独立に設定することで、バイポーラ変調時はスイ
ッチング周波数は一定、また過変調時はスイッチング周
波数を徐々に1パルス時のスイッチング周波数に近づけ
ることができ、スイッチング周波数の不連続な変化がな
くなる。
切換える際の出力電圧、及び切換えタイミングの出力電
圧基本波に対する位相を管理することで、電流や電動機
の発生トルクの変動なく、スムーズに両モードを切換え
る。
明する。
は図4のようになる。低出力電圧域ではバイポーラモー
ド,高出力電圧領域では過変調モード,最大出力電圧域
では1パルスモードで動作する。
電気車駆動用誘導電動機の制御用変換器として電圧型2
レベルインバータを用いた例である。同図において、6
は誘導電動機、5はそれを駆動する2レベル三相PWM
インバータ、9はインバータの電源となる直流架線、
7,8はインバータ直流入力側のフィルタリアクトル及
びコンデンサである。
手段3,PWMモード選択手段4はインバータの出力電
圧指令E* と、その周波数指令Fi* を積分器1で積分
することにより求めた各相の出力電圧基本波の位相θx
(添字xは相を表す添字を総称するものとする。即ち、
u,v,wのいずれかの相を表す。)に基づきインバー
タの制御信号を発生する。インバータの制御信号のう
ち、S1x,S2x,Sxをスイッチング関数と呼び、
インバータの正側アームがオンのとき1,負側アームが
オンのとき0と定義する。
ついて述べる。図1の多パルス発生手段2の一例(一相
分)を図5に示す。ここではバイポーラモードと過変調
モードのスイッチング関数を同一の手段で発生してい
る。出力電圧指令→変調率変換手段21では出力電圧指
令E* から変調率A、つまり変調波の振幅を求める。搬
送波振幅を1とすると、バイポーラモードでは0≦A≦
1、過変調モードではA>1である。出力電圧基本波の
大きさを電圧指令に一致させるためE* とAを、バイポ
ーラモードでは(数1)、過変調モードでは(数2)で
対応させる。
の位相(変調波の位相と等価)θxのsinを求める。こ
れに変調率Aを乗じたものが変調波axである。変調波
axと搬送波周波数(バイポーラモードのスイッチング
周波数と等価)Fcをスイッチング関数演算手段24に
与え、スイッチング関数S1xを求める。スイッチング
関数演算手段24では、振幅1,周波数Fcの三角波で
ある搬送波を発生し、それと変調波の値を比較してスイ
ッチング関数を発生する。また、三角波を用いずに変調
波axとパルス間隔から演算によりスイッチング関数を
求めてもよい。三角波比較により求めたバイポーラモー
ドと過変調モードによるスイッチング関数の波形の一例
を図6,図7にそれぞれ示す。本発明のインバータ装置
においては、IGBT,大容量パワートランジスタ等の
数kHzのスイッチングが可能なデバイスをスイッチン
グ素子として用い(ここでは総称して以下、IGBTイ
ンバータと呼ぶ)、多パルスモードにおいては変調波と
搬送波を非同期とする。図6に示すバイポーラモードお
いては、0≦A≦1であるため、搬送波242とスイッ
チング関数243が対応し、また、搬送波242と変調
波241とが同期していない。さらに、図7に示す過変
調モードではA>1であるため、Aが1を越える部分で
は広幅パルスのスイッチング関数246が得られ、その
他の部分では搬送波245と変調波244との比較に従
ったスイッチング関数246が得られる。また、この過
変調モードにおいても搬送波245と変調波244とは
非同期で発生している。前記したように、図においては
理解のため搬送波と変調波との比較によりスイッチング
関数を得る方式を示したが、変調波axとパルス間隔か
ら演算によりスイッチング関数を求めることもできる。
ーラモードでは一定となり、また過変調モードでは次に
述べる1パルスモードでのスイッチング周波数に徐々に
近づけることができる。この多パルスモードでは、変調
波と搬送波が非同期であるため、搬送波周波数は変調波
周波数に比べ充分高くする必要があり、経験的には10
倍程度より高いことが望ましい。
イッチング関数の波形の例を図8に示す。出力電圧の基
本波31(振幅はいくらでもよい)の符号が正のときは
スイッチング関数S2xの値は1、符号が負のときはS
2xの値は0とする。
ルスモードと1パルスモードを組合わせることについて
説明する。過変調方式について書かれた文献として、平
成3年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集No.1
06「電圧型3相PWMインバータの過変調制御方式」
がある。これによると、過変調モードの変調率を極めて
大きくしたものが6ステップインバータの動作、即ち1
パルスモードの動作であると述べられている。しかしな
がら、1パルスモードを過変調モードの延長という形で
実現(変調率を極めて大きくすることにより1パルスモ
ードを実現)すると、以下のような不都合が生ずる。
切換わる点がスイッチング周波数に依存し、任意に設定
することができなくなる。第二に、過変調モードの変調
波と搬送波が非同期である場合(以下、非同期PWMと
呼ぶ)には、素子のターンオン,ターンオフ時間の影響
により過変調モードと1パルスモードの境界付近で変調
波零クロス近傍のパルスが出たり出なかったりする。結
果として出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、イン
バータの負荷電流に低周波の脈動が重畳されるビート現
象が発生する。第三に、過変調モードは図7に示すよう
に、出力電圧波形(後述するスイッチング関数の波形と
等価)は変調波(出力電圧基本波と等価)零クロス近傍の
パルス間隔が均一となる、つまりパルス発生周期が均一
である部分(等間隔パルス)と、変調波ピークを中心と
する広幅パルスの部分に分けられ、過変調モードの等間
隔パルスの部分において過変調モードと1パルスモード
の切換えが起こり得る。この場合、インバータの負荷電
流が乱れ、過電流によるスイッチング素子の破壊や電動
機の発生トルクの著しい変動が発生することがある。
ドと1パルスモードを切換える電圧(以下、移行電圧と
呼ぶ)と、出力電圧基本波のどの位相で切換えるか(以
下、移行位相と呼ぶ)を管理する。
移行電圧を設定し、それを境界に過変調モードと1パル
スモードを切換える場合、移行電圧の設定値はできるだ
け1パルスモードの出力電圧、即ち100%に近い値で
あることが望ましい。過変調モードの出力電圧の最大値
との差が小さいほど、切換時の電動機の発生トルクの変
動が小さくなるからである。
圧の基本波一周期に含まれる個々の電圧パルスの幅は各
周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が
100%に近づくにつれて、出力電圧基本波の零クロス近
傍のパルス数が減少するとこの影響が顕在化して出力電
圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電
流にビート現象が発生する。この様子の一例を図9に示
す。
平均パルス数と、ビート現象による電流脈動の関係の一
例である。図7に示すように、変調波の絶対値が1.0
以下の部分が等間隔パルスに相当するので、平均パルス
数は(数3)に示す式で与えられる。また、電流脈動率
は(数4)で定義した。
に少なくとも一個のパルスを確保しなければ、ビート現
象によるインバータの負荷電流の低周波脈動が極めて大
きくなる。
個以上の電圧パルスを出力電圧基本波零クロス近傍に確
保するような値とする。この値は出力電圧基本波周波数
Fi*と多パルスモードの搬送波周波数Fcに依存するの
で、これらの値から演算により求める手段を設けてもよ
いし、また出力電圧基本波周波数Fi* の上限から予め
計算により求めて設定するのでもよい。
る。過変調モードと1パルスモードを切換える際の出力
電圧基本波の位相によって、切換え直後のインバータの
負荷電流や電動機の発生トルクの過渡的な変動の様子が
異なる。電流変動の一例を図11に示す。同図(a)
は、図12に示すように、U相の出力電圧基本波の位相
で0゜で三相一括して切換えた場合で、切換直後に電流
に過渡的な変動が見られる。これに対し(b)は図13に
示すようにU相の出力電圧基本波の位相で90゜で三相
一括して切換えた場合であり、電流の過渡的な変動は殆
どない。
ドへ三相一括して切換える際の出力電圧基本波の位相
(U相基準)と過渡的な電流の変動の関係の例である。
ここで、電流変動率は(数5)で定義する。
゜毎に電流変動率が大きくなっている。これは三相のう
ちいずれかが過変調モードにおいて等間隔パルスのとき
に過変調モードと1パルスモードが切換わる場合であ
り、このときは両モードの混在による一時的な三相の出
力電圧の不平衡が大きくなるために過渡的な電流の変動
も大きくなる。従って図15に示すように、全ての相が
過変調モードにおいて広幅パルスとなる部分に移行位相
を設定することで、過渡的な電流やトルクの変動を抑制
できる。
ルスモードを切換えるには、三相全てが過変調モードの
出力電圧が広幅パルスになる区間ができなければならな
い。このためには、三相のうち二相の変調波の交点(U
相変調波の位相を基準にして、30゜,90゜,150
゜,210゜,270゜,330゜)において、変調波
の絶対値が1.0より大きくなければならない。30゜
の場合で考えるとして、au=Asin30゜>1.0より
A>2、過変調モードでは変調率Aと出力電圧E* の対
応は(数2)で与えられるので、E*>95.6%でなけ
ればならない。従って、三相一括で過変調モードと1パ
ルスモードを切換えるためには移行電圧は95.6 %よ
り大きく、かつ過変調で出力電圧基本波零クロス近傍に
少なくとも一個の電圧パルスを確保する値となる。
を実現するPWMモード選択手段3の構成例である。モ
ード選択指令発生手段32では、移行電圧手段31に設
定した移行電圧Ecと、電圧指令E* を比較し、多パル
スモードか1パルスモードのいずれを選択すべきかを表
すモード選択指令Mcを発生する。
選択指令Mcを求めることとしたが、出力電圧指令E*
は変調率Aと一義的に対応しているため、移行電圧に対
応する変調率Acを予め設定しておき、これと変調率A
を比較してモード選択指令Mcを発生するとしてもよ
い。
圧指令と出力電圧基本波周波数も一義的に対応するの
で、移行電圧に対応する出力電圧基本波周波数Ficを
予め設定しておき、これと周波数指令Fi* を比較して
モード選択指令Mcを発生してもよい。
モードの切換えが必要な場合は出力電圧基本波の位相θ
xと移行位相設定手段43に設定した移行位相θcを比
較し、θxがθcに達していればモード選択信号Mを切
換える。モード選択スイッチ45,46,47ではモー
ド選択信号Mに従って多パルス発生手段の出力S1xと
1パルス発生手段の出力S2xのいずれかを選択し、ス
イッチング関数Sxを決定する。
法によるものでもよい。各相の変調波の絶対値をとり、
三相全て1.0 より大きくなっていれば、その時点で全
ての相が過変調の広幅パルスの部分にあることになる。
従って、そのような時点で多パルス発生手段と1パルス
発生手段の出力を切換える。
ードの出力電圧のギャップを従来のGTOインバータで
の10%程度から1〜2%程度にまで小さくして、出力
電圧の大きさを零から最大電圧までほぼ連続に制御し、
また多パルスモードと1パルスモードの切換時において
電流や電動機の発生トルクの変動なくスムーズに切換え
を行うことのできる2レベルインバータ装置を構成する
ことができる。
チング周波数の関係は図17のようになり、図3の従来
のインバータの変調方式のような大きな不連続は存在せ
ず、磁気騒音の不連続な音色変化をなくすことができ
る。
せにより出力電圧の大きさを零から最大電圧まで制御す
るインバータ装置において、磁気騒音の不連続な変化を
なくすことができると共に、全出力電圧域をほぼ連続に
制御することが可能となる。
ング関数を示す図。
関数を示す図。
ング関数を示す図。
と電流脈動の関係を示す図。
が移行位相により異なることを示す図。
変動の関係を示す図。
図。
周波数とスイッチング周波数の関係を示す図。
手段、4…PWMモード選択手段、5…2レベル三相P
WMインバータ、6…誘導電動機、7…フィルタリアク
トル、8…平滑コンデンサ、9…直流架線、21…周波
数指令→変調波振幅基準変換手段、22…関数y=sin
(x)、23…スイッチング周波数、24…スイッチン
グ関数演算手段、241,244…変調波ax、24
2,245…搬送波c、243,246…スイッチング
関数S1x、31…出力電圧基本波、41…移行電圧設
定手段、42…モード選択指令発生手段、43…移行位
相設定手段、44…移行位相管理手段、45,46,4
7…モード選択スイッチ。
Claims (5)
- 【請求項1】直流を二値の電圧レベルを持つ交流電圧に
変換する電力変換器と,この電力変換器によって駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、 低出力電圧域において、出力電圧基本波の一周期に渡り
均一なパルス発生周期であって、パルス幅変調制御され
たパルスを出力するためのゲート制御信号を発生し、 高出力電圧域において、出力電圧基本波の零クロス付近
に比べピーク付近のパルス幅を広げたパルスを出力する
ためのゲート制御信号を発生する多パルス発生手段と、 最大出力電圧域では、出力電圧基本波の半周期間に、出
力電圧基本波と同極性の単一のパルスを出力するための
ゲート制御信号を発生する1パルス発生手段を備え、 所定の条件により、多パルス発生手段と1パルス発生手
段の出力を切換える手段を設けた電力変換装置。 - 【請求項2】請求項1記載の電力変換装置において、前
記多パルス発生手段の出力電圧波形のパルス幅変調部分
のパルス発生周期を前記出力電圧基本波周波数とは独立
に設定することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項3】請求項1記載の電力変換装置において、前
記多パルス発生手段と前記1パルス発生手段の切換え手
段は、出力電圧基本波一周期中のパルス数、または出力
電圧の大きさ、または変調率、または出力電圧基本波周
波数が予め定めた値となったとき、多パルス発生手段と
1パルス発生手段の出力を切換える手段である電力変換
装置。 - 【請求項4】請求項1記載の電力変換装置において、前
記多パルス発生手段と前記1パルス発生手段の切換え手
段は、出力電圧が最大出力電圧の95.6% 以上の予め
定めた値となったとき、前記多パルス発生手段と前記1
パルス発生手段の出力を切換える手段である電力変換装
置。 - 【請求項5】請求項1記載の電力変換装置において、前
記多パルス発生手段と前記1パルス発生手段の切換え手
段は、前記インバータを構成する各相の前記高出力電圧
域において、出力電圧基本波の零クロス付近に比べピー
ク付近のパルス幅を広げたパルス(過変調波形)の基本
波ピーク付近のパルス幅が広くなっている時点で、前記
多パルス発生手段と前記1パルス発生手段の出力を切換
える手段である電力変換装置。
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