JP3643903B2 - 電気車の電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流を交流または交流を直流に変換する電力変換装置の改良に関し、
特に、電気車の電力変換装置の出力電圧の制御に関する。

３レベルインバータは、直流電源電圧（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流電圧に分圧することにより、高電位，中間電位及び低電位の３つの電圧レベルを作り、主回路スイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３レベルの電圧をインバータ出力端子に選択的に導出するものであり、次のような特徴を備えている。
すなわち、出力電圧パルスのステップ数が増加することにより、見かけ上のスイッチング周波数が高められ、歪の少ない出力を得られる。素子に印加される電圧が２レベルに比べて約半減するため、比較的低耐圧のスイッチング素子を使える。素子印加電圧の減少に伴い、素子まわりの発生損失を低減できる等である。
ところで、上記３レベルインバータの出力電圧パルスの発生制御法として、以下のような方式がある。
（１）ニュー デベロップメンツ オブ ３ レベル ピーダブリュエム ストラ テジーズ「Ｎｅｗ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓ ｏｆ ３−Ｌｅｖｅｌ ＰＷＭ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ」（ＥＰＥ’８９Ｒｅｃｏｒｄ，１９８９）の４１２頁、図１（非特許文献１）には、ダイポーラ変調（出力電圧の半周期内にパルスをゼロ電圧を介して正負交互に出力することにより出力電圧を表現）と呼ばれる変調方式，ユニポーラ変調（出力電圧の半周期中に単一極性のパルスを出力することにより出力電圧を表現）と呼ばれる変調方式及び上記ダイポーラ変調とユニポーラ変調を１周期中に混在させる変調方式（以下、本明細書では、部分ダイポーラ変調と称する）が提案されている。
（２）ピーダブリュエム システム イン パワー コンバーターズ：アン エク ステンション オブ ザ サブハーモニック メソッド「ＰＷＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：Ａｎ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ“Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ”ｍｅｔｈｏｄ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｏｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎ， Ｖｏｌ．ＩＥＣＩ−２８，Ｎｏ．４，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８１）の３１６頁、図２（ｂ）（非特許文献２）には、出力電圧の半周期が複数の単一極性のパルスで構成され、この中央部分からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることにより出力電圧を表現する変調方式（以下、本明細書では過変調と称する）が提案されている。
（３）スタディ オブ ２ アンド ３ レベル プリカルキュレイティド モデュレーションズ「Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ２ ａｎｄ ３−Ｌｅｖｅｌ Ｐｒｅｃａｌｃｕｌａｔｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓ」（ＥＰＥ’９１ Ｒｅｃｏｒｄ，１９９１）の４１１頁、図１６（非特許文献３）には、０から１００％まで出力電圧をカバーするための出力電圧パルス発生制御方法が提案されている。

「Ｎｅｗ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓ ｏｆ ３−Ｌｅｖｅｌ ＰＷＭ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ」（ＥＰＥ’８９Ｒｅｃｏｒｄ，１９８９）の４１２頁、図１ 「ＰＷＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：Ａｎ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ"Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ"ｍｅｔｈｏｄ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｏｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎ， Ｖｏｌ．ＩＥＣＩ−２８，Ｎｏ．４，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８１）の３１６頁、図２（ｂ） 「Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ２ ａｎｄ ３−Ｌｅｖｅｌ Ｐｒｅｃａｌｃｕｌａｔｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓ」（ＥＰＥ’９１ Ｒｅｃｏｒｄ，１９９１）の４１１頁、図１６

ところで、例えば鉄道車両のような用途に３レベルインバータを用いる場合、広範囲にわたる速度制御を実現するため、ゼロ電圧から電圧利用率が１００％に達する最大電圧（出力電圧の半周期内に単一のパルスしか存在しない電圧領域であり、以下、１パルスと呼ぶ。）まで、インバータ出力電圧の基本波を連続に、かつ、インバータ出力電圧の高調波をスムーズに制御できることが要求される。
ところで、上記従来技術（１）は、ゼロを含む微小電圧が制御可能なダイポーラ変調、中速領域（中電圧）をカバーするユニポーラ変調手段、最大電圧をカバーする１パルスまでを切換えているので、ゼロ電圧から最大電圧を出力することができ、基本波の連続性も保ちうるが、ユニポーラ変調と１パルスとの切換え時に出力電圧の高調波が不連続になり、周波数の急激で大きな変化による騒音が発生するという問題があった。
また、上記従来技術（２）に示された技術では、ゼロ電圧から最大電圧を表現することができないという問題があった。
ところで、上記従来技術（１）は、出力電圧の基本波を連続制御させるため、基本波の位相及び電圧に対応したパルスデータをメモリに記憶させ、このデータに基づいて各変調に対応したパルス列を出力するものであるので制御が複雑である。さらに、上記従来技術（３）は、ユニポーラ変調において、基本波の半周期に存在するパルスの数を切換える変調方式であるので、制御の複雑化を招くという問題がある。
さらに、上記従来技術は、変調方式やパルス数を切換えるときに不快な不連続音が発生するという問題があった。
本発明の課題は、３レベルインバータの出力電圧をゼロから最大まで制御可能で、インバータ出力電圧を連続かつスムーズに行える３レベルのパルス発生制御を実現し、３レベルインバータを電気車に搭載したときに発生する不連続音を防止することにある。

上記課題を解決するために、複数のスイッチング素子のスイッチング制御によ
り直流を正、負、中間電圧である３レベルの電位を有する交流相電圧に変換する
電力変換器と、該電力変換器のスイッチング素子を制御し、該電力変換器の出力
側に接続されて電気車を駆動する交流電動機を加減速制御する制御装置とを備え
た電気車の電力変換装置において、電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に
複数の単一極性のパルス列を電力変換器の相に発生させるユニポーラ変調モード
と、電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期で複数の単一極性のパルス列の中
央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させたパルス列を電
力変換器の相に発生させる過変調モードとを有し、これらモード間を移行させる
手段を備え、前記２つの変調モードの出力パルスは、電力変換器が出力する電圧
の基本波と非同期で発生される。

本発明によれば、インバータ出力電圧を連続的かつスムーズに調整することが
でき、３レベルインバータによる交流電動機の可変速制御において、特に加減速
期間でのインバータ出力電圧の連続性が得られるので、不連続な騒音、異音を防
止することができる。また、本発明を電気車に適用すると、低騒音な電気車を提
供することができる。

以下、本発明の概要を表１及び図１から図３を用いて説明した後、実施例１を図１及び図４から図１３を用い、実施例２を図１４及び図１５から図１９を用いて説明する。
３レベルインバータ（ＮＰＣインバータともいう）は、直流電源電圧（電気車の場合は架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流電圧に分圧することにより、高電位，中間電位及び低電位の３つの電圧レベルを作り、主回路スイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３レベルの電圧をインバータ出力端子に選択的に導出するものである。

この主回路構成の一例として、鉄道用電気車に適用した場合の基本構成（３相の場合）を図１に示す。
図１において、４は直流電圧源である直流架線（電車線）、５０は直流リアクトル、５１及び５２は直流電圧源４の電圧から中間電位点Ｏ（以下、中性点と呼ぶ）を作り出すため分割配置したクランプコンデンサである。７ａ，７ｂ及び７ｃは自己消弧可能なスイッチング素子より構成され、このスイッチング素子に与えるゲート信号に応じて高電位点電圧（Ｐ点電圧），中性点電圧（Ｏ点電圧）及び低電位点電圧（Ｎ点電圧）を選択的に出力するスイッチングユニットである。この例では、スイッチングユニット７ａは７０から７３の自己消弧可能なスイッチング素子（ここではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ，トランジスタ等でも良い）、７４から７７の還流用整流素子、７８及び７９の補助整流素子より構成する。また、負荷は誘導電動機６の場合を示した。スイッチングユニット７ｂ及び７ｃも、７ａと同様の構成である。

ここではまず、Ｕ相のスイッチングユニット７ａを例にとり、その基本的な動作を表１を用いて説明する。

なお、以下では、クランプコンデンサ５１および５２の電圧ｖcp，ｖcnは完全平滑でＥｄ／２に分圧された直流電圧とし、中性点（０点）は仮想的に接地されているものとする。また、ことわりのない限り、出力電圧はインバータ出力相電圧を指すものとする。
スイッチングユニット７ａを構成するスイッチング素子７０から７３は、表１に示すように３通りの導通パターンに従いオン・オフ動作する。すなわち、直流側のＰ点電位を出力する出力モードＰでは、７０，７１がオン，７２，７３がオフで、出力電圧はＥｄ／２となり、中性点電位を出力する出力モードＯでは、７１，７２がオン，７０，７３がオフで、出力電圧としてゼロ電位が出力され、Ｎ点電位を出力する出力モードＮでは、７０，７１がオフ，７２，７３がオンで、出力電圧は−Ｅｄ／２となる。
表１中に各出力モードにおける主回路１相分（スイッチングユニットとクランプコンデンサ）の等価回路を示した。スイッチングユニットは、等価的に３方向の切換えスイッチと見なせる。ここで、素子の導通状態を１，０の２値で表わすスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎを用いると、
出力モードＰのとき Ｓｐ＝１，Ｓｎ＝０
出力モードＯのとき Ｓｐ＝０，Ｓｎ＝０
出力モードＮのとき Ｓｐ＝０，Ｓｎ＝１
と表現できる。このとき、スイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎと、スイッチング素子７０，７１，７２，７３に与えるゲート信号Ｇpu，Ｇpx，Ｇnx，Ｇnu（オフ信号を０，オン信号を１とする）の関係は、次式で表せる。

従って、各相毎に２つのスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎを用意することにより、スイッチング素子の導通状態を決定することができる。このスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により、出力電圧ｅｕが正弦波状になるように決定される。
なお、３レベルインバータの主回路の詳細は、特開昭５１−４７８４８号公報，特開昭５６−７４０８８号公報などに記載されている。

ところで、電気車のように限られた電源電圧で、可変電圧可変周波数（VVVF）領域から定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）領域に亘る広範囲の速度制御を行う場合、図２の実線で示すような出力電圧特性が要求される。すなわち、低速度領域ではインバータ周波数にほぼ比例して出力電圧を調整（この領域をＶＶＶＦ制御領域と呼ぶ）することにより、電動機内の磁束をほぼ一定に保ち、所定のトルクを確保し、また、高速度領域ではインバータの最大出力電圧を維持したまま引き続きインバータ周波数を上昇（この領域をＣＶＶＦ制御領域と呼ぶ）させることにより、限られた電圧で電圧利用率を最大として高速運転を実現するものである。
しかしながら、従来から知られているユニポーラ変調方式では、インバータ周波数が低く、微小な出力電圧の制御が要求される領域（ＶＶＶＦ制御領域の起点付近）では、スイッチング素子の最小オン時間によって定まる最小出力パルス幅よりも小さな電圧パルスを実現することができず、図２の破線で示すように、指令より大きな電圧を出力してしまうことになる。
例えば、インバータ出力電圧の電圧パルスが全てスイッチング素子の最小オン時間Ｔonにより定まる最小パルス幅である場合を考えると、このときの出力電圧実効値Ｅは、

ここに、Ｆｃ：キャリア周波数
で与えられ、これよりも小さな電圧は制御できない。ここで、Ｅmaxは１８０゜通流の方形波電圧の実効値であり、

で与えられ、３レベルインバータの最大出力電圧もほぼこのＥmaxに一致する。
上記（数２）によれば、Ｆｃ＝５００ｋＨｚ，Ｔon＝１００μｓのとき、Ｅ＝０.１Ｅmaxであり、この場合、最大出力電圧Ｅmaxの１０％以下の電圧は制御できないことになる。そのため、ユニポーラ変調だけでは制御可能な出力電圧の下限値が制限され、連続的な電圧制御が困難であるという問題があった。

これを解決するためには、ダイポーラ変調（ダイポーラモード）が有効であるが、従来技術では、このダイポーラ変調からユニポーラ変調（ユニポーラモード）に移行する際に注意が必要であった。
一方、ユニポーラ変調で出力し得る最大電圧Ｅは、理想的な正弦波変調の限界点（変調率Ａ＝１）で

であり、スイッチング素子の最小オフ時間Ｔoffを考慮した場合には、

ここに、Ｆｃ：キャリア周波数
となる。例えば、Ｆｃ＝５００Ｈｚ，Ｔoff＝２００μｓのとき、Ｅ＝０.７０７Ｅmaxであり、この場合には、最大出力電圧Ｅmaxの約７０％までしかカバーできないことになる。この時、１パルスモードのパルス幅を調整できないとすると、基本波が不連続となり、また、１パルスモードのパルス幅が調整可能とすると、パルスの幅を小さくして連続性を保とうとするため、今度は、高調波の連続性が失われてしまう。
この電圧範囲をカバーする変調方式は種々考えられるが、パルス発生制御の容易さ，ユニポーラ変調との整合性，出力電圧に含まれる高調波の連続性等の観点から過変調（過変調モード）が最も効果的であるといえる。過変調領域では、出力電圧半周期の電圧パルス列の中央部分（基本波瞬時値のピーク付近）におけるパルス間の狭幅スリットを徐々に埋めることにより、出力電圧を１パルス付近まで拡大することを可能としている。

過変調制御の極限、すなわち、変調率が極めて大きい領域では、出力電圧の半周期に１つのパルスしか存在しない、いわゆる１パルスモードに移行し、このときの出力電圧はほぼＥmax に達する。しかしながら、このままでは過変調から１パルス、あるいは１パルスから過変調への移行タイミングは、変調率やキャリア周波数に依存するため、このタイミングを任意に設定できず、この間にヒステリシスを設けると、基本波電圧の連続性が損なわれる。
そこで、過変調制御から、過変調の延長ではないパルス幅制御（つまり、変調率を無限大としない１パルスモードの作りかた）による電圧制御が可能な１パルス制御に移行させる。これにより、過変調と１パルス制御の間で、所定のタイミングでの移行を可能とし、基本波電圧の連続的な移行が実現される。

これら一連の移行制御を連続的に行うことにより、要求される出力電圧に対応したパルスモードを選択しながら、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的にしかも高精度で安定した出力電圧を得る。
すなわち、図２に示すように、誘導電動機６を図示のようにＶ／Ｆ＝一定で制御すると、起動時からＦ１までダイポーラ変調を用い、インバータ周波数がＦ１に達した時点でユニポーラ変調領域に移行し、Ｆ２で過変調領域、さらにＦ３で１パルス領域に順次移行させる。

以上の考えを、統一した電圧指令に基づいて実現を可能とした変調波の一例を図３に示す。
出力電圧の基本波成分に比例した基本変調波ａは、上位の電流制御手段からのインバータ周波数指令Ｆｉ*と出力電圧指令Ｅ*に基づいて次式より作成する。

ここに、Ａ：変調率，ｔ＝時間，θ：位相（＝２πＦｉ*ｔ）
ここで、正弦波変調領域における変調率Ａ(０≦Ａ≦１)は、次式で与えられる。

この基本変調波ａは、ダイポーラ変調，ユニポーラ変調とも全く同一であり、過変調では後で説明するように変調率Ａの算出方法が異なる以外は、やはり同じである。

ダイポーラ変調とユニポーラ変調の間を連続的に移行できるようにするため、ここでは、次式に示す正負バイアス変調波ａbp，ａbnを設ける。

ダイポーラ変調制御では、上記ａbp，ａbnがそのまま正側変調波ａｐと負側変調波ａｎとなる。

なお、ここではスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎの作成を簡便化するため、ａｐ，ａｎとも正となるように設定している。最終的に、出力電圧のパルス幅は、ａｐ，ａｎの大きさに比例して設定され、ダイポーラ変調の場合には、正負パルスをほぼ１８０゜ずつずらして制御する。

ユニポーラ変調では、正負変調波ａｐ，ａｎは、

で与えられる。
スイッチング素子の最小オフ時間が無視できるほど小さい場合には、ａｐ，ａｎの瞬時値が１以上のとき最大のパルスを出力する（後述の過変調）。
ここで、バイアスＢの設定は移行制御において極めて重要であることがわかる。Ｂの値によりダイポーラ変調領域とユニポーラ変調領域との移行制御が実現され、
（ａ）Ａ／２≦Ｂ＜０.５のとき ダイポーラ変調
（ｂ）Ｂ＝０ のとき ユニポーラ変調
となる。
一方、過変調制御では、変調率Ａを１以上まで高め、出力電圧の半周期の中央部分のパルス間のスリット（ゼロ電圧出力期間）を抑制して、出力電圧を向上させる。
さらに電圧指令を高めた場合には、過変調モードから１パルスモードに移行する。この動作については、以下の実施例の中で説明する。
このように、ダイポーラ変調，ユニポーラ変調及び過変調を統一した電圧指令に基づいて実現し、最大出力となる１パルスまでの連続移行制御が可能となる。

以下、上記考え方を実現する実施例１の構成を説明する。
図１は、前述のスイッチングユニットを制御して、３レベルの電位を有する交流電圧を出力するパルス幅変調装置の例である。
図１において、１は出力電圧関連情報及び移行制御情報に従ってダイポーラ変調波形、あるいはユニポーラ変調波形、あるいは過変調波形を出力する多パルス発生手段、２は出力電圧関連情報に従って１パルス波形を出力(１パルスモード)する１パルス発生手段、３は各ＰＷＭモードを連続的に移行させる移行制御手段である。移行制御手段３の出力であるゲート信号は、図示しないゲートアンプを介して各相のスイッチングユニット内のスイッチング素子に与えられ、オン・オフ制御される。これら多パルス発生手段１，１パルス発生手段２、及び移行制御手段３から構成されるパルス幅変調手段が本発明の特徴部分である。
なお、この例では、パルス幅変調手段に取り込まれる出力電圧関連情報は、上位の電流制御手段８から与えられる。この電流制御手段８は、電流指令から電流調節手段８１によって誘導電動機６のすべり周波数指令Ｆｓ*を作成（電流指令値と実電動機電流との偏差による）し、誘導電動機６に取り付けられた回転周波数検出手段６１によって検出された誘導電動機の回転周波数Ｆｒと前記Ｆｓ*とを加えてインバータ周波数指令Ｆｉ*を作成する。
さらに、このＦｉ*と３レベルインバータの直流電圧Ｅｄ（ＰＮ間電圧で、クランプコンデンサ電圧の和ｖcp＋ｖcnに等しい）に基づいて、出力電圧設定手段８２は出力電圧指令Ｅ*を作成する。
この出力電圧設定手段８２は、Ｅｄが低い場合（Ｅｄ＝Ｅd1）には傾きを大きく、Ｅｄが高い場合（Ｅｄ＝Ｅd3）には傾きを小さく設定し、常に出力電圧が要求通りとなるようにして、図２に示した出力電圧特性を実現するものである。これら電流制御手段は、出力電圧の瞬時値を出力するものであっても良い。

上記パルス幅変調手段の構成と動作について、図４から図１１を用いて詳細に説明する。
図４に、パルス幅変調手段の全体構成例を示す。ここで、多パルス発生手段１は、基本変調波発生手段１１，バイアス重畳手段１２，正負分配手段１３，基準信号発生手段１４、及びパルス発生手段１５から構成される。
基本変調波発生手段１１は、出力電圧関連情報として受け取ったインバータ周波数指令Ｆｉ*を位相演算手段１１２によって時間積分することにより位相θを求め、このθにおける正弦値sinθを求める。一方、出力電圧関連情報の１つである電圧指令Ｅ*から振幅設定手段１１１により基本変調波の振幅Ａ（変調率）を演算出力し、１／２したのちsinθと掛け合わせて振幅が１／２の瞬時の基本変調波ａ／２を作成して出力する。バイアス重畳手段１２は、このａ／２に移行制御手段３の多パルス移行制御手段３１からのバイアスＢを加算及び減算し、２本の正負バイアス変調波ａbp及びａbnを作成して出力する。

ここで、ダイポーラ変調とユニポーラ変調との間の連続的移行はバイアスＢの設定による。図５に、このバイアスＢを設定することにより行うダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段３１１の構成例を示す。ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段３１１は、出力電圧指令Ｅ*を３１１ａで４／π倍することにより変調率Ａを求め、バイアス発生手段３１１ｂでこの変調率Ａに応じたバイアスＢを決定する。すなわち、変調率Ａが小さく微小な出力電圧が要求されるところではＢ＝Ｂｏ（ただし、Ｂｏ≧Ａ／２）に設定し、Ａ＝Ａ１に達したところでＢ＝０とする。Ａ＝Ａ１のときの出力電圧が式（２）に示される電圧よりも大きくなるようにＡ１をあらかじめ決めておけば、ゼロを含む微小電圧からの電圧制御が可能となる。
さらに、上記正負バイアス変調波ａbp，ａbnを、正負分配手段１３によって、ａbp，ａbnのうち正の部分はａｐに、ａbp，ａbnのうち負の部分はａｎに分配・合成することにより、ダイポーラ変調からユニポーラ変調にかけての出力電圧基本波成分の連続性を維持した正負変調波ａｐ，ａｎが作成される。
この正負変調波ａｐ，ａｎに基づいて、パルス発生手段１５は、パルス発生周期が２Ｔｏのスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎを生成する。基準信号発生手段１４が、スイッチング周波数指令Ｆsw*に従い、パルス発生周期Ｔｏを定める。ここで、Ｆsw*とＴｏの関係は次式で表せる。

パルス発生手段１５のパルス発生動作を図６を用いて説明する。
図６において、パルスタイミング設定手段１５１は、ａｐ，ａｎ，ａoff，Ｔｏ（ａｎ，ａoff については後述する）に基づいて、Ｓｐの立上がりタイミングＴpup、及びＳｎの立下がりタイミングＴndnを次式より求める（処理１）。

次の周期では、Ｓｐの立下がりのタイミングＴpdn及びＳｎの立上がりのタイミングＴnupを処理１と同様に求める（処理２）。

上記の処理１と処理２を交互に行うことにより、スイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎが作成される。
ここで、ａon，ａoffは、スイッチング素子の最小オン時間Ｔon及び最小オフ時間Ｔoffから定まる値であり、

で与えられる。すなわち、図７（Ｓｐの例）に示すように、オンパルス幅Ｔwon、及びオフパルス幅Ｔｗoffは、

となり、図８の破線で示す特性を持つ。ここで、オンパルス幅Ｔwonがスイッチング素子によって定められた最小オン時間Ｔon以下とならないように、また、オフパルス幅Ｔｗoffがスイッチング素子によって定められた最小オフ時間Ｔoff以下とならないように、図８の実線で示す特性とする。これを実現するため、図６のパルスタイミング設定手段１５１の機能を付加した。これによって発生する出力電圧基本波成分の不連続は極めて小さいため、無視しても差し支えない。

なお、ａoffは出力電圧基本波成分の不連続が無視できる範囲内においては可変可能であり、ユニポーラ変調から過変調への移行タイミングとして、ユニポーラ／過変調移行制御手段３１２から与えている。もし、ａoffを一定に設定した場合には、パルス発生をより簡略化できる。
すなわち、パルスタイミング設定手段１５１が自動的にユニポーラから過変調に移行させるのでａoffを出力するユニポーラ／過変調移行制御手段３１２を設ける必要がない。
スイッチング関数発生手段１５２は、周期Ｔｏの基準信号を発生し、これに同期して上記Ｔpup，ＴndnまたはＴpdn，Ｔnupを基に、Ｓｐ，Ｓｎをセットする。

過変調時のスイッチング関数の一例を図９に示す。ａｐの瞬時値Ａｐがａoffを越えるとスイッチング関数Ｓｐのパルス間のスリット（図９（ｃ）のハッチング部分）を埋める。この埋められたスリット幅はスイッチング素子の最小オフ時間Ｔoffよりも小さく、１〜２個程度ずつ徐々になくなるため、出力電圧の基本波にはほとんど影響を与えない。

パルスタイミング設定手段１５１をソフトウェアで実現する場合のフローチャートを図１０に示す。
ところで、過変調制御では、出力電圧半周期の中央部分のパルス間のスリットを埋めることにより最大電圧状態を維持し、変調波のゼロクロス近傍のみでPWM制御を行っている。そのため、この領域では変調率Ａと実際に出力される出力電圧が非線形となり、変調率Ａを直線的に増加させても、出力電圧はこれに追従して直線的に増加しない。
そこで、変調率Ａの設定を非線形化することにより、過変調時の出力電圧の線形化を図る。すなわち、ＰＷＭ制御部分でのスイッチング周波数が十分に高いものとすれば、出力電圧の基本波実効値Ｅと変調率Ａの関係は次式で表せる。

従って、上式の関係からあらかじめＥ*とＡの関係を算出しておき、図１１に示す振幅設定手段１１１を構成することにより、出力電圧をＥ*に対して直線的に調整できる。その結果、特に１パルスに近い高電圧域での電圧制御性を向上できる。

さらに電圧指令を高めた場合には、移行制御手段３の切換えスイッチ３２の働きにより、過変調モードから１パルスモードに移行する。切換えスイッチ３２は、多パルス移行制御手段３１の出力の１つであるＳ_ＰＭが
Ｓ_ＰＭ＝０のとき 多パルス側
Ｓ_ＰＭ＝１のとき １パルス側
に切換えられる。図１２に、１パルス／多パルス切換え制御手段３１３の一例を示す。この例では、電圧指令Ｅ＊がＥ1Pを越えたとき多パルスモードから１パルスモードへ移行させ、Ｅ＊がＥMPより小さくなったとき１パルスモードから多パルスモードへ移行させるようにヒステリシスを設けている。これにより、不用意なＰＷＭモードの移行を抑制し、過渡変動の少ない安定した出力電圧が得られるようにしている。
１パルス発生手段２は、位相演算手段２１、及びパルス発生手段２２から構成される。位相演算手段２１の動作は１１１と全く同じでよく、２１を省略して１１１の出力を利用してもよい。

パルス発生手段２２の構成例を図１３に示す。３レベルＰＷＭでは２レベルＰＷＭと異なり、１パルス制御時にパルス幅の制御により出力電圧の調整が行える。そこで、電圧指令Ｅ*から、パルスの立ち上がりのタイミング位相α、及び立ち下がりのタイミング位相βを

で求める。このα，βを位相θを基準にしてセットし、Ｓｐ，Ｓｎを作成，出力することにより、１パルス波形を実現する。

このように、ダイポーラ変調，ユニポーラ変調及び過変調を統一した電圧指令に基づいて実現し、最大出力となる１パルスまでの連続移行制御が可能となる。
本実施例では、出力電圧をゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調整することが可能となり、さらに、高精度で安定した出力電圧を提供できる効果がある。

ところで、図４に示した実施例１では、上記多パルス発生手段の出力パルス列をインバータ周波数と非同期で発生させ、１パルス発生手段の出力パルスをインバータ周波数と同期させて制御している。
この理由は、多パルス領域において同期式を採用している前述した従来技術では、第１に位相の管理のための制御が複雑、第２に何らかの制御の要請から出力電圧指令を正弦波から歪ませる必要がある場合（図１において、インバータ周波数Ｆｉ*や出力電圧指令Ｅ*が電気車制御上の要請により調整されている場合等）出力電圧指令を忠実に再現できないという問題がある。
つまり、第１の問題は、同期式は、インバータ周波数の整数倍のパルスを出力させるため、各パルスモード毎に位相と発生パルスの関係を有するテーブルを備え、パルスモードとインバータ周波数から得られる位相とからパルス発生位相を読み出して出力するようにしている。この位相の管理に要する計算量やパルスモードごとのメモリは膨大なものとなり、制御の複雑化を招いてしまう。
また、第２の問題は、従来技術に示された同期式は、９０°分のパルスデータをもっているが、データは出力電圧が正弦波になるよう作成されているので、出力電圧を指令通りに正確に表現しえないという問題がある。

そこで、本実施例では、多パルスモードにおけるパルスの発生をインバータ周波数とは非同期にすることによりこれらの解決を図った。
すなわち、第１の問題に対しては、パルスの発生のためにインバータ周波数に拘束されずに独立してパルスを発生させることができる。つまり、図４において、スイッチング周波数指令Ｆsw*をインバータ周波数指令Ｆｉ*とは独立に設定することができる（図４、基準発生１４はインバータ周波数に独立している）。
このため、パルス発生のための複雑な制御手続きを要しなく、制御を簡略化することができる。
また、第２の問題に対しては、非同期式であると、位相毎にデータを持つ必要がなくなり、瞬時の電圧指令に相当するパルスを出力することができるようになったので、歪正弦波であっても忠実に表現することができる。また、上記したように位相演算等に関する制御が簡略した分、逐次電圧指令に相当したパルスを出力するための演算を行うことができるようになり、演算周期を短くすることができるので、さらに忠実度を増すことができる。
また、非同期式にすると、スイッチング周波数がインバータ周波数に依存しないため、スイッチング周波数の変化を最小限にすることができ、同期式にみられるパルスモード切換え前後における音質の変化（異音，不快音）を最小限にすることができるという効果もある。

また、上記実施例は３レベルインバータを例にとって説明したが、２レベルインバータや３レベル以上の多レベルインバータにおいても同様である。

ところで、比較的低い周波数でスイッチングを行うＧＴＯサイリスタのようなスイッチング素子の場合は、出力電圧高調波の内、スイッチング周波数に依存して発生する側帯波成分とインバータ周波数の基本波成分との干渉が発生することがある。これを避けるため、多パルス発生手段のＰＷＭモードの内、ダイポーラ変調モードとユニポーラ変調モードをインバータ周波数に対して非同期とし、過変調モード，１パルスモードを同期とする（図１４）。
このような構成とすることにより、過変調時においてもより安定した電圧を供給可能となる。
図１４は、本発明の実施例２を示す。

図１５に、多パルス移行制御の一例を示す。図１５には多パルス移行制御手段３１のみを示した。これは、４種のＰＷＭモードをインバータ周波数指令Ｆｉ*と電圧指令Ｅ*の両方に依存して移行させるものである。すなわち、Ｆi*＜Ｆ１かつＥ*＜Ｅ１のときダイポーラ変調、Ｆｉ*≧Ｆ１かつＥ１≦Ｅ*＜Ｅ２のときユニポーラ変調、Ｅ２≦Ｅ*＜Ｅ３のとき過変調、Ｅ*≧Ｅ３のとき１パルスとする。これにより、例えば回生起動時や再力行時のように、周波数が高い高速域で出力電圧をソフトスタートする場合においても、ダイポーラ変調→ユニポーラ変調→過変調→１パルスという移行条件が満足され、安定した電圧立ち上げが可能となる。また、低周波領域で常にダイポーラ変調制御となるため、ユニポーラ変調の場合のような特定スイッチング素子への電流集中を回避できる。

次に、実施例２について説明する。
実施例１を拡張して、図１６に示すように、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の間に、両変調波形が混在する部分ダイポーラ変調を導入すれば、さらに、出力電圧とスイッチング周波数のスムーズさを増すことができる。

出力電圧指令波形の一例を図１７に示す。図１７において、（ロ）以外は図３と全く同じである。以下、この部分ダイポーラについて説明する。
バイアス重畳と正負分配の効果により、バイアスＢがダイポーラ変調でもユニポーラ変調でもない範囲（０＜Ｂ＜Ａ／２）に設定されたとしても、基本変調波の要求通りの電圧を過不足なく再現することが可能である。この場合、出力電圧のピーク付近はユニポーラ変調で、すそ野はダイポーラ変調である部分ダイポーラ変調となる。このときの正側変調波ａｐ及び負側変調波ａｎは、

となる。（ａｐ−ａｎ）が常に基本変調波ａに一致し、出力電圧基本波の瞬時値の連続性も維持されることがわかる。
上記性質を利用して、変調率Ａの増加に従ってバイアスＢを徐々に減少させれば、ダイポーラ変調からユニポーラ変調まで部分ダイポーラ変調を介して連続的に移行できる。当然ながら、その逆も可能である。

ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段の一例を図１８に示す。図１８の実線で示したようにバイアスＢを設定すれば、０≦Ａ≦Ａ１の領域ではダイポーラ変調、Ａ１＜Ａ＜Ａ２の領域では部分ダイポーラ変調、Ａ≧Ａ２の領域ではユニポーラ変調となる。この場合、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の切換え時に電動機からの異音が生じないため、装置の低騒音化に有効である。

図１８を応用すると、図１９に示すように、領域毎にＰＷＭモードを管理できる。図１９は、多パルス移行制御手段３１のみを示した。
これは、５種のＰＷＭモードをインバータ周波数指令Ｆｉ*と電圧指令Ｅ*の両方に依存して移行させるものである。すなわち、Ｆｉ*＜ＦｏかつＥ*＜Ｅｏのときダイポーラ変調、Ｆｏ≦Ｆｉ*＜Ｆ１かつＥｏ≦Ｅ*＜Ｅ１のとき部分ダイポーラ変調、Ｆｉ*≧Ｆ１かつＥ１≦Ｅ*＜Ｅ２のときユニポーラ変調、Ｅ２≦Ｅ*＜Ｅ３のとき過変調、Ｅ*≧Ｅ３のとき１パルスとする。これにより、例えば回生起動時や再力行時のように、周波数が高い高速域で出力電圧をソフトスタートする場合においても、ダイポーラ変調→部分ダイポーラ変調→ユニポーラ変調→過変調→１パルスという移行条件が満足され、安定した電圧立ち上げが可能となる。また、空転再粘着時においても回生起動時と同様の効果が挙げられる。さらに、いかなる運転状態においても、パルスモード切換え時の電動機からの異音の発生を最小限に止められる効果がある。

図２０に、インバータ周波数とスイッチング周波数の関係を示す。
ところで、鉄道車両用電気車制御装置に用いられるインバータでは、インバータ周波数Ｆｉ*の可変範囲は０〜３００Ｈｚ程度である。出力電圧が最大となるインバータ周波数Ｆcvは、インバータ周波数可変上限の１／５〜１／３で、Ｆcvの上限は約１００Ｈｚ程度である。非同期でパルスを発生する際に、スイッチング周波数周りに発生する高調波と、インバータ周波数の基本波との干渉による出力電流の変動を避けるには、Ｆcvの１０倍程度のスイッチング周波数、つまり１ｋＨｚ以上のスイッチング周波数が必要となる。
さらに、騒音（前述の異音等）低減には、スイッチング周波数の変動を最小限に押さえることが効果的であり、過変調の導入により、多パルス領域でのスイッチング周波数の変動を１〜２Ｆｉ以内にすることができる。
当然ながら、マイクロプロセッサ等を用いれば、上記パルス幅変調手段の一部または全てをプログラム化して、ソフトウェア的に実現することも可能である。

図２１に、図４のパルス幅変調手段におけるパルスの立ち上げ，立ち下げタイミングの演算までをソフトウェアで実現するためのフローチャートの一例を示す。
以上は全て誘導電動機負荷の場合を例にとって説明したが、これに限らず他の交流電動機においても同様の効果が期待できる。また、以上は全てインバータを対象とした説明であったが、これらのインバータの出力端子をリアクタンス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換する自励式コンバータとして動作させることも可能である。この場合も、インバータの場合と同様の効果が期待できる。

なお、以上は３レベルインバータの場合について述べたが、本発明の考え方は３レベル以上の多レベルインバータにおいても対応可能である。

本発明は、インバータ出力電圧をゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調整することが可能となり、また、パルス発生制御系を簡略化することができ、電気車に適用すると、低騒音な電気車を提供することができる。

本発明の実施例１を示す構成図。 出力電圧特性とＰＷＭモードの関係を説明する図。 多パルス領域でのＰＷＭモード連続移行のための変調波の説明図。 図１の構成の詳細説明図。 ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段の一例を示す図。 多パルス発生手段におけるパルス発生手段の一例を示す図。 オン・オフパルス幅の関係を示す波形図。 オン・オフパルス幅の特性を示す図。 過変調波形の一例を示す図。 ソフトウェアによるパルスタイミング設定手段のフローチャートを示す図。 振幅設定手段の一構成例を示す図。 多パルス／１パルス切換制御手段の一例を示す図。 １パルス発生手段の一例を示す図。 本発明の実施例２の一構成例を示す図。 移行制御手段の一例を示す図。 他のＰＷＭモードを含む場合の出力電圧特性とＰＷＭモードの関係図。 他のＰＷＭモードの変調波を説明する図。 他のＰＷＭモードを実現する移行制御手段の構成図。 移行制御手段の一例を示す図。 インバータ周波数とスイッチング周波数の関係を説明する図。 ソフトウェアによるパルス幅変調手段のフローチャートを示す図。

符号の説明

１…多パルス発生手段、２…１パルス発生手段、３…移行制御手段、４…直流架線、６…誘導電動機、７ａ，７ｂ，７ｃ…スイッチングユニット、８…電流制御手段、１１…基本変調波発生手段、１２…バイアス重畳手段、１３…正負分配手段、１４…基準信号発生手段、１５…パルス発生手段、２１…位相演算手段、２２…パルス発生手段、３１…多パルス移行制御手段、３２…切換えスイッチ、５０…直流リアクトル、５１，５２…クランプコンデンサ、６１…回転周波数検出手段

Claims (1)

1. 複数のスイッチング素子のスイッチング制御により直流を正、負、中間電圧で
   ある３レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、該電力変換器
   のスイッチング素子を制御し、該電力変換器の出力側に接続されて電気車を駆動
   する交流電動機を加減速制御する制御装置とを備えた電気車の電力変換装置にお
   いて、
   前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に複数の単一極性のパルス列を
   前記電力変換器の相に発生させるユニポーラ変調モードと、
   前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期で複数の単一極性のパルス列の
   中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させたパルス列を
   前記電力変換器の相に発生させる過変調モードとを有し、
   これらモード間を移行させる手段を備え、
   前記２つの変調モードの出力パルスは、前記電力変換器が出力する電圧の基本
   波と非同期で発生されることを特徴とする電気車の電力変換装置。

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