JP2814837B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JP2814837B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流を交流または交流を
直流に変換する電力変換装置の改良に関し、特に、電力
変換装置の出力電圧の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】３レベルインバータは、直流電源電圧
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流
電圧に分圧することにより、高電位，中間電位及び低電
位の３つの電圧レベルを作り、主回路スイッチング素子
のオン・オフ動作により、これら３レベルの電圧をイン
バータ出力端子に選択的に導出するものであり、次のよ
うな特長を備えている。
【０００３】すなわち、出力電圧パルスのステップ数が
増加することにより、見かけ上のスイッチング周波数が
高められ、歪の少ない出力を得られる。素子に印加され
る電圧が２レベルに比べて約半減するため、比較的低耐
圧のスイッチング素子を使える。素子印加電圧の減少に
伴い、素子まわりの発生損失を低減できる等である。と
ころで、上記３レベルインバータの出力電圧パルスの発
生制御法として、以下のような方式がある。
【０００４】(1）ニュー デベロップメンツ オブ ３
レベル ピーダブリュエム ストラテジーズ「New De
velopments of 3−Level PWM Strategies」（ＥＰＥ’
８９Record，１９８９)の４１２頁、図１にはダイポー
ラ変調(出力電圧の半周期内にパルスをゼロ電圧を介し
て正負交互に出力することにより出力電圧を表現）と呼
ばれる変調方式，ユニポーラ変調（出力電圧の半周期中
に単一極性のパルスを出力することにより出力電圧を表
現）と呼ばれる変調方式及び上記ダイポーラ変調とユニ
ポーラ変調を１周期中に混在させる変調方式（以下、本
明細書では、部分ダイポーラ変調と称する）が提案され
ている。
【０００５】(2）ピーダブリュエム システム イン
パワー コンバーターズ：アン エクステンション オ
ブ ザ サブハーモニック メソッド「ＰＷＭ Systems
inPower Converters：An Extension of the “Subharm
onic”method」（IEEE Trasaction on Industrial Elec
toronics and Control Instrumentation，Vol．IECI−
２８，No.４，November １９８１)の３１６頁、図２
（ｂ）には出力電圧の半周期が複数の単一極性のパルス
で構成され、この中央部分からパルス間のスリットを埋
めるようにパルス数を減少させることにより出力電圧を
表現する変調方式（以下、本明細書では過変調と称す
る）が提案されている。
【０００６】(3）スタディ オブ ２ アンド ３ レ
ベル プリカルキュレイティド モデュレーションズ
「Study of ２ and ３−Level Precalculated Modulati
ons」（ＥＰＥ’９１ Record，１９９１)の４１１頁、
図１６には、０から１００％まで出力電圧をカバーする
ための出力電圧パルス発生制御方法が提案されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、鉄道車両の
ような用途に３レベルインバータを用いる場合、広範囲
にわたる速度制御を実現するため、ゼロ電圧から電圧利
用率が１００％に達する最大電圧（出力電圧の半周期内
に単一のパルスしか存在しない電圧領域であり、以下、
１パルスと呼ぶ）まで、インバータ出力電圧の基本波を
連続に、かつ、インバータ出力電圧の高調波をスムーズ
に制御できることが要求される。
【０００８】ところで、上記従来技術（１）は、ゼロを
含む微小電圧が制御可能なダイポーラ変調、中速領域
（中電圧）をカバーするユニポーラ変調手段、最大電圧
をカバーする１パルスまでを切り換えているので、ゼロ
電圧から最大電圧を出力することができ、基本波の連続
性も保ちうるが、ユニポーラ変調と１パルスとの切換え
時に出力電圧の高調波が不連続になり、周波数の急激で
大きな変化による騒音が発生するという問題があった。
【０００９】また、上記従来技術（２）に示された技術
では、ゼロ電圧から最大電圧を表現することができない
という問題があった。
【００１０】ところで、上記従来技術（１）は、出力電
圧の基本波を連続制御させるため、基本波の位相及び電
圧に対応したパルスデータをメモリに記憶させ、このデ
ータに基づいて各変調に対応したパルス列を出力するも
のであるので制御が複雑である。さらに、上記従来技術
（３）は、ユニポーラ変調において、基本波の半周期に
存在するパルスの数を切換える変調方式であるので、制
御の複雑化を招くという問題がある。
【００１１】さらに、上記従来技術は、変調方式やパル
ス数を切換えるときに不快な不連続音が発生するという
問題があった。
【００１２】本発明の目的は、３レベルインバータの出
力電圧をゼロから最大まで制御可能で、インバータ出力
電圧を連続かつスムーズに行える３レベルのパルス発生
制御を実現することにある。
【００１３】
【００１４】本発明の他の目的は、３レベルインバータ
を搭載した電気車において、不連続音を防止することに
ある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的は、直流を３レ
ベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器
と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電
力変換装置において、この電力変換器の出力相電圧の基
本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス
列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器
の相に発生させるダイポーラ変調モードと、前記電力変
換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性の
パルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力
変換器の相に発生させるユニポーラ変調モードと、前記
電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が、複数の単
一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋
めるようにパルス数を減少させることによって表現され
た出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる過
変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の
半周期が同一極性の１つのパルスによって表現された出
力パルスを前記電力変換器の相に発生させる１パルスモ
ードとを有し、これらモード間を移行させる手段を備え
たことにより達成される。
【００１６】
【００１７】さらに、上記他の目的は、可変電圧可変周
波数の交流を出力するインバータと、このインバータに
より駆動される誘導電動機とを備えた電気車の制御装置
において、前記インバータの出力電圧の基本波の半周期
内のパルス数が複数である全ての領域で、前記インバー
タのスイッチング周波数を連続的に変化させる制御手段
を備えたことにより達成される。
【００１８】
【作用】３レベルインバータにおいて、インバータ周波
数指令や出力電圧指令等の出力電圧関連情報に応じて、
主に低電圧制御用としてダイポーラ変調，中間的な出力
電圧の制御用にユニポーラ変調，ユニポーラ変調と１パ
ルスの間をカバーする高い出力電圧の制御用に過変調を
用いたため、出力電圧がゼロから最大まで連続的に移行
することができるようになる。
【００１９】
【００２０】さらに、基本波の半周期内のパルス数が複
数である全ての領域で、前記インバータのスイッチング
周波数を連続的に変化させる制御手段を備えたため、出
力電圧の高調波がほぼ連続的に変化するので、不連続な
音質の変化が減少する。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の概要を表１及び図１から図３
を用いて説明した後、一実施例を図１及び図４から図１
３を用いて説明する。
【００２２】３レベルインバータ（ＮＰＣインバータと
もいう）は、直流電源電圧（電気車の場合は架線電圧）
を直列接続されたコンデンサで２つの直流電圧に分圧す
ることにより、高電位，中間電位及び低電位の３つの電
圧レベルを作り、主回路スイッチング素子のオン・オフ
動作により、これら３レベルの電圧をインバータ出力端
子に選択的に導出するものである。
【００２３】この主回路構成の一例として、鉄道用電気
車に適用した場合の基本構成（３相の場合）を図１に示
す。
【００２４】図１において、４は直流電圧源である直流
架線（電車線）、５０は直流リアクトル、５１及び５２
は直流電圧源４の電圧から中間電位点Ｏ（以下、中性点
と呼ぶ）を作り出すため分割配置したクランプコンデン
サである。７ａ，７ｂ及び７ｃは自己消弧可能なスイッ
チング素子より構成され、このスイッチング素子に与え
るゲート信号に応じて高電位点電圧（Ｐ点電圧），中性
点電圧（Ｏ点電圧）及び低電位点電圧（Ｎ点電圧）を選
択的に出力するスイッチングユニットである。この例で
は、スイッチングユニット７ａは７０から７３の自己消
弧可能なスイッチング素子(ここではＩＧＢＴとした
が、ＧＴＯ，トランジスタ等でも良い)，７４から７７
の還流用整流素子，７８及び７９の補助整流素子より構
成する。また、負荷は誘導電動機６の場合を示した。ス
イッチングユニット７ｂ及び７ｃも、７ａと同様の構成
である。
【００２５】ここではまず、Ｕ相のスイッチングユニッ
ト７ａを例にとり、その基本的な動作を表１を用いて説
明する。
【００２６】
【表１】
【００２７】なお、以下では、クランプコンデンサ５１
および５２の電圧ｖcp，ｖcnは完全平滑でＥｄ／２に分
圧された直流電圧とし、中性点（０点）は仮想的に接地
されているものとする。また、ことわりのない限り、出
力電圧はインバータ出力相電圧を指すものとする。
【００２８】スイッチングユニット７ａを構成するスイ
ッチング素子７０から７３は、表１に示すように３通り
の導通パターンに従いオン・オフ動作する。すなわち、
直流側のＰ点電位を出力する出力モードＰでは、７０，
７１がオン，７２，７３がオフで、出力電圧はＥｄ／２
となり、中性点電位を出力する出力モードＯでは、７
１，７２がオン，７０，７３がオフで、出力電圧として
ゼロ電位が出力され、Ｎ点電位を出力する出力モードＮ
では、７０，７１がオフ，７２，７３がオンで、出力電
圧は−Ｅｄ／２となる。
【００２９】表１中に各出力モードにおける主回路１相
分（スイッチングユニットとクランプコンデンサ）の等
価回路を示した。スイッチングユニットは、等価的に３
方向の切り換えスイッチと見なせる。ここで、素子の導
通状態を１，０の２値で表わすスイッチング関数Ｓｐ，
Ｓｎを用いると、 出力モードＰのとき Ｓｐ＝１，Ｓｎ＝０ 出力モードＯのとき Ｓｐ＝０，Ｓｎ＝０ 出力モードＮのとき Ｓｐ＝０，Ｓｎ＝１ と表現できる。このとき、スイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎ
と、スイッチング素子７０，７１，７２，７３に与える
ゲート信号Ｇpu，Ｇpx，Ｇnx，Ｇnu（オフ信号を０，オ
ン信号を１とする）の関係は、次式で表せる。
【００３０】
【数１】
【００３１】従って、各相毎に２つのスイッチング関数
Ｓｐ，Ｓｎを用意することにより、スイッチング素子の
導通状態を決定することができる。このスイッチング関
数Ｓｐ，Ｓｎは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により、
出力電圧ｅｕが正弦波状になるように決定される。
【００３２】なお、３レベルインバータの主回路の詳細
は、特開昭51−47848 号公報，特開昭56−74088 号公報
などに記載されている。
【００３３】ところで、電気車のように限られた電源電
圧で、可変電圧可変周波数（VVVF）領域から定電圧可変
周波数（ＣＶＶＦ）領域に亘る広範囲の速度制御を行う
場合、図２の実線で示すような出力電圧特性が要求され
る。すなわち、低速度領域ではインバータ周波数にほぼ
比例して出力電圧を調整（この領域をＶＶＶＦ制御領域
と呼ぶ）することにより、電動機内の磁束をほぼ一定に
保ち、所定のトルクを確保し、また、高速度領域ではイ
ンバータの最大出力電圧を維持したまま引き続きインバ
ータ周波数を上昇（この領域をＣＶＶＦ制御領域と呼
ぶ）させることにより、限られた電圧で電圧利用率を最
大として高速運転を実現するものである。しかしなが
ら、従来から知られているユニポーラ変調方式では、イ
ンバータ周波数が低く、微小な出力電圧の制御が要求さ
れる領域（ＶＶＶＦ制御領域の起点付近）では、スイッ
チング素子の最小オン時間によって定まる最小出力パル
ス幅よりも小さな電圧パルスを実現することができず、
図２の破線で示すように、指令より大きな電圧を出力し
てしまうことになる。
【００３４】例えば、インバータ出力電圧の電圧パルス
が全てスイッチング素子の最小オン時間Ｔonにより定ま
る最小パルス幅である場合を考えると、このときの出力
電圧実効値Ｅは
【００３５】
【数２】
【００３６】で与えられ、これよりも小さな電圧は制御
できない。ここで、Ｅmaxは１８０゜通流の方形波電圧
の実効値であり、
【００３７】
【数３】
【００３８】で与えられ、３レベルインバータの最大出
力電圧もほぼこのＥmaxに一致する。上記（数２）によ
れば、Ｆｃ＝５００ｋＨｚ，Ｔon＝１００μｓのとき、
Ｅ＝０.１Ｅmax であり、この場合、最大出力電圧Ｅmax
の１０％以下の電圧は制御できないことになる。そのた
め、ユニポーラ変調だけでは制御可能な出力電圧の下限
値が制限され、連続的な電圧制御が困難であるという問
題があった。
【００３９】これを解決するためにはダイポーラ変調
（ダイポーラモード）が有効であるが、従来技術では、
このダイポーラ変調からユニポーラ変調（ユニポーラモ
ード）に移行する際に注意が必要であった。
【００４０】一方、ユニポーラ変調で出力し得る最大電
圧Ｅは、理想的な正弦波変調の限界点（変調率Ａ＝１）
で
【００４１】
【数４】
【００４２】であり、スイッチング素子の最小オフ時間
Ｔoffを考慮した場合には、
【００４３】
【数５】
【００４４】となる。例えば、Ｆｃ＝５００Ｈｚ，Ｔof
f＝２００μsのとき、Ｅ＝0.707Ｅmaxであり、この場合
には、最大出力電圧Ｅmax の約７０％までしかカバーで
きないことになる。この時、１パルスモードのパルス幅
を調整できないとすると、基本波が不連続となり、ま
た、１パルスモードのパルス幅が調整可能とすると、パ
ルスの幅を小さくして連続性を保とうとするため、今度
は、高調波の連続性が失われてしまう。
【００４５】この電圧範囲をカバーする変調方式は種々
考えられるが、パルス発生制御の容易さ，ユニポーラ変
調との整合性，出力電圧に含まれる高調波の連続性等の
観点から過変調（過変調モード）が最も効果的であると
いえる。過変調領域では、出力電圧半周期の電圧パルス
列の中央部分（基本波瞬時値のピーク付近）におけるパ
ルス間の狭幅スリットを徐々に埋めることにより、出力
電圧を１パルス付近まで拡大することを可能としてい
る。
【００４６】過変調制御の極限、すなわち、変調率が極
めて大きい領域では、出力電圧の半周期に１つのパルス
しか存在しない、いわゆる１パルスモードに移行し、こ
のときの出力電圧はほぼＥmax に達する。しかしなが
ら、このままでは過変調から１パルス、あるいは１パル
スから過変調への移行タイミングは、変調率やキャリア
周波数に依存するため、このタイミングを任意に設定で
きず、この間にヒステリシスを設けると、基本波電圧の
連続性が損なわれる。
【００４７】そこで、過変調制御から、過変調の延長で
はないパルス幅制御（つまり、変調率を無限大としない
１パルスモードの作りかた）による電圧制御が可能な１
パルス制御に移行させる。これにより、過変調と１パル
ス制御の間で、所定のタイミングでの移行を可能とし、
基本波電圧の連続的な移行が実現される。
【００４８】これら一連の移行制御を連続的に行うこと
により、要求される出力電圧に対応したパルスモードを
選択しながら、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的にしか
も高精度で安定した出力電圧を得る。
【００４９】すなわち、図２に示すように、誘導電動機
６を図示のようにＶ／Ｆ＝一定で制御すると、起動時か
らＦ１までダイポーラ変調を用い、インバータ周波数が
Ｆ１に達した時点でユニポーラ変調領域に移行し、Ｆ２
で過変調領域、さらにＦ３で１パルス領域に順次移行さ
せる。
【００５０】以上の考えを、統一した電圧指令に基づい
て実現を可能とした変調波の一例を図３に示す。
【００５１】出力電圧の基本波成分に比例した基本変調
波ａは、上位の電流制御手段からのインバータ周波数指
令Ｆｉ＊と出力電圧指令Ｅ＊に基づいて、次式より作成
する。
【００５２】
【数６】
【００５３】ここで、正弦波変調領域における変調率Ａ
(０≦Ａ≦１)は次式で与えられる。
【００５４】
【数７】
【００５５】この基本変調波ａは、ダイポーラ変調，ユ
ニポーラ変調とも全く同一であり、過変調では後で説明
するように変調率Ａの算出方法が異なる以外は、やはり
同じである。
【００５６】ダイポーラ変調とユニポーラ変調の間を連
続的に移行できるようにするため、ここでは、次式に示
す正負バイアス変調波ａbp，ａbnを設ける。
【００５７】
【数８】
【００５８】ダイポーラ変調制御では、上記ａbp，ａbn
がそのまま正側変調波ａｐと負側変調波ａnとなる。
【００５９】
【数９】
【００６０】なお、ここではスイッチング関数Ｓp，Ｓn
の作成を簡便化するため、ａｐ，ａｎとも正となるよう
に設定している。最終的に、出力電圧のパルス幅は、ａ
ｐ，ａｎの大きさに比例して設定され、ダイポーラ変調
の場合には、正負パルスをほぼ１８０゜ずつずらして制
御する。
【００６１】ユニポーラ変調では、正負変調波ａｐ，ａ
ｎは
【００６２】
【数１０】
【００６３】
【数１１】
【００６４】で与えられる。
【００６５】スイッチング素子の最小オフ時間が無視で
きるほど小さい場合には、ａｐ，ａｎの瞬時値が１以上
のとき最大のパルスを出力する（後述の過変調）。
【００６６】ここで、バイアスＢの設定は移行制御にお
いて極めて重要であることがわかる。Ｂの値によりダイ
ポーラ変調領域とユニポーラ変調領域との移行制御が実
現され、 (a）Ａ／２≦Ｂ＜０.５のとき ダイポーラ変調 (b）Ｂ＝０ のとき ユニポーラ変調 となる。
【００６７】一方、過変調制御では、変調率Ａを１以上
まで高め、出力電圧の半周期の中央部分のパルス間のス
リット（ゼロ電圧出力期間）を抑制して、出力電圧を向
上させる。
【００６８】さらに電圧指令を高めた場合には、過変調
モードから１パルスモードに移行する。この動作につい
ては、以下の実施例の中で説明する。
【００６９】このように、ダイポーラ変調，ユニポーラ
変調及び過変調を統一した電圧指令に基づいて実現し、
最大出力となる１パルスまでの連続移行制御が可能とな
る。以下、上記考え方を実現する一実施例の構成を説明
する。
【００７０】図１は、前述のスイッチングユニットを制
御して、３レベルの電位を有する交流電圧を出力するパ
ルス幅変調装置の例である。
【００７１】図１において、１は出力電圧関連情報及び
移行制御情報に従ってダイポーラ変調波形、あるいはユ
ニポーラ変調波形、あるいは過変調波形を出力する多パ
ルス発生手段、２は出力電圧関連情報に従って１パルス
波形を出力(１パルスモード)する１パルス発生手段、３
は各ＰＷＭモードを連続的に移行させる移行制御手段で
ある。移行制御手段３の出力であるゲート信号は、図示
しないゲートアンプを介して各相のスイッチングユニッ
ト内のスイッチング素子に与えられ、オン・オフ制御さ
れる。これら多パルス発生手段１，１パルス発生手段
２、及び移行制御手段３から構成されるパルス幅変調手
段が本発明の特徴部分である。
【００７２】なお、この例では、パルス幅変調手段に取
り込まれる出力電圧関連情報は、上位の電流制御手段８
から与えられる。この電流制御手段８は、電流指令から
電流調節手段８１によって誘導電動機６のすべり周波数
指令Ｆs*を作成（電流指令値と実電動機電流との偏差に
よる）し、誘導電動機６に取り付けられた回転周波数検
出手段６１によって検出された誘導電動機の回転周波数
Ｆｒと前記Ｆs*とを加えてインバータ周波数指令Ｆｉ＊
を作成する。
【００７３】さらに、このＦｉ＊と３レベルインバータ
の直流電圧Ｅｄ（ＰＮ間電圧で、クランプコンデンサ電
圧の和ｖcp＋ｖcnに等しい）に基づいて、出力電圧設定
手段８２は出力電圧指令Ｅ＊を作成する。
【００７４】この出力電圧設定手段８２は、Ｅｄが低い
場合（Ｅｄ＝Ｅd1）には傾きを大きく、Ｅｄが高い場合
（Ｅｄ＝Ｅd3）には傾きを小さく設定し、常に出力電圧
が要求通りとなるようにして、図２に示した出力電圧特
性を実現するものである。これら電流制御手段は、出力
電圧の瞬時値を出力するものであっても良い。
【００７５】上記パルス幅変調手段の構成と動作につい
て、図４から図１１を用いて詳細に説明する。
【００７６】図４にパルス幅変調手段の全体構成例を示
す。ここで、多パルス発生手段１は、基本変調波発生手
段１１，バイアス重畳手段１２，正負分配手段１３，基
準信号発生手段１４、及びパルス発生手段１５から構成
される。
【００７７】基本変調波発生手段１１は、出力電圧関連
情報として受け取ったインバータ周波数指令Ｆｉ＊を位
相演算手段１１２によって時間積分することにより位相
θを求め、このθにおける正弦値sinθ を求める。一
方、出力電圧関連情報の１つである電圧指令Ｅ＊ から
振幅設定手段１１１により基本変調波の振幅Ａ（変調
率）を演算出力し、１／２したのちsinθ と掛け合わせ
て振幅が１／２の瞬時の基本変調波ａ/2を作成して出力
する。バイアス重畳手段１２は、このａ／２に移行制御
手段３の多パルス移行制御手段３１からのバイアスＢを
加算及び減算し、２本の正負バイアス変調波ａbp及びａ
bnを作成して出力する。
【００７８】ここで、ダイポーラ変調とユニポーラ変調
との間の連続的移行はバイアスＢの設定による。図５
に、このバイアスＢを設定することにより行うダイポー
ラ／ユニポーラ移行制御手段３１１の構成例を示す。ダ
イポーラ／ユニポーラ移行制御手段３１１は、出力電圧
指令Ｅ＊を３１１ａで４／π倍することにより変調率Ａ
を求め、バイアス発生手段３１１ｂでこの変調率Ａに応
じたバイアスＢを決定する。すなわち、変調率Ａが小さ
く微小な出力電圧が要求されるところではＢ＝Ｂｏ（た
だし、Ｂｏ≧Ａ／２）に設定し、Ａ＝Ａ１に達したとこ
ろでＢ＝０とする。Ａ＝Ａ１のときの出力電圧が式
（２）に示される電圧よりも大きくなるようにＡ１をあ
らかじめ決めておけば、ゼロを含む微小電圧からの電圧
制御が可能となる。
【００７９】さらに、上記正負バイアス変調波ａbp，ａ
bnを、正負分配手段１３によって、ａbp，ａbnのうち正
の部分はａｐに、ａbp，ａbnのうち負の部分はａｎに分
配・合成することにより、ダイポーラ変調からユニポー
ラ変調にかけての出力電圧基本波成分の連続性を維持し
た正負変調波ａｐ，ａｎが作成される。
【００８０】この正負変調波ａｐ，ａｎに基づいて、パ
ルス発生手段１５は、パルス発生周期が２Ｔｏのスイッ
チング関数Ｓｐ，Ｓｎを生成する。基準信号発生手段１
４が、スイッチング周波数指令Ｆsw＊に従い、パルス発
生周期Ｔｏを定める。ここで、Ｆsw＊とＴｏの関係は次
式で表せる。
【００８１】
【数１２】
【００８２】パルス発生手段１５のパルス発生動作を図
６を用いて説明する。
【００８３】図６において、パルスタイミング設定手段
１５１は、ａｐ，ａｎ，ａoff ，Ｔｏ（ａｎ，ａoffに
ついては後述する）に基づいて、Ｓｐの立上がりタイミ
ングＴpup、及びＳｎの立下がりタイミングＴndnを次式
より求める（処理１）。
【００８４】
【数１３】
【００８５】
【数１４】
【００８６】次の周期では、Ｓｐの立下がりのタイミン
グＴpdn 及びＳｎの立上がりのタイミングＴnupを処理
１と同様に求める（処理２）。
【００８７】
【数１５】
【００８８】
【数１６】
【００８９】上記の処理１と処理２を交互に行うことに
より、スイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎが作成される。
【００９０】ここで、ａon，ａoff は、スイッチング素
子の最小オン時間Ｔon及び最小オフ時間Ｔoffから定ま
る値であり、
【００９１】
【数１７】
【００９２】で与えられる。すなわち、図７（Ｓｐの
例）に示すように、オンパルス幅Ｔwon、及びオフパル
ス幅Ｔwoffは
【００９３】
【数１８】
【００９４】となり、図８の破線で示す特性を持つ。こ
こで、オンパルス幅Ｔwon がスイッチング素子によって
定められた最小オン時間Ｔon以下とならないように、ま
た、オフパルス幅Ｔwoffがスイッチング素子によって定
められた最小オフ時間Ｔoff 以下とならないように、図
８の実線で示す特性とする。これを実現するため、図６
のパルスタイミング設定手段１５１の機能を付加した。
これによって発生する出力電圧基本波成分の不連続は極
めて小さいため、無視しても差し支えない。
【００９５】なお、ａoff は出力電圧基本波成分の不連
続が無視できる範囲内においては可変可能であり、ユニ
ポーラ変調から過変調への移行タイミングとして、ユニ
ポーラ／過変調移行制御手段３１２から与えている。も
し、ａoff を一定に設定した場合には、パルス発生をよ
り簡略化できる。
【００９６】すなわち、パルスタイミング設定手段１５
１が自動的にユニポーラから過変調に移行させるのでａ
off を出力するユニポーラ／過変調移行制御手段３１２
を設ける必要がない。
【００９７】スイッチング関数発生手段１５２は、周期
Ｔｏの基準信号を発生し、これに同期して上記Ｔpup，
ＴndnまたはＴpdn，Ｔnupを基に、Ｓｐ，Ｓｎをセット
する。過変調時のスイッチング関数の一例を図９に示
す。ａｐの瞬時値Ａｐがａoffを越えるとスイッチング
関数Ｓｐのパルス間のスリット（図９（ｃ）のハッチン
グ部分）を埋める。この埋められたスリット幅はスイッ
チング素子の最小オフ時間Ｔoff よりも小さく、１〜２
個程度ずつ徐々になくなるため、出力電圧の基本波には
ほとんど影響を与えない。
【００９８】パルスタイミング設定手段１５１をソフト
ウェアで実現する場合のフローチャートを図１０に示
す。
【００９９】ところで、過変調制御では、出力電圧半周
期の中央部分のパルス間のスリットを埋めることにより
最大電圧状態を維持し、変調波のゼロクロス近傍のみで
PWM制御を行っている。そのため、この領域では変調率
Ａと実際に出力される出力電圧が非線形となり、変調率
Ａを直線的に増加させても、出力電圧はこれに追従して
直線的に増加しない。
【０１００】そこで、変調率Ａの設定を非線形化するこ
とにより、過変調時の出力電圧の線形化を図る。すなわ
ち、ＰＷＭ制御部分でのスイッチング周波数が十分に高
いものとすれば、出力電圧の基本波実効値Ｅと変調率Ａ
の関係は次式で表せる。
【０１０１】
【数１９】
【０１０２】従って、上式の関係からあらかじめＥ＊と
Ａの関係を算出しておき、図１１に示す振幅設定手段１
１１を構成することにより、出力電圧をＥ＊に対して直
線的に調整できる。その結果、特に１パルスに近い高電
圧域での電圧制御性を向上できる。
【０１０３】さらに電圧指令を高めた場合には、移行制
御手段３の切り換えスイッチ３２の働きにより、過変調
モードから１パルスモードに移行する。切り換えスイッ
チ３２は、多パルス移行制御手段３１の出力の１つであ
るＳPMが ＳPM＝０のとき 多パルス側 ＳPM＝１のとき １パルス側 に切り換えられる。図１２に、１パルス／多パルス切り
換え制御手段３１３の一例を示す。この例では、電圧指
令Ｅ＊がＥ1Pを越えたとき多パルスモードから１パルス
モードへ移行させ、Ｅ＊がＥMPより小さくなったとき１
パルスモードから多パルスモードへ移行させるようにヒ
ステリシスを設けている。これにより、不用意なＰＷＭ
モードの移行を抑制し、過渡変動の少ない安定した出力
電圧が得られるようにしている。
【０１０４】１パルス発生手段２は、位相演算手段２
１、及びパルス発生手段２２から構成される。位相演算
手段２１の動作は１１１と全く同じでよく、２１を省略
して１１１の出力を利用してもよい。
【０１０５】パルス発生手段２２の構成例を図１１に示
す。３レベルＰＷＭでは２レベルＰＷＭと異なり、１パ
ルス制御時にパルス幅の制御により出力電圧の調整が行
える。そこで、電圧指令Ｅ＊から、パルスの立ち上がり
のタイミング位相α、及び立ち下がりのタイミング位相
βを
【０１０６】
【数２０】
【０１０７】で求める。このα，βを位相θを基準にし
てセットし、Ｓｐ，Ｓｎを作成，出力することにより、
１パルス波形を実現する。
【０１０８】このように、ダイポーラ変調，ユニポーラ
変調及び過変調を統一した電圧指令に基づいて実現し、
最大出力となる１パルスまでの連続移行制御が可能とな
る。本実施例では、出力電圧をゼロ電圧から最大電圧ま
で連続的かつスムーズに調整することが可能となり、さ
らに、高精度で安定した出力電圧を提供できる効果があ
る。
【０１０９】ところで、図４に示した第１の実施例で
は、上記多パルス発生手段の出力パルス列をインバータ
周波数と非同期で発生させ、１パルス発生手段の出力パ
ルスをインバータ周波数と同期させて制御している。
【０１１０】この理由は、多パルス領域において同期式
を採用している前述した従来技術では、第１に位相の管
理のための制御が複雑、第２に何らかの制御の要請から
出力電圧指令を正弦波から歪ませる必要がある場合（図
１において、インバータ周波数Ｆｉ＊や出力電圧指令Ｅ
＊が電気車制御上の要請により調整されている場合等）
出力電圧指令を忠実に再現できないという問題がある。
【０１１１】つまり、第１の問題は、同期式は、インバ
ータ周波数の整数倍のパルスを出力させるため、各パル
スモード毎に位相と発生パルスの関係を有するテーブル
を備え、パルスモードとインバータ周波数から得られる
位相とからパルス発生位相を読み出して出力するように
している。この、位相の管理に要する計算量やパルスモ
ードごとのメモリは膨大なものとなり、制御の複雑化を
招いてしまう。
【０１１２】また、第２の問題は、従来技術に示された
同期式は、９０°分のパルスデータをもっているが、デ
ータは出力電圧が正弦波になるよう作成されているの
で、出力電圧を指令通りに正確に表現しえないという問
題がある。
【０１１３】そこで、本実施例では、多パルスモードに
おけるパルスの発生をインバータ周波数とは非同期にす
ることによりこれらの解決を図った。
【０１１４】すなわち、第１の問題に対しては、パルス
の発生のためにインバータ周波数に拘束されずに独立し
てパルスを発生させることができる。つまり、図４にお
いて、スイッチング周波数指令Ｆsw＊をインバータ周波
数指令Ｆｉ＊とは独立に設定することができる（図４、
基準発生１４はインバータ周波数に独立している）。こ
のため、パルス発生のための複雑な制御手続きを要しな
く、制御を簡略化することができる。
【０１１５】また、第２の問題に対しては、非同期式で
あると、位相毎にデータを持つ必要がなくなり、瞬時の
電圧指令に相当するパルスを出力することができるよう
になったので、歪正弦波であっても忠実に表現すること
ができる。また、上記したように位相演算等に関する制
御が簡略した分、逐次電圧指令に相当したパルスを出力
するための演算を行うことができるようになり、演算周
期を短くすることができるのでさらに、忠実度を増すこ
とができる。
【０１１６】また、非同期式にすると、スイッチング周
波数がインバータ周波数に依存しないため、スイッチン
グ周波数の変化を最小限にすることができ、同期式にみ
られるパルスモード切換え前後における、音質の変化
（異音，不快音）を最小限にすることができるという効
果もある。
【０１１７】また、上記実施例は３レベルインバータを
例にとって説明したが、２レベルインバータや３レベル
以上の多レベルインバータにおいても同様である。
【０１１８】ところで、比較的低い周波数でスイッチン
グを行うＧＴＯサイリスタのようなスイッチング素子の
場合は、出力電圧高調波の内、スイッチング周波数に依
存して発生する側帯波成分とインバータ周波数の基本波
成分との干渉が発生することがある。これを避けるた
め、多パルス発生手段のＰＷＭモードの内、ダイポーラ
変調モードとユニポーラ変調モードをインバータ周波数
に対して非同期とし、過変調モード，１パルスモードを
同期とする（図１４）。
【０１１９】このような構成とすることにより、過変調
時においてもより安定した電圧を供給可能となる。
【０１２０】図１５に多パルス移行制御の他の実施例を
示す。図１５には多パルス移行制御手段３１のみを示し
た。これは、４種のＰＷＭモードをインバータ周波数指
令Ｆｉ＊と電圧指令Ｅ＊の両方に依存して移行させるも
のである。すなわち、Fi＊＜Ｆ１かつＥ＊＜Ｅ１のとき
ダイポーラ変調、Ｆｉ＊≧Ｆ１かつＥ１≦Ｅ＊＜Ｅ２の
ときユニポーラ変調、Ｅ２≦Ｅ＊＜Ｅ３のとき過変調、
Ｅ＊≧Ｅ３のとき１パルスとする。これにより、例えば
回生起動時や再力行時のように、周波数が高い高速域で
出力電圧をソフトスタートする場合においても、ダイポ
ーラ変調→ユニポーラ変調→過変調→１パルスという移
行条件が満足され、安定した電圧立ち上げが可能とな
る。また、低周波領域で常にダイポーラ変調制御となる
ため、ユニポーラ変調の場合のような特定スイッチング
素子への電流集中を回避できる。
【０１２１】次に第２の実施例について説明する。
【０１２２】第１の実施例を拡張して、図１６に示すよ
うに、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の間に、両変調
波形が混在する部分ダイポーラ変調を導入すれば、さら
に、出力電圧とスイッチング周波数のスムーズさを増す
ことができる。
【０１２３】出力電圧指令波形の一例を図１７に示す。
図１７において、（ロ）以外は図３と全く同じである。
以下、この部分ダイポーラについて説明する。
【０１２４】バイアス重畳と正負分配の効果により、バ
イアスＢがダイポーラ変調でもユニポーラ変調でもない
範囲（０＜Ｂ＜Ａ／２）に設定されたとしても、基本変
調波の要求通りの電圧を過不足なく再現することが可能
である。この場合、出力電圧のピーク付近はユニポーラ
変調で、すそ野はダイポーラ変調である部分ダイポーラ
変調となる。このときの正側変調波ａｐ及び負側変調波
ａｎは
【０１２５】
【数２１】
【０１２６】
【数２２】
【０１２７】となる。(ａｐ−ａｎ)が常に基本変調波ａ
に一致し、出力電圧基本波の瞬時値の連続性も維持され
ることがわかる。
【０１２８】上記性質を利用して、変調率Ａの増加に従
ってバイアスＢを徐々に減少させれば、ダイポーラ変調
からユニポーラ変調まで部分ダイポーラ変調を介して連
続的に移行できる。当然ながら、その逆も可能である。
【０１２９】ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段の一
例を図１８に示す。図１８の実線で示したようにバイア
スＢを設定すれば、０≦Ａ≦Ａ１の領域ではダイポーラ
変調、Ａ１＜Ａ＜Ａ２の領域では部分ダイポーラ変調、
Ａ≧Ａ２の領域ではユニポーラ変調となる。この場合、
ダイポーラ変調とユニポーラ変調の切り換え時に電動機
からの異音が生じないため、装置の低騒音化に有効であ
る。
【０１３０】図１８を応用すると、図１９に示すように
領域毎にＰＷＭモードを管理できる。図１９は、多パル
ス移行制御手段３１のみを示した。これは、５種のＰＷ
Ｍモードをインバータ周波数指令Ｆｉ＊と電圧指令Ｅ＊
の両方に依存して移行させるものである。すなわち、Ｆ
ｉ＊＜ＦｏかつＥ＊＜Ｅｏのときダイポーラ変調、Ｆｏ
≦Ｆｉ＊＜Ｆ１かつＥｏ≦Ｅ＊＜Ｅ１のとき部分ダイポ
ーラ変調、Ｆｉ＊≧Ｆ１かつＥ１≦Ｅ＊＜Ｅ２のときユ
ニポーラ変調、Ｅ２≦Ｅ＊＜Ｅ３のとき過変調、Ｅ＊≧
Ｅ３のとき１パルスとする。これにより、例えば回生起
動時や再力行時のように、周波数が高い高速域で出力電
圧をソフトスタートする場合においても、ダイポーラ変
調→部分ダイポーラ変調→ユニポーラ変調→過変調→１
パルスという移行条件が満足され、安定した電圧立ち上
げが可能となる。また、空転再粘着時においても回生起
動時と同様の効果が挙げられる。さらに、いかなる運転
状態においても、パルスモード切換え時の電動機からの
異音の発生を最小限に止められる効果がある。
【０１３１】ところで、鉄道車両用電気車制御装置に用
いられるインバータでは、インバータ周波数Ｆｉ＊の可
変範囲は０〜３００Ｈｚ程度である。出力電圧が最大と
なるインバータ周波数Ｆcvは、インバータ周波数可変上
限の１／５〜１／３で、Ｆcvの上限は約１００Ｈｚ程度
である。非同期でパルスを発生する際に、スイッチング
周波数周りに発生する高調波と、インバータ周波数の基
本波との干渉による出力電流の変動を避けるには、Ｆcv
の１０倍程度のスイッチング周波数、つまり１ｋＨｚ以
上のスイッチング周波数が必要となる。
【０１３２】さらに、騒音（前述の異音等）低減には、
スイッチング周波数の変動を最小限に押さえることが効
果的であり、過変調の導入により、多パルス領域でのス
イッチング周波数の変動を１〜２Ｆｉ以内にすることが
できる。
【０１３３】当然ながら、マイクロプロセッサ等を用い
れば、上記パルス幅変調手段の一部または全てをプログ
ラム化して、ソフトウェア的に実現することも可能であ
る。図２１に、図４のパルス幅変調手段におけるパルス
の立ち上げ，立ち下げタイミングの演算までをソフトウ
ェアで実現するためのフローチャートの一例を示す。以
上は全て誘導電動機負荷の場合を例にとって説明した
が、これに限らず他の交流電動機においても同様の効果
が期待できる。また、以上は全てインバータを対象とし
た説明であったが、これらのインバータの出力端子をリ
アクタンス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流
に変換する自励式コンバータとして動作させることも可
能である。この場合も、インバータの場合と同様の効果
が期待できる。
【０１３４】なお、以上は３レベルインバータの場合に
ついて述べたが、本発明の考え方は３レベル以上の多レ
ベルインバータにおいても対応可能である。
【０１３５】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ出力電圧
を、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調
整することが可能となる。また、パルス発生制御系を簡
略化するという効果がある。
【０１３６】さらに、電気車に適用すると低騒音な電気
車を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図。
【図２】出力電圧特性とＰＷＭモードの関係を説明する
図。
【図３】多パルス領域でのＰＷＭモード連続移行のため
の変調波の説明図。
【図４】図１の構成の詳細説明図。
【図５】ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段の一例を
示す図。
【図６】多パルス発生手段におけるパルス発生手段の一
例を示す図。
【図７】オン・オフパルス幅の関係を示す波形図。
【図８】オン・オフパルス幅の特性を示す図。
【図９】過変調波形の一例を示す図。
【図１０】ソフトウェアによるパルスタイミング設定手
段のフローチャートを示す図。
【図１１】振幅設定手段の一構成例を示す図。
【図１２】多パルス／１パルス切換制御手段の一例を示
す図。
【図１３】１パルス発生手段の一例を示す図。
【図１４】他の実施例の一構成例を示す図。
【図１５】移行制御手段の一例を示す図。
【図１６】他のＰＷＭモードを含む場合の出力電圧特性
とＰＷＭモードの関係図。
【図１７】他のＰＷＭモードの変調波を説明する図。
【図１８】他のＰＷＭモードを実現する移行制御手段の
構成図。
【図１９】移行制御手段の一例を示す図。
【図２０】インバータ周波数とスイッチング周波数の関
係を説明する図。
【図２１】ソフトウェアによるパルス幅変調手段のフロ
ーチャートを示す図。
【符号の説明】
１…多パルス発生手段、２…１パルス発生手段、３…移
行制御手段、４…直流架線、６…誘導電動機、７ａ，７
ｂ，７ｃ…スイッチングユニット、８…電流制御手段、
１１…基本変調波発生手段、１２…バイアス重畳手段、
１３…正負分配手段、１４…基準信号発生手段、１５…
パルス発生手段、２１…位相演算手段、２２…パルス発
生手段、３１…多パルス移行制御手段、３２…切り換え
スイッチ、５０…直流リアクトル、５１，５２…クラン
プコンデンサ、６１…回転周波数検出手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98

Claims (14)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数のスイッチング素子のスイッチング制
    御により直流を３レベルの電位を有する交流相電圧に変
    換する電力変換器と、該変換器のスイッチング素子を制
    御する制御装置を備えた電力変換装置において、 この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に正負の
    パルスと該パルス間に零電位を有するパルス列を前記電
    力変換器の相に発生させるダイポーラ変調モードと、前
    記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に複数の単
    一極性のパルス列を前記電力変換器の相に発生させるユ
    ニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の
    基本波の半周期で複数の単一極性のパルス列の中央部か
    らパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少さ
    せたパルス列を前記電力変換器の相に発生させる過変調
    モードとを有し、これらモード間を移行させる手段を備
    えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 【請求項２】請求項１において、前記３つの変調モード
    の出力パルスは、前記電力変換器が出力する電圧の基本
    波と非同期で発生されることを特徴とする電力変換装
    置。
  3. 【請求項３】請求項１において、前記モード間の移行
    は、前記ダイポーラ変調モード，前記ユニポーラ変調モ
    ード，前記過変調モードの順に可逆的に行われるように
    したことを特徴とする電力変換装置。
  4. 【請求項４】請求項３において、前記ダイポーラ変調モ
    ードと前記ユニポーラ変調モード間の移行が前記インバ
    ータの出力相電圧の正側パルス列および負側パルス列を
    制御する各々の変調波に加えるバイアスを制御すること
    によって行われ、前記ユニポーラ変調モードと前記過変
    調モード間の移行が前記インバータ出力相電圧の正側パ
    ルス列と負側パルス列を制御する変調波の大きさに応じ
    て行われるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  5. 【請求項５】複数のスイッチング素子のスイッチング制
    御により直流を３レベルの電位を有する交流相電圧に変
    換する電力変換器と、該変換器のスイッチング素子を制
    御する制御装置を備えた電力変換装置において、 前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に複数の
    単一極性のパルス列を前記電力変換器の相に発生させる
    ユニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧
    の基本波の半周期で複数の単一極性のパルス列の中央部
    からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少
    させたパルス列を前記電力変換器の相に発生させる過変
    調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半
    周期に同一極性の１つのパルスを前記電力変換器の相に
    発生させる１パルスモードとを有し、これらモード間を
    移行させる手段を備えたことを特徴とする電力変換装
    置。
  6. 【請求項６】複数のスイッチング素子のスイッチング制
    御により直流を３レベルの電位を有する交流相電圧に変
    換する電力変換器と、該変換器のスイッチング素子を制
    御する制御装置を備えた電力変換装置において、 この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に正負の
    パルスと該パルス間に零電位を有するパルス列を前記電
    力変換器の相に発生させるダイポーラ変調モードと、前
    記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に複数の単
    一極性のパルス列を前記電力変換器の相に発生させるユ
    ニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の
    基本波の半周期で複数の単一極性のパルス列の中央部か
    らパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少さ
    せたパルス列を前記電力変換器の相に発生させる過変調
    モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周
    期に同一極性の１つのパルスを前記電力変換器の相に発
    生させる１パルスモードとを有し、これらモード間を移
    行させる手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 【請求項７】請求項６において、前記ダイポーラ変調モ
    ードと前記ユニポーラ変調モードにおける前記電力変換
    器の出力パルスは、前記電力変換器が出力する電圧の基
    本波と非同期で発生され、前記過変調モードと前記１パ
    ルスモードにおける前記電力変換器の出力パルスは、前
    記電力変換器が出力する電圧の基本波と同期して発生さ
    れるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  8. 【請求項８】請求項６において、前記ダイポーラ変調モ
    ードと前記ユニポーラ変調モードと前記過変調モードに
    おける前記電力変換器の出力パルスは、前記電力変換器
    が出力する電圧の基本波と非同期で発生され、前記１パ
    ルスモードにおける前記電力変換器の出力パルスは、前
    記電力変換器が出力する電圧の基本波と同期して発生さ
    れるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  9. 【請求項９】請求項６において、前記電力変換器の出力
    相電圧の基本波の半周期で前記ダイポーラ変調モードと
    前記ユニポーラ変調モードで得られる両変調波形が混在
    するパルス列を前記電力変換器の相に発生させる部分ダ
    イポーラ変調モードを有し、これらモード間を移行させ
    る手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  10. 【請求項１０】請求項６において、前記モード間の移行
    は、前記ダイポーラ変調モード，前記ユニポーラ変調モ
    ード，前記過変調モード，１パルスモードの順に可逆的
    に行われるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  11. 【請求項１１】請求項９において、前記モード間の移行
    は、前記ダイポーラ変調モード，前記部分ダイポーラ変
    調モード，前記ユニポーラ変調モード，前記過変調モー
    ド、１パルスモードの順に可逆的に行われるようにした
    ことを特徴とする電力変換装置。
  12. 【請求項１２】請求項１０において、前記ダイポーラ変
    調モードと前記ユニポーラ変調モード間の移行が前記イ
    ンバータの出力相電圧の正側パルス列および負側パルス
    列を制御する各々の変調波に加えるバイアスを制御する
    ことによって行われ、前記ユニポーラ変調モードと前記
    過変調モード間の移行が前記インバータ出力相電圧の正
    側パルス列と負側パルス列を制御する変調波の大きさに
    応じて行われるようにしたことを特徴とする電力変換装
    置。
  13. 【請求項１３】請求項１０において、前記ダイポーラ変
    調モードと前記ユニポーラ変調モード間の移行は、前記
    電力変換器の出力周波数と出力電圧に応じて、前記ユニ
    ポーラ変調モードと前記過変調モード間の移行は、前記
    電力変換器の出力電圧に応じて行わせることを特徴とす
    る電力変換装置。
  14. 【請求項１４】可変電圧可変周波数の交流を出力する電
    力変換装置と、該電力変換装置により駆動される誘導電
    動機とを備えた電気車の制御装置において、 前記電力変換装置が請求項１乃至１３記載の何れかより
    なることを特徴とする電気車の制御装置。
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