JP2010154735A - 回転機の制御装置及びその製造方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧利用率の高い領域において変調率の制御性が低下すること。
【解決手段】過変調領域においては、図示されるパルスパターンに基づきインバータを操作する。ここで、三角波は、その周期の整数倍が、モータジェネレータの１電気角周期に一致するものである。三角波の山の位相δ１、δ２、…を中央としてそれぞれ等角度間隔だけ、ＰＷＭ信号の論理「Ｌ」となる期間２θ２、２θ３、…を設定する。そして、これらの期間は、単調減少するとの条件を設けて、高次高調波成分が最小となるように適合される。
【選択図】 図６

Description

本発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置及びその製造方法に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。

ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。ここで、３相電動機の高回転速度領域においては、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御を行うことも実用化されている。ただし、矩形波制御の電圧利用率は、上記ＰＷＭ制御における指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」の値となる時点での電圧利用率と比較して不連続的に大きいものとなっている。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となる場合、電流フィードバック制御のためのｄｑ軸上での指令電圧に基づき算出される位相と、ＲＯＭに格納されたパルスパターンとに基づき、インバータを操作することも提案されている。これにより、電圧利用率を、矩形波制御の電圧利用率へと上昇させていくことができる。

更に、上記文献には、矩形波制御となるまでのパルスパターンを、高調波成分が最小となるように設計することも記載されている。

特開平９−４７１００号公報

ところで、インバータの上側アーム及び下側アームの短絡を防止すべく、上側アームのスイッチング素子及び下側アームのスイッチング素子のいずれか一方に対するオン操作指令タイミングといずれか他方に対するオフ操作指令タイミングとの間には、通常、デッドタイムが設けられる。このため、上記パルスパターンによって規定されるパルス幅も、デッドタイムに応じたものとすることが要求される。しかし、上記パルスパターンによってインバータを操作する場合、３相電動機の回転速度が上昇することで、パルスパターンによって規定される最小パルス間隔がデッドタイム以下となるおそれがある。そしてこの場合には、パルスパターンの指示するとおりのスイッチングパターンを実現することができなくなる。そして、この場合には、３相電動機に印加する電圧が所望の電圧に対して誤差を有するものとなるため、３相電動機の制御性が低下する。

また、上記特許文献１記載の技術によるパルスパターンは、三角波比較ＰＷＭ制御におけるパルスパターンと大きく相違し得る。このため、これらの間で制御の切替をする際にインバータの出力電圧の制御性が低下するおそれもある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、電圧利用率の高い領域においても回転機の制御性を高く維持することのできる回転機の制御装置及びその製造方法を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記制御量を制御すべく前記電力変換回路の出力電圧の位相情報及び電圧利用率情報を設定する設定手段と、前記電力変換回路の操作パターンを規定した複数種の時系列パターンを記憶する記憶手段と、前記複数種の時系列パターンの中から前記設定される電圧利用率情報に応じたパターンを選択する選択手段と、該選択されたパターン及び前記位相情報に基づき前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記複数のパターンは、前記負極を接続するスイッチング素子及び前記正極を接続するスイッチング素子のそれぞれをオンとするタイミングの少なくとも一部を、前記回転機の１電気角周期の所定の整数分の１の周期を有する三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングに同期させる擬似三角波比較パターンを含むことを特徴とする。

同期式の三角波比較ＰＷＭ制御では、１電気角周期が、三角波の周期の整数倍に設定されるため、スイッチング素子がオンとなるタイミングは、三角波が山となるタイミングや谷となるタイミングに同期したものとなっている。そして、同期式ＰＷＭ制御によれば、電力変換回路の出力電圧の基本波成分を良好に制御することができる。上記発明では、この点に鑑み、擬似三角波比較パターンを備えることで、操作手段による電力変換回路の操作を、三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことができる。このため、電力変換回路の出力電圧を良好に制御することができる。また、三角波比較ＰＷＭ制御との切替制御を行う場合には、この切り替えを円滑に行うことができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記擬似三角波比較パターンは、前記負極を接続するスイッチング素子及び前記正極を接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が減少して且つ他方のオン期間が増加する状態と、前記いずれか一方のオン期間が増加して且つ前記他方のオン期間が減少する状態とのいずれであるかを前記回転機の電気角での「１／４」周期毎に定めることを特徴とする。

正弦波形状の電圧と三角波との比較結果に応じてスイッチング素子のオン期間を定める場合、負極を接続するスイッチング素子及び正極を接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が減少して且つ他方のオン期間が増加する状態と、いずれか一方のオン期間が増加して且つ他方のオン期間が減少する状態とのいずれであるかが回転機の電気角での「１／４」周期毎に定まる。上記発明では、この点に鑑みて擬似三角波比較パターンを生成することで、操作手段による電力変換回路の操作を、三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記擬似三角波比較パターンは、前記回転機の電気角での「１／４」周期の期間として、前記オン期間が減少していく方のオン期間の合計が前記オン期間が増加していく方のオン期間の合計よりも短く設定されている期間および長く設定されている期間の双方を有することを特徴とする。

正弦波形状の電圧と三角波との比較結果に応じてスイッチング素子のオン期間を定める場合、回転機の電気角での「１／４」周期の期間であって、オン期間が減少していく方のオン期間の合計が、オン期間が増加していく方のオン期間の合計よりも短い期間と、長い期間との双方の期間が生じる。上記発明では、この点に鑑みて擬似三角波比較パターンを生成することで、操作手段による電力変換回路の操作を、三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことができる。

請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記擬似三角波比較パターンは、前記各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間を除いた全オン期間が前記三角波が山となるタイミング又は谷となるタイミングを含むことを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して前記スイッチング素子がオン状態とされる期間は、前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定されてなることを特徴とする
上記発明では、擬似三角波比較パターンの設計を簡易に行うことができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記擬似三角波比較パターンを規定する前記所定の整数は、前記回転機の回転速度に応じて可変設定されることを特徴とする。

同期式の三角波比較ＰＷＭ制御では、同期数が大きいほど、電力変換回路のスイッチング素子のスイッチング周波数が増加する。一方、スイッチング周波数の増加は、スイッチング損失の増加をもたらす。こうした理由などのため、同期式の三角波比較ＰＷＭ制御では、通常、回転速度に応じて同期数が可変設定される。上記発明では、この点に鑑み、所定の整数を回転機の回転速度に応じて可変設定することで、操作手段による電力変換回路の操作を、三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことや、スイッチング損失が過大となることを回避することなどができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機に対する指令電圧と三角波との大小比較に基づき前記電力変換回路を操作する三角波比較ＰＷＭ制御手段と、前記回転機の制御量の制御のために要求される電圧利用率に応じて、前記操作手段による前記電力変換回路の操作と前記三角波比較ＰＷＭ制御手段による前記電力変換回路の操作とを切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする。

電圧利用率が小さい領域では、三角波比較ＰＷＭ制御手段の制御性が高いことが知られている。上記発明では、この点に鑑み、三角波比較ＰＷＭ制御手段を併用することで、時系列パターンの適合工数を低減することができる。また、時系列パターンが擬似三角波比較パターンを含むため、三角波比較ＰＷＭ制御手段による操作と操作手段による操作との切替を円滑に行うこともできる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記操作手段による前記電力変換回路の操作と前記三角波比較ＰＷＭ制御手段による前記電力変換回路の操作とのいずれか一方から他方への切替条件と前記いずれか他方から前記いずれか一方への切替条件とを互いに相違させることを特徴とする。

上記発明では、一対の切替条件を互いに相違させることで、操作手段による電力変換回路の操作と三角波比較ＰＷＭ制御手段による電力変換回路の操作との切替が頻繁になされるハンチング現象を好適に抑制することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記回転機の電気角速度に基づき、所定時間毎に値が更新されるアップダウンカウンタの最大値及び最小値を規定することで該アップダウンカウンタによって前記回転機の１電気角周期の所定の整数分の１の周期を有する前記三角波を生成する三角波生成手段と、前記選択手段によって選択されたパターンに基づき、前記三角波との大小比較によって生成される信号が前記選択されたパターンとなるように前記三角波との比較対象となるパターン生成用指令値を生成するパターン生成用指令値生成手段と、前記パターン生成用指令値と前記三角波との比較に基づき前記スイッチング素子を操作するパターン生成用ＰＷＭ制御手段と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを、所定時間毎に値が更新されるアップダウンカウンタに基づき行なうことができるため、時系列パターンに従ったスイッチング状態の切り替えの精度を所定時間によって規定することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記擬似三角波比較パターンは、前記負極を接続するスイッチング素子及び前記正極を接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が減少して且つ他方のオン期間が増加する状態と、前記いずれか一方のオン期間が増加して且つ前記他方のオン期間が減少する状態とのいずれであるかを前記回転機の電気角での「１／４」周期毎に定めるものであり、前記三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して前記スイッチング素子がオン状態とされる期間は、前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定され、前記パターン生成用指令値生成手段は、前記三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して前記スイッチング素子がオン状態とされる期間に対応する指令値として、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が長い期間については、前記三角波の「１／２」周期から前記負極を電気的に接続するスイッチング素子がオン状態とされる期間を減算したものと前記三角波の「１／２」周期との比率によって前記アップダウンカウンタの最大値を縮小させたものを設定し、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が短い期間については、前記三角波の「１／２」周期から前記正極を電気的に接続するスイッチング素子がオン状態とされる期間を減算したものと前記三角波の「１／２」周期との比率によって前記アップダウンカウンタの最小値を縮小させたものを設定することを特徴とする。

上記発明では、前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定されたオン期間について、山又は谷に対する対称性を利用して、パターン生成用指令値を適切に設定することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記擬似三角波比較パターンは、前記各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間を除いた全オン期間が前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定され、前記パターン生成用指令値生成手段は、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が長い期間における前記継続する境に隣接するオン期間に対応する指令値として、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも長い場合、該オン期間から前記三角波の「１／４」周期を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最大値を縮小させたものを設定し、前記継続する境に隣接するものが前記三角波の「１／４」周期よりも短い場合、前記三角波の「１／４」周期から前記オン期間を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最大値を縮小させたものを設定し、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が短い期間における前記継続する境に隣接するオン期間に対応する指令値として、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも長い場合、該オン期間から前記三角波の「１／４」周期を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最小値を縮小させたものを設定し、前記継続する境に隣接するものが前記三角波の「１／４」周期よりも短い場合、前記三角波の「１／４」周期から前記オン期間を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最小値を縮小させたものを設定し、前記パターン生成用ＰＷＭ制御手段は、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも長い場合、前記境において前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるとともに該スイッチング状態を前記パターン生成用指令値と前記三角波との２つめの交点まで継続させ、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも短い場合、前記継続する境において前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるとともに該スイッチング状態を前記パターン生成用指令値と前記三角波との１つめの交点まで継続させて且つ、前記１つめの交点で前記スイッチング状態を切り替えるとともに該スイッチング状態を３つめの交点まで継続することを特徴とする。

上記発明では、上記継続する境に隣接するオン期間においてスイッチング素子を適切にオン状態とすることができる。

請求項１２記載の発明は、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記三角波生成手段は、前記回転機の回転角度の検出値に基づき前記三角波の位相を補正する補正手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、補正手段を備えることで、三角波の位相を回転機の電気角と対応付けることができ、ひいては、三角波との比較に基づいて制御される電力変換回路の出力電圧の位相を高精度に制御することができる。

請求項１３記載の発明は、請求項９〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記三角波生成手段、前記パターン生成用指令値生成手段、及び前記パターン生成用ＰＷＭ制御手段を備えて構成される時間基準操作部に加えて、前記回転機の回転角度の検出値を入力とし、該検出値に基づき前記選択されたパターンに従って前記電力変換回路を操作する角度基準操作部を更に備え、前記回転機の回転角度の検出分解能の時間換算値が所定値以上である場合、前記角度基準操作部による操作から前記時間基準操作部による操作へと切り替えることを特徴とする。

回転機の電気角速度が小さい領域では、電気角の検出分解能の時間換算値が大きくなるため、角度基準操作部による制御性が低下する。上記発明では、この点に鑑み、こうした状況下、時間基準操作部を利用することで、電力変換回路の出力電圧の位相の制御性の低下を抑制することができる。

請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記操作手段は、前記角度基準操作部による操作から前記時間基準操作部による操作への切り替え条件と、前記時間基準操作部による操作から前記角度基準操作部による操作への切り替え条件とを互いに相違させることを特徴とする。

上記発明では、一対の切替条件を互いに相違させることで、時間基準操作部による操作と角度基準操作部による操作との切替が頻繁になされるハンチング現象を好適に抑制することができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置の製造方法において、前記擬似三角波比較パターンを規定する前記スイッチング素子のオン期間を複数通りに設定し、これらによって規定される擬似三角波比較パターンの所定次数までの高次高調波成分の大きさが最小となるものを特定する特定工程と、該特定されたパターンを前記記憶手段に記憶させる工程とを有することを特徴とする。

上記発明では、擬似三角波比較パターンを用いた際の電力変換回路の出力電圧の高次高調波を抑制することができる。

なお、上記特定工程は、スイッチング素子のオン期間の最小値をデッドタイム以上としつつ行われることが望ましい。また、上記発明が請求項２の発明特定事項を有する場合、上記特定工程は、「１／４」周期内において減少する側のスイッチング素子のオン期間の最大値を、三角波の周期の「１／２」以下としつつ行われることが望ましい。

請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の発明において、前記特定工程は、前記所定次数の高次高調波成分のうち低次のものほど大きい重み付けをするとの条件の下、前記高次高調波成分の大きさを定量化することで前記特定を行うものであることを特徴とする。

高次高調波のうちの低次成分は、高次成分と比較して回転機のトルクリプルを生じさせ易い傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、低次のものほど大きい重み付けをすることで、トルクリプルを生じさせ易い高調波成分を特に低減することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるモータジェネレータの制御量の制御に関するブロック図。 同実施形態にかかる同期数テーブルを示す図。 同実施形態にかかるＰＷＭパルステーブルを示す図。 同実施形態にかかる三角波比較ＰＷＭ制御とパルスパターン制御との切替処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパルスパターンの適合原理を説明するための図。 同実施形態にかかるパルスパターンの適合処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる同期数と最大パルス数との関係を示す図。 同実施形態にかかるパルスパターンの生成に用いる変換表を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 従来の制御に用いるマップを示す図。 第２の実施形態にかかるパルスパターンの適合処理の手順を示す流れ図。 回転角度の検出分解能の時間換算値と回転速度との関係を示す図。 第３の実施形態にかかるＰＷＭ信号生成部の処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる時間基準でのパルス信号の生成態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる時間基準でのパルス信号の生成態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる三角波信号の生成に関する処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる三角波信号の補正に関する処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパルスパターンのテーブルデータを示す図。 同実施形態にかかるパルス信号の生成のための前処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパターン生成用指令値の生成処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパルス信号の生成のための処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパルス信号の生成のための処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパルス信号の生成のための処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるパルス信号の生成のための処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる時間基準生成部と角度基準生成部との切替処理の手順を示す流れ図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θを検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。

トルク制御器２０は、モータジェネレータ１０に対する要求トルクと、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、電源電圧ＶＤＣとを入力とし、インバータＩＶの出力電圧の位相指令値と、変調率指令値とを出力する。ここでは、例えばモータジェネレータ１０を実際に流れるｄｑ軸上の電流を要求トルクに応じて設定される指令電流にフィードバック制御するための操作量としてｄｑ軸上の指令電圧を算出し、ｄｑ軸上の指令電圧から位相指令値を設定すればよい。また、上記指令電圧のベクトルノルムと電源電圧とから変調率指令値を設定すればよい。

電気角算出器２２は、回転角度センサ１５によって検出される回転角度θから電気角θｅを算出する。また、電気角速度算出器２４は、電気角θｅに基づき、電気角速度ωｅを算出する。

ＰＷＭ制御部３０は、上記位相指令値、変調率指令値、電気角θｅ及び電気角速度ωｅを入力とし、これらに基づき上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎの元になる信号であるＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。そして、デッドタイム発生器４０では、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗとその論理反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイムだけ離間させる処理を行うことで、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。

上記ＰＷＭ制御部３０は、電圧利用率に応じて、三角波比較ＰＷＭ制御と、パルスパターン制御とのいずれかに基づき上記ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。

すなわち、三角波比較ＰＷＭ制御に関しては、まず正弦波生成器３２において、加算器３１において電気角θｅに位相指令値を加算することで得られる角度情報と変調率指令値とに基づき、正弦波状の指令電圧（Ｕ相の指令電圧ｖｕｒ，Ｖ相の指令電圧ｖｖｒ、及びＷ相の指令電圧ｖｗｒ）を生成する。そして、比較器３４、３５、３６では、それぞれ三角波発生器３３によって生成される三角波形状のキャリアと指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとの大小比較に基づき、上記ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。ここで、三角波形状のキャリア信号は、正確には、その増加速度と減少速度とが互いに等しい２等辺三角形形状のものである。なお、キャリアの増加速度や減少速度は、電気角の変化量に対するキャリアの増加量、減少量の比によって定量化される。

一方、パルスパターン制御に関しては、同期数テーブル３７において、電気角速度ωｅを入力として、同期数Ｎを算出する。同期数テーブル３７は、図３に示すように、電気角速度の上限値（電気角速度閾値）毎に、同期数Ｎを予め設定するものである。ここで、同期数Ｎは、「３，９，１５，…」というように３の奇数倍の数である。これは、キャリア周期の整数倍と１電気角周期とを一致させる同期式三角波比較ＰＷＭ制御において、インバータＩＶの出力電圧を、基本波を高精度に模擬したものとするうえでよいとされている数である。これは、インバータＩＶの出力電圧のうちの正側の電圧と負側の電圧とを対称とすることができる等の理由による。各同期数３，９，１５，…に対応する電気角速度閾値ω３、ω９、ω１５、…は、いずれも三角波周波数上限値ｆｃｍａｘに基づき設定される。ここで、三角波周波数上限値ｆｃｍａｘは、インバータＩＶの損失を許容範囲とする要求等から定まるスイッチング周波数などによって規定されるものである。ここでは、三角波の周期とスイッチングの平均周期とが等しいとの知見に基づき、三角波周波数上限値ｆｃｍａｘが設定されている。これにより、各同期数における電気角速度閾値ω（Ｎ）は、「２πｆｃｍａｘ／Ｎ」と表現される。

先の図２に示すＰＷＭ信号生成部３８では、同期数テーブル３７の出力する同期数Ｎと、加算器３１の出力する角度情報と、変調率指令値とに基づき、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。ここで、ＰＷＭ信号生成部３８は、ＰＷＭパルステーブル３８ａを備える。これは、図４に示されるように、同期数Ｎと変調率とによって区画された領域毎に、１電気角周期に渡るインバータＩＶの操作パターン（パルスパターン）を規定したものである。ここで、変調率の上限値は、矩形波制御の変調率である「１．２７３」に設定されている。一方、変調率の下限値は、三角波比較ＰＷＭ制御を行う変調率の上限値（ここでは、「１」を例示）程度に設定されている。詳しくは、本実施形態では、上記上限値よりもわずかに小さい値に設定される。上記ＰＷＭ信号生成部３８では、同期数と変調率指令値とに基づき、該当するパルスパターンを選択し、選択されたパルスパターンによって規定される操作態様のうち、加算器３１の出力する角度情報に該当するものに従って、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを出力する。

これらパルスパターン制御によるＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗと、三角波比較ＰＷＭ制御によるＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗとは、先の図２に示すセレクタ３９に出力される。セレクタ３９は、図５に示す処理によって、いずれか一方のＰＷＭ信号を採用し、上記デッドタイム発生器４０に出力する。

すなわち、図５に示す一連の処理では、まずステップＳ１０において、パルスパターン制御時であると判断される場合、ステップＳ１２において、変調率が閾値ＭＲｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、三角波比較ＰＷＭ制御への切替条件が成立したか否かを判断するものである。ここで、閾値ＭＲｔｈは、三角波比較ＰＷＭ制御の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの変動幅が電源電圧ＶＤＣ以上となる値に設定される。詳しくは、本実施形態では、「１」に設定される。そして、ステップＳ１２において閾値ＭＲｔｈ以下であると判断される場合、ステップＳ１４において、三角波比較ＰＷＭ制御へと切り替える。これに対し、上記ステップＳ１０において、パルスパターン制御時でないと判断される場合、ステップＳ１６において、変調率が上記閾値ＭＲｔｈから所定値Δｔｈを減算した値以上であるか否かを判断する。この処理は、パルスパターン制御への切替条件が成立したか否かを判断するためのものである。ここで、所定値Δｔｈは、パルスパターン制御と三角波比較ＰＷＭ制御との切替が頻繁にされるハンチングを回避する目的で設けられるヒステリシス幅である。そして、ステップＳ１６において肯定判断される場合、ステップＳ１８において、パルスパターン制御へと切り替える。

なお、ステップＳ１４、Ｓ１８の処理が完了する場合や、ステップＳ１２、Ｓ１６において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、三角波比較ＰＷＭ制御の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの変動幅が電源電圧ＶＤＣを超える過変調領域において、パルスパターン制御を行うことで、三角波比較ＰＷＭ制御の制御性が低下する状況下にあっても、モータジェネレータ１０の制御性を高く維持する。ここで、本実施形態では、パルスパターンを三角波比較ＰＷＭ制御を模擬したものとすることで、その適合を容易とし、また三角波比較ＰＷＭ制御との切替に際してインバータＩＶの出力電圧の変動を好適に抑制することができるものとなっている。以下、これについて詳述する。

図６に、本実施形態にかかるパルスパターンを示す。

図示されるように、本実施形態では、パルスパターンを、電気角度の単位変化量当たりの増加量及び減少量が互いに等しい三角波形状のキャリアと正弦波との大小比較によって生成されるパルスパターンを模擬したものとする。ここで、キャリアの周期は、１電気角周期を上記同期数Ｎで減算して得られるものである。また、キャリアが振幅中心となる角度において正弦波が振幅中心となるようにする（図では、パルスパターンの角度ゼロにおいて、キャリアが振幅中心の値を取ることが示されている）。

ここで、本実施形態では、角度ゼロ基準で、キャリアの２つ目の山の位相をδ１、３つ目の山の位相をδ２、というように、ｎ番目の山の位相をδ（ｎ−１）と定義する。ここで、同期数Ｎを用いると、「δｊ＝（４ｊ＋１）π／２Ｎ：ｊ＝１，２，３…」と表記される。そして、角度ゼロ基準で「π／４」の期間において、ＰＷＭ信号の論理「Ｌ」、すなわち、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオフ状態であって且つスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる期間を規定するパルス幅を、上記δｉ（ｉ＝１，２、…）を中央とする電気角度間隔（「２・θ（ｉ＋１））に設定する。このように、キャリアの山に対してパルス幅を対称とすることで、適合パラメータの数を低減することができる。更に、角度ゼロから所定角度間隔「θ１」に渡ってＰＷＭ信号を論理「Ｌ」とする。

ここで、本実施形態では、正弦関数を模擬するＰＷＭ信号を設計するため、正弦関数の対称性から、「π／２」の角度間隔に限って、上記幅規定パラメータθ１、θｉを適合する。具体的には、キャリアと正弦波との大小比較によって生成されるＰＷＭ信号を模擬する観点から、以下の条件を設定する。

（ア）θ１／２≧θｉ（ｉ≧２）：これは、キャリアと正弦波との大小比較によって生成されるＰＷＭ信号が、「π／２」の期間において、論理「Ｌ」期間が徐々に減少するものとなることに鑑みた条件である。

（イ）θｉ≧θ（ｉ＋１）：これも、キャリアと正弦波との大小比較によって生成されるＰＷＭ信号が、「π／２」の期間において、論理「Ｌ」期間が徐々に減少するものとなることに鑑みた条件である。

（ウ）θｉ＜θｍａｘ＝２π／４Ｎ：この条件は、キャリアと正弦波との大小比較によって生成されるＰＷＭ信号が、「π／２」の期間において、論理「Ｌ」期間がキャリア周期（「２π／Ｎ」）の「１／２」未満となることに鑑みた条件である。

上記（ア）〜（ウ）の条件に加えて、設計されたパルスパターンの各パルス幅がデッドタイムＴｄ以上でなければならないことから、以下の条件（エ）を課す。

（エ）θｉ≧θｍｉｎ＝２π・Ｔｄ・ｆｃｍａｘ／Ｎ
こうした条件を課すことで、パルスパターンを、三角波比較ＰＷＭ制御によるＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗに近似させることができる。更に、上記条件を課すことで、モータジェネレータ１０の回転速度にかかわらず各パルス幅に従ったスイッチングが可能となることから、パルスパターンによって規定された操作態様とインバータＩＶの実際の操作態様とが相違することを回避することもでき、ひいてはインバータＩＶの出力電圧の制御性を高く維持することもできる。

ここで、本実施形態では、先の図４において規定された様々な変調率となって且つ上記条件を満たすパルスパターンを生成する。この際、高次高調波を最小化するとの条件を満たすように上記パルスパターン（幅規定パラメータθ１、θｉ）を適合する。

以下、本実施形態にかかるパルスパターンの適合処理について、特に７パルスを例にとって図７を参照しつつ説明する。図７は、本実施形態にかかる７パルスのパルスパターンを変調率αに適合する処理の手順を示す。換言すれば、「π／２」の期間における幅規定パラメータが「θ１、θ２、θ３」となるパルスパターンの適合処理の手順を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、高調波歪率最小値ＴＨＤｍｉｎを初期値に設定する。ここで、高調波歪率最小値ＴＨＤｍｉｎは、幅規定パラメータθ１、θ２、θ３を様々に変化させる際の高次高調波の大きさの定量値の最小値を格納するためのものである。ここで初期値は、高次高調波の定量値としてありえないほど大きい値に設定しておけばよい。

続くステップＳ２２においては、幅規定パラメータθ２、θ３を初期値に設定する。ここでは、初期値として、デッドタイムＴｄから定まる上記最小角度θｍｉｎを設定する。続くステップＳ２４においては、幅規定パラメータθ１が、上記条件を満たす範囲で存在しえるか否かを判断する。これは、下記の式（ｃ１）の条件を満たすか否かの判断となる。

上記の式（ｃ１）の中辺は、変調率αについての以下の式（ｃ２）をｃｏｓθ１について解いたものであり、左辺は、上記（エ）の条件を示し、右辺は、上記（ア）の条件を示す。ちなみに、左辺のθｍｉｎは、ＰＷＭ信号の論理「Ｈ」パルスの最小値が最小角度θｍｉｎ以上となるべきとの要請によるものである。

上記ステップＳ２４において肯定判断される場合、ステップＳ２６において、ｃｏｓθ１を示す上記の式（ｃ１）の中辺の逆余弦関数から幅規定パラメータθ１を算出する。

続くステップＳ２８では、幅規定パラメータθ１、θ２、θ３によって規定されるパルスパターンによる高次高調波成分の定量値が上記高調波歪率最小値ＴＨＤｍｉｎよりも小さいか否かを判断する。これは、下記の式（ｃ３）を満たすか否かの判断となる。

これは、高次高調波成分の大きさを、各高次高調波振幅の２乗の和として定量化することで得られる条件である。ただし、ここでは、電源電圧ＶＤＣの「１／２」によって振幅の大きさを規格化している。ちなみに、ｎ次高調波成分の振幅Ａｎは、以下の式（ｃ４）にて算出される。

そして、上記ステップＳ２８において肯定判断された場合には、ステップＳ３０において、今回算出された定量値を上記高調波歪率最小値ＴＨＤｍｉｎとするとともに、今回の幅規定パラメータθ１、θ２、θ３を、「θ１Ｌ，θ２Ｌ、θ３Ｌ」とする。ステップＳ３０の処理が完了する場合や、ステップＳ２４，Ｓ２８において否定判断される場合には、ステップＳ３２に移行する。ステップＳ３２においては、幅規定パラメータθ２、θ３が実現可能な最大値となったか否かを判断する。本実施形態では、この最大値を、上記（ウ）の条件において示した最大角度θｍａｘから、回転角度センサ１５の分解能Ｃに応じて定まる検出最小値Δθ（＝２πＰ／Ｃ）を減算した値とする（ここでは、極対数Ｐを用いた）。これは、パルスパターンに沿ったインバータＩＶの操作の精度が、回転角度センサ１５の分解能Ｃによって規定されることに鑑みたものである。

上記ステップＳ３２において肯定判断される場合、幅規定パラメータθ２、θ３の少なくとも一方を上記検出最小値Δθだけ増加させる変更を行い、上記ステップＳ２４に戻る。これにより、ステップＳ３２の条件が成立するまで、幅規定パラメータθ２、θ３が最小角度θｍｉｎから検出最小値Δθ単位で増加させた全てのパルスパターンについて、高次高調波成分が定量化されることとなる。このため、ステップＳ３２において肯定判断された時点において、上記「θ１Ｌ，θ２Ｌ、θ３Ｌ」に格納された値によって、高次高調波を最小とするパルスパターンが適合されることとなる。

ちなみに、これらパルスパターンは、先の図４に示したＰＷＭパルステーブル内の全ての変調率と同期数とについて作成される。ただし、矩形波制御の変調率である「１．２７３」においては適合の自由度がなく、矩形波制御のパルスパターンを生成する。また、３パルスの場合には、幅規定パラメータθ１のみが自由度となるため、これは変調率αによって一義的に設定される。図８に、同期数と、パルス数や幅規定パラメータ（図中、θ）の数等の最大値を示す。ここで、同期数が「９」以上の場合、図示される最大パルス数によっては、矩形波制御の変調率である「１．２７３」を実現することができない。このため、最大パルス数よりも小さいパルス数のパルスパターンを生成することで、大きい変調率を実現するパルスパターンを適合する。

こうして「π／２」の期間に渡るパルスパターンが生成されると、図９に示すように、正弦波の対称性を利用することで、これを１電気角周期（２π）のパルスパターンに変換する。ここで、図９（ｂ）は、正弦関数の対称性を示し、図９（ａ）は、この対称性を利用して「π／２」のパルスパターンを１電気角周期（２π）のパルスパターンに変換する変換表を示す。

図１０に、本実施形態にかかる変調率指令値と、上記パルスパターンによって実現される基本波成分の変調率との関係を四角印でプロットしたものを示す。図示されるように、本実施形態によれば、パルスパターンによって実現される基本波成分の変調率が、変調率指令値を忠実に再現している。これに対し、上記三角波比較ＰＷＭ制御を行う場合を、三角印や×印等で示す。この場合、先の図６に示した角度ゼロのタイミングにおける位相指令値（図中、０度、±９０度、及び１８０度）に依存して、実現される基本波成分の変調率が変動する。このため、変調率の制御性が低下する。

更に、三角波比較ＰＷＭ制御の場合、図１１に示すように、同期数に応じても実現される基本波の変調率が変動する。このため、変調率指令値を同期数の依存性を考慮して補正した後指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを生成する必要が生じ、制御が煩雑となる。

このように、上記パルスパターン制御によれば、過変調領域において、変調率の制御性を高く維持することができる。更に、比較的電圧利用率(変調率)の小さい領域では、上記態様にて適合されたパルスパターンによって、三角波比較ＰＷＭ制御よりもパルス数を低減することができるため、スイッチング損失を低減することもできる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）ＰＷＭパルステーブル３８ａ内のパルスパターンとして、モータジェネレータ１０の１電気角周期を３の奇数倍で除算した周期を有する三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのそれぞれをオンとする擬似三角波比較パターンを含めた。詳しくは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのそれぞれをオンとするタイミングの少なくとも一部を、モータジェネレータ１０の１電気角周期を３の奇数倍で除算した周期を有する三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングに同期させた。これにより、インバータＩＶの操作を、同期式の三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことができる。このため、インバータＩＶの出力電圧を良好に制御することができる。また、三角波比較ＰＷＭ制御との切替制御を行う際、この切り替えを円滑に行うことができる。

（２）擬似三角波比較パターンが、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びスイッチング素子スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのいずれか一方のオン期間が減少して且つ他方のオン期間が増加する状態と、いずれか一方のオン期間が増加して且つ他方のオン期間が減少する状態とのいずれであるかを「１／４」周期毎に定めるようにした。これにより、パルスパターンに基づくインバータＩＶの操作を、三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことができる。

（３）擬似三角波比較パターンを、電気角での「１／４」周期において、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びスイッチング素子スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン期間のうちの減少していく方が、「２π／４Ｎ」未満となるようにした。これにより、パルスパターンに基づくインバータＩＶの操作を、三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことができる。

（４）擬似三角波比較パターンを、各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間（０〜θ１、π−θ１〜π、π〜π＋θ１、２π−θ１〜２π）を除いた全オン期間が三角波が山となるタイミング又は谷となるタイミングを含むようにした。これにより、幅規定パラメータθ１の設定の自由度が大きくなるため、高次高調波成分を最小とするための自由度を増大させることができる。

（５）三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期してスイッチング素子がオン状態とされる期間を、山となるタイミング又は谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定した。これにより、パルスパターンのパルス数ｍに対して適合パラメータ数を「（ｍ−１）／２」とすることができるため、擬似三角波比較パターンの設計を簡易に行うことができる。

（６）擬似三角波比較パターンを規定する同期数Ｎを、モータジェネレータ１０の回転速度（電気角速度ωｅ）に応じて可変設定した。これにより、インバータＩＶの出力電圧の操作を同期式の三角波比較ＰＷＭ制御に類似した態様にて行うことや、スイッチング損失が過大となることを回避すること、更にはパルス幅の最小値をデッドタイム以上に簡易に設定することなどができる。

（７）擬似三角波比較パターンのパルス幅の最小値を、デッドタイム以上とした。これにより、インバータＩＶの実際の出力電圧がパルスパターンによって規定されるものから大きくずれる事態を好適に回避することができる。

（８）パルスパターン制御と三角波比較ＰＷＭ制御とを併用した。これにより、電圧利用率が小さい領域では、三角波比較ＰＷＭ制御を用いることで、擬似三角波比較パターンの適合工数を低減することができる。また、擬似三角波比較パターンを用いることで、パルスパターン制御と三角波比較ＰＷＭ制御との切替を円滑に行うこともできる。

（９）パルスパターン制御と三角波比較ＰＷＭ制御とのいずれか一方から他方への切替といずれか他方から一方への切替との切替条件を互いに相違させた。これにより、上記切替が頻繁になされるハンチング現象を好適に抑制することができる。

(１０)擬似三角波比較パターンを規定するスイッチング素子のオン期間を複数通りに設定し、これらによって規定される擬似三角波比較パターンの所定次数までの高次高調波成分の大きさが最小となるものを特定することで、擬似三角波比較パターンを生成した。これにより、擬似三角波比較パターンを用いた際のインバータＩＶの出力電圧の高次高調波を抑制することができる。

(１１)擬似三角波比較パターンを規定するオン期間を、デッドタイムによって規定される最小間隔から、回転角度センサ１５の分解能によって規定される検出最小値ずつ増大させた全ての組み合わせに設定することで、高次高調波の大きさを最小とするものを特定した。これにより、高次高調波の大きさが最も小さいパターンを高精度に特定することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかる７パルスのパルスパターンを変調率αに適合する処理の手順を示す。なお、図１２において、先の図７に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

本実施形態では、ステップＳ２８に代わるステップＳ２８ａにおいて、高次高調波成分の大きさを、各高調波成分の振幅Ａｎの２乗に「１／（ｎ・ｎ）」の重みを乗算した値の和によって定量化する。これにより低次の高調波成分ほど高調波成分の定量値に寄与する寄与度が大きくなるため、低次の高調波成分を特に抑制することのできるパルスパターンを生成することができる。これは、低次の高調波成分ほど、モータジェネレータ１０のトルクリプルの原因となり易いことに鑑みたものである。これにより、モータジェネレータ１０のトルクリプルを好適に抑制することのできるパルスパターンを生成することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１２）所定次数の高次高調波成分のうち低次のものほど大きい重み付けをするとの条件の下、高次高調波成分の大きさを定量化した。これにより、トルクリプルを生じさせ易い高調波成分を特に低減することができる。

（１３）ｎ次の高調波振幅Ａｎの２乗にｎの「−２」乗の重み付けをすることで、簡易に低次のものほど大きい重み付けをすることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、パルスパターン制御において、スイッチング素子の操作（ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの切替タイミング）を、回転角度センサ１５の検出値に応じて行なった。詳しくは、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの切替タイミングを、回転角度センサ１５によって検出される回転角度の更新タイミングに同期させた。ただし、この場合、モータジェネレータ１０の電気角速度ωｅが低い領域においては、インバータＩＶの出力電圧の位相の制御性が低下する。これは、回転角度センサ１５の分解能Ｃによって上記検出最小値Δθが電気角速度ωｅにかかわらず固定値となることによる。例えば、１電気角周期をｒビットで表現する場合、分解能Ｃは、「２＾ｒ」であり、上記検出最小値Δθは、「２πＰ／２＾ｒ」となる。このため、これを時間に換算すると、「１２０πＰ／（ωｅ・２＾ｒ）」となり、回転速度ωｅが低いほど分解能の時間換算値が長くなってしまう。図１３に、モータジェネレータ１０の回転速度と時間分解能との関係を示す。

そこで本実施形態では、回転角度センサ１５の検出値に基づく角度同期でのスイッチング操作の制御性が低下する状況下、時間同期でスイッチング操作を行う。図１４に、本実施形態にかかるＰＷＭ信号生成部３８の行う処理の詳細を示す。

図示されるように、本実施形態では、角度基準生成部３８ｃと時間基準生成部３８ｂとを備え、これらがそれぞれＰＷＭパルステーブル３８ａに基づきＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。そして、いずれのＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを採用するかを、セレクタ３８ｄによって選択する。ここで、角度基準生成部３８ｃは、上記第１の実施形態において搭載されていたものである。以下では、時間基準生成部３８ｂの処理について詳述する。

図１５に、時間基準生成部３８ｂによるＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの生成手法を示す。すなわち、ここでは、先の図２に示した同期数テーブル３７の出力する同期数Ｎとキャリア周期との乗算値が１電気角周期に一致するキャリアを生成する。このキャリアは、所定時間毎に値が更新されるアップダウンカウンタによって生成することができる。そして、キャリアとの比較対象となる指令値であるパターン生成用指令値ｙを生成し、これとキャリアとの比較に基づきＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。ここで、本実施形態では、電気角の「１／４」周期単位で幅規定パラメータθｉが定義されており、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ又はスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる期間のうち、幅規定パラメータθ２、θ３、…によって規定される期間については、キャリアの山又は谷に対して対称性を有する。このため、幅規定パラメータθ２、θ３…と三角波の「１／２」周期との比率に応じてパターン生成用指令値ｙを生成することで、上記三角波比較ＰＷＭ制御と同様の制御によって、パターン生成用指令値ｙとキャリアとの大小比較に基づきＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成することができる。

ただし、幅規定パラメータθ１によって規定される期間については、上記態様にて生成されるパターン生成用指令値ｙとキャリアとを用いて三角波比較ＰＷＭ制御と同様の処理を行ったのでは、正しい信号を生成することができない。すなわち、幅規定パラメータθ１によって規定される期間において、上記態様にて生成されるパターン生成用指令値ｙを用いると、キャリアとの交点の１つにおいてスイッチング状態が正しく切り替わるものの別の交点においては正しく切り替わらない（ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗが論理反転しない）。詳しくは、「１／４」周期の境であって且つパルス幅の間隔が増加又は減少を継続する境に最も近接する交点においてスイッチング状態が切り替わらないケースが存在する。詳しくは、最も近接する交点および次に近接する交点間のスイッチング状態が、境から最も近接する交点の期間においても例外的に採用されている。ただし、これは一般的なものではなく、「θ１＞π／２Ｎ」の関係を満たす場合に当てはまることであり、「θ１≦π／２Ｎ」の関係を満たす場合には、図１６に示すように事情が相違する。すなわち、この場合には、「１／４」周期の境であって且つパルス幅の間隔が増加又は減少を継続する境に２番目に近接する交点においてスイッチング状態が切り替わらないケースが存在する。詳しくは、最も近接する交点および次に近接する交点間のスイッチング状態が、境から最も近接する交点の期間にシフトしている。

本実施形態では、こうした事情を考慮し、幅規定パラメータθ２、θ３、…によって規定されるオン期間を三角波比較ＰＷＭ制御によって生成可能なようにパターン生成用指令値ｙを生成しつつ、上記境に隣接したオン期間のために例外処理を設ける。以下、具体的な処理について、「キャリアの生成に関する処理」、「パターン生成用指令値の生成に関する処理」、「ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの生成に関する処理」の順に詳述する。

なお、本実施形態では、図１５及び図１６に示されるように、キャリアの山及び谷を中央とする幅規定パラメータθｉがゼロであるものも含まれる。これは、先の第１の実施形態において、幅規定パラメータθｉが最小角度θｍｉｎ以上であるとの条件を、この条件と、幅規定パラメータθｉかゼロであるとの条件との論理和が真であるとの条件に変更することで実現することができる。
＜キャリアの生成に関する処理＞
図１７に、時間基準生成部３８ｂ内におけるキャリアの生成処理の手順を示す。この処理は、所定時間Ｔｃ周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において増加中フラグがオンであるか否かを判断する。そして増加中フラグがオンであると判断される場合、ステップＳ４２において、カウンタＣＮＴをインクリメントする。続くステップＳ４４では、カウンタＣＮＴがカウンタ振幅値Ｃｍａｘ以上であるか否かを判断する。ここで、カウンタ振幅値Ｃｍａｘは、「２π／（４ＮωｅＴｃ）」によって定義される。ここで、電気角速度ωｅは、所定周期で更新されるものである。ただし、この所定周期は、所定時間Ｔｃよりも長いことが望ましい。

そして、カウンタ振幅値Ｃｍａｘ以上であると判断される場合、ステップＳ４６に移行する。ステップＳ４６では、増加中フラグをオフする。また、カウンタＣＮＴをカウンタ振幅値Ｃｍａｘとする。この処理は、上記ステップＳ４４の処理によって電気角速度ωｅが更新されることで、カウンタＣＮＴがカウンタ振幅値Ｃｍａｘを上回る場合に、カウンタＣＮＴをカウンタ振幅値Ｃｍａｘに補正するためのものである。さらに、キャリアの山番号Ｃｈｉをインクリメントする。詳しくは、山番号Ｃｈｉは、同期数Ｎの周期で周期的な値をとるようにすべく、同期数Ｎよりも「１」大きくなる場合には「１」とされる。なお、山番号Ｃｈｉは、先の図１５及び図１６に例示してある。

これに対し、ステップＳ４４においてカウンタＣＮＴがカウンタ振幅値Ｃｍａｘ以上ではないと判断される場合、ステップＳ４８において、カウンタＣＮＴがゼロ以上であって且つカウンタＣＮＴの前回値ＣＮＴｏｌｄが負であったか否かを判断する。この処理は、キャリアの始点であるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ４８において肯定判断される場合、ステップＳ５０において、始点番号Ｃ０をインクリメントする。ただし、始点番号Ｃ０は、同期数Ｎの周期で周期的な値をとるようにすべく、同期数Ｎよりも「１」大きくなる場合には「１」とされる。なお、始点番号Ｃ０は、先の図１５及び図１６に例示してある。

一方、上記ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ５４に移行し、カウンタＣＮＴをデクリメントする。続くステップＳ５６においては、カウンタＣＮＴがカウンタ振幅値Ｃｍａｘに「−１」を乗算した値以下であるか否かを判断する。そして、ステップＳ５６において肯定判断される場合、ステップＳ５８において、増加中フラグをオンする。また、カウンタＣＮＴをカウンタ振幅値Ｃｍａｘに「−１」を乗算した値とする。この処理は、上記ステップＳ４４の処理によって電気角速度ωｅが更新されることで、カウンタＣＮＴがカウンタ振幅値Ｃｍａｘに「−１」を乗算した値を下回る場合に、カウンタＣＮＴをカウンタ振幅値Ｃｍａｘに「−１」を乗算した値に補正するためのものである。さらに、キャリアの谷番号Ｃｌｏをインクリメントする。詳しくは、谷番号Ｃｌｏは、同期数Ｎの周期で周期的な値をとるようにすべく、同期数Ｎよりも「１」大きくなる場合には「１」とされる。なお、谷番号Ｃｌｏは、先の図１５及び図１６に例示してある。

上記ステップＳ４６、Ｓ５０及びＳ５８の処理が完了する場合や、ステップＳ４８において否定判断される場合には、ステップＳ５２において、カウンタＣＮＴの値を前回値ＣＮＴｏｌｄとし、この一連の処理を一旦終了する。

図１８に、カウンタＣＮＴを、先の図２に示した加算器３１の出力する角度情報に基づき補正する処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、この所定周期は、上記所定時間Ｔｃよりも長いことが望ましい。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、角度情報「θ＋θｃｍｄ」から求められるキャリアの位相γが０以上であって且つ「π／２」よりも小さいか否かを判断する。ここで、角度情報は、加算器３１によって電気角θに位相指令値θｃｍｄが加算されたものである。また、キャリアの位相γは、「Ｎ・（θ＋θｃｍｄ）＝２・ｍ・π＋γ：０≦γ＜２π」を満たすものである。そして、ステップＳ６０において肯定判断される場合、ステップＳ６２において、カウンタＣＮＴを位相γに基づき「Ｃｍａｘ・γ・２／π」に更新する。これは、位相γがキャリアの始点と山との間の位相であることに鑑み、始点と山との位相間隔「２／π」と位相γの比によってカウンタ振幅値Ｃｍａｘを変換する処理である。また、位相γの定義に用いたｍによって、始点番号Ｃ０を「ｍ＋１」に更新する。また、山番号Ｃｈｉ及び谷番号Ｃｌｏを「ｍ」とする。ただし、「ｍ＝０」の場合には、「Ｎ」とする。

一方、ステップＳ６０において否定判断される場合、ステップＳ６４において、位相γが「π／２」以上であって且つ「π」よりも小さいか否かを判断する。そして、ステップＳ６４において肯定判断される場合、ステップＳ６６において、カウンタＣＮＴを位相γに基づき「Ｃｍａｘ・（π−γ）・２／π」に更新する。これは、位相γがキャリアの山と中央との間の位相であることに鑑み、これらの位相間隔「２／π」と「π−γ」との比によってカウンタ振幅値Ｃｍａｘを変換する処理である。また、位相γの定義に用いたｍによって、始点番号Ｃ０及び山番号Ｃｈｉを「ｍ＋１」に更新する。また、谷番号Ｃｌｏを「ｍ」とする。ただし、「ｍ＝０」の場合には、「Ｎ」とする。

また、ステップＳ６４において否定判断される場合、ステップＳ６８において、位相γが「π」以上であって且つ「３π／２」よりも小さいか否かを判断する。そして、ステップＳ６８において肯定判断される場合、ステップＳ７０において、カウンタＣＮＴを位相γに基づき「−Ｃｍａｘ・（γ−π）・２／π」に更新する。これは、位相γがキャリアの中央と谷との間の位相であることに鑑み、これらの位相間隔「２／π」と「γ−π」との比によってカウンタ振幅値Ｃｍａｘに「−１」を乗算した値を変換する処理である。また、位相γの定義に用いたｍによって、始点番号Ｃ０及び山番号Ｃｈｉを「ｍ＋１」に更新する。また、谷番号Ｃｌｏを「ｍ」とする。ただし、「ｍ＝０」の場合には、「Ｎ」とする。

一方、ステップＳ６８において否定判断される場合、ステップＳ７２において、カウンタＣＮＴを位相γに基づき「−Ｃｍａｘ・（２π−γ）・２／π」に更新する。これは、位相γがキャリアの谷と次のキャリアの始点との間の位相であることに鑑み、これらの位相間隔「２／π」と「２π−γ」との比によってカウンタ振幅値Ｃｍａｘに「−１」を乗算した値を変換する処理である。また、位相γの定義に用いたｍによって、始点番号Ｃ０、山番号Ｃｈｉ及び谷番号Ｃｌｏを「ｍ＋１」に更新する。

なお、上記ステップＳ６２，Ｓ６６，Ｓ７０，Ｓ７２の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜パターン生成用指令値の生成に関する処理＞
パターン生成用指令値ｙを幅規定パラメータθｉに基づき生成する場合、どの領域でどの幅規定パラメータθｉを用いればよいのかが問題となる。このため、本実施形態では、先の図１５及び図１６に示した領域Ｋによって、パターン生成用指令値ｙの生成に際して参照する幅規定パラメータθｉを選択する。ここで、領域Ｋは、基本的には、電気角の「１／４」周期の期間であって且つスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン期間の方が長い期間においては、キャリアの谷から谷までの期間とされ、上記オン期間の方が短い期間においては、キャリアの山から山までの期間とされる。ただし、電気角の「１／４」周期の境であって且つ上記オン期間が増加又は減少を継続する境で更に領域Ｋを分割する。図１９に、各領域Ｋと幅規定パラメータθｉとの関係を示す。

図２０に、領域Ｋの設定の処理手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、谷番号Ｃｌｏが「Ｎ」であって且つカウンタＣＮＴがゼロ以上である場合（ステップＳ８０：ＹＥＳ）、領域Ｋを「１」とする（ステップＳ８１）。一方、領域Ｋ＝２〜「（Ｎ−１）／２」までは、領域Ｋを、谷番号Ｃｌｏよりも「１」つ大きい値に設定する（ステップＳ８２〜Ｓ８５）。

これに対し、電気角の「１／４」周期の境であって且つオン期間の増加又は減少が継続する境に隣接する領域Ｋ＝（Ｎ＋１）／２及び領域Ｋ＝（Ｎ＋３）／２は、ステップＳ８６〜Ｓ８９の処理によって設定される。すなわち、山番号Ｃｈｉが「（Ｎ−１）／２」であること及びカウンタＣＮＴがゼロ以上であることの論理和が真であること、並びに谷番号Ｃｌｏが「（Ｎ−１）／２」であることの論理積が真である場合、領域Ｋを「（Ｎ＋１）／２」とする。また、谷番号Ｃｌｏが「（Ｎ＋１）／２」であること及びカウンタＣＮＴが負であることの論理和が真であること、並びに山番号Ｃｈｉが「（Ｎ＋１）／２」であることの論理積が真である場合、領域Ｋを「（Ｎ＋３）／２」とする。

そして、領域Ｋ＝「（Ｎ＋５）／２」から「Ｎ」については、山番号Ｃｈｉよりも「１」大きい値に設定する（ステップＳ９０〜Ｓ９３）。

これに対し、谷番号Ｃｌｏが「Ｎ−１」であることとカウンタＣＮＴが負であることとの論理和が真であること、並びに山番号Ｃｈｉが「Ｎ」であることの論理積が真である場合（ステップＳ９４：ＹＥＳ）、領域Ｋを「Ｎ＋１」とする（ステップＳ９５）。

図２１に、パターン生成用指令値ｙの設定に関する処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１００において、現在の領域Ｋの番号を取得する。続くステップＳ１０２では、領域Ｋにおける幅規定パラメータθｉを取得する。そして、ステップＳ１０４では、幅規定パラメータθｉが幅規定パラメータθ１であるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０４において肯定判断される場合、ステップＳ１０６において、幅規定パラメータθ１が「π／２Ｎ」よりも大きいか否かを判断する。この処理は、先の図１５に示すケースに該当するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１０６において肯定判断される場合、先の図１５に示すケースに該当することから、ステップＳ１０８に移行し、幅規定パラメータθ１を、「θ１−π／２Ｎ」に設定し、内側切替フラグをオンとする。これに対し、ステップＳ１０６において否定判断される場合、先の図１６に示すケースに該当することから、ステップＳ１１０に移行し、幅規定パラメータθ１を、「π／２Ｎ−θ１」に設定し、内側切替フラグをオフとする。

上記ステップＳ１０８，Ｓ１１０の処理が完了する場合や、ステップＳ１０４において否定判断される場合には、ステップＳ１１２において、パターン生成用指令値ｙを、「（１−２・Ｎ・θｉ／π）・Ｃｍａｘ」に設定する。これは、幅規定パラメータθｉとキャリアの「１／４」周期との比によって、カウンタ振幅値Ｃｍａｘを縮小する処理である。

続くステップＳ１１４では、位相情報（θ＋θｃｍｄ）が「π」よりも大きいか否かを判断する。そして、大きい場合には、ステップＳ１１６において、パターン生成用指令値ｙの符号を反転させる。この処理は、領域Ｋ＝６以降における指令値が負であること（図１５、図１６参照）に鑑みたものである。

なお、ステップＳ１１６の処理が完了する場合や、ステップＳ１１４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの生成に関する処理＞
図２２〜図２５に、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの生成に関する処理の手順を示す。これらの処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

図２２の処理は、領域Ｋ＝１におけるＰＷＭ信号ｇｕ、ｇｖ、ｇｗの論理反転の例外処理に関する処理手順である。

この一連の処理では、まずステップＳ１２０において、始点番号Ｃ０が「１」であるか否かを判断する。そして始点番号Ｃ０が「１」である場合、ステップＳ１２２において、内側切替フラグがオンとなっているか否かを判断する。この処理は、先の図１５に示したケースに該当するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１２２において肯定判断される場合、先の図１５に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が山番号Ｃｈｉに一致すること及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも大きいことの論理積が真である場合（ステップＳ１２４、Ｓ１２６：ＹＥＳ）、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１３０）。これに対し、上記論理積が偽である場合には、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１２８）。

一方、上記ステップＳ１２２において否定判断される場合、先の図１６に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が山番号Ｃｈｉよりも「１」大きい（ただし、Ｃｈｉ＋１＝Ｎ＋１の場合、Ｃｈｉ＝１とする）こと及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも大きいことの論理積が真である場合（ステップＳ１３２，Ｓ１３４：ＹＥＳ），ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１３６）。これに対し、論理積が偽である場合、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１３８）。

図２３の処理は、領域Ｋ＝（Ｎ＋１）／２におけるＰＷＭ信号ｇｕ、ｇｖ、ｇｗの論理反転の例外処理に関する処理手順である。

上記領域Ｋ＝（Ｎ＋１）／２であることは、始点番号Ｃ０が「（Ｎ＋１）／２」であること及びカウンタＣＮＴがゼロ以上であることの論理積が真であるか否かによって判断される（ステップＳ１４０、Ｓ１４２）。そして、論理積が真である場合、ステップＳ１４４において内側切替フラグがオンとなっているか否かを判断する。この処理は、先の図１５に示したケースに該当するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１４４において肯定判断される場合、先の図１５に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が山番号Ｃｈｉよりも「１」大きいこと（ただしＣｈｉ＋１＝Ｎ＋１ならＣｈｉ＝１）及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも大きいことの論理積が真である場合（ステップＳ１４６、Ｓ１４８：ＹＥＳ）、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１５０）。これに対し、上記論理積が偽である場合には、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１５２）。

一方、上記ステップＳ１４４において否定判断される場合、先の図１６に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が山番号Ｃｈｉであること及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも大きいことの論理積が真である場合（ステップＳ１５４，Ｓ１５６：ＹＥＳ），ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１６０）。これに対し、論理積が偽である場合、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１５８）。

図２４の処理は、領域Ｋ＝（Ｎ＋３）／２におけるＰＷＭ信号ｇｕ、ｇｖ、ｇｗの論理反転の例外処理に関する処理手順である。

上記領域Ｋ＝（Ｎ＋３）／２であることは、先の図２３のステップＳ１４２において否定判断されることによって特定される。この場合、ステップＳ１６１において内側切替フラグがオンとなっているか否かを判断する。この処理は、先の図１５に示したケースに該当するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１６１において肯定判断される場合、先の図１５に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が谷番号Ｃｌｏであること及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも小さいことの論理積が真である場合（ステップＳ１６２、Ｓ１６４：ＹＥＳ）、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１６８）。これに対し、上記論理積が偽である場合には、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１６６）。

一方、上記ステップＳ１６１において否定判断される場合、先の図１６に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が谷番号Ｃｌｏより「１」大きい（ただし、Ｃｌｏ＋１＝Ｎ＋１ならＣｌｏ＝１）こと及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも小さいことの論理積が真である場合（ステップＳ１７０，Ｓ１７２：ＹＥＳ），ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１７４）。これに対し、論理積が偽である場合、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１７６）。

図２５の処理は、領域Ｋ＝（Ｎ＋１）におけるＰＷＭ信号ｇｕ、ｇｖ、ｇｗの論理反転の例外処理、および例外処理ではない通常の三角波比較ＰＷＭ制御と同様の処理に関する処理手順である。

上記領域Ｋ＝（Ｎ＋１）であることは、先の図２３のステップＳ１４０において否定判断されること及び始点番号Ｃ０がＮであること（ステップＳ１８０）の論理積が真であることによって特定できる。そしてこの場合、ステップＳ１８２において内側切替フラグがオンとなっているか否かを判断する。この処理は、先の図１５に示したケースに該当するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１８２において肯定判断される場合、先の図１５に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が谷番号Ｃｌｏよりも「１」大きい（ただし、Ｃｌｏ＋１＝Ｎ＋１ならＣｌｏ＝１）こと及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも小さいことの論理積が真である場合（ステップＳ１８４、Ｓ１８６：ＹＥＳ）、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１８８）。これに対し、上記論理積が偽である場合には、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１９０）。

一方、上記ステップＳ１８２において否定判断される場合、先の図１６に示したケースに該当することから、始点番号Ｃ０が谷番号Ｃｌｏと等しいこと及びパターン生成用指令値ｙがカウンタＣＮＴよりも小さいことの論理積が真である場合（ステップＳ１９２，Ｓ１９４：ＹＥＳ），ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」とする（ステップＳ１９６）。これに対し、論理積が偽である場合、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」とする（ステップＳ１９８）。

これに対し、上記ステップＳ１８０において否定判断される場合、パターン生成用指令値ｙとカウンタＣＮＴとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する処理（三角波比較ＰＷＭ処理と同一の処理）を行なう（ステップＳ２００〜Ｓ２０４）。
＜角度基準生成部３８ｃによる操作と時間基準生成部３８ｂによる操作との切替＞
図２６に、上記操作の切り替えに関する処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２２０において、電気角速度ωｅを取得する。続くステップＳ２２２においては、角度基準生成部３８ｃによる操作がなされるモード（角度基準モード）であるか否かを判断する。そして、角度基準モードであると判断される場合、ステップＳ２２４において、「Ｔｄ＜Δθ／ωｅ」が成立するか否かを判断する。すなわち、回転角度センサ１５の検出分解能の時間換算値がデッドタイムＴｄよりも大きくなるか否かを判断する。そして、ステップＳ２２４において肯定判断される場合、ステップＳ２２６に移行し、時間基準生成部３８ｂによる操作がなされるモード（時間基準モード）に切り替える。

これに対し、ステップＳ２２２において否定判断される場合、ステップＳ２２８において、「Ｔｄ−ｈｙ≧Δθ／ωｅ」が成立するか否かを判断する。この処理は、時間基準モードから角度基準モードへの切り替え条件が成立したか否かを判断するものである。ここで、ヒステリシスｈｙは、時間基準モードから角度基準モードへの切り替え条件を、角度基準モードから時間基準モードへの切り替え条件と相違させるために設けられたものである。ステップＳ２２８において肯定判断される場合、ステップＳ２３０において、角度基準モードに切り替える。

なお、ステップＳ２２６、Ｓ２３０の処理が完了する場合や、ステップＳ２２４，Ｓ２２８において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１４）スイッチング素子のスイッチング状態の切り替え（ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの論理反転）を、所定時間毎に値が更新されるカウンタＣＮＴの更新に同期させることで、時系列パターンに従ったスイッチング状態の切り替えの精度を所定時間Ｔｃによって規定することができる。

（１５）幅規定パラメータθ２、θ３、…とキャリアの「１／４」周期との比率に基づきキャリア振幅値Ｃｍａｘを縮小変換することでパターン生成用指令値ｙを設定した。これにより、幅規定パラメータθ２、θ３、…の山又は谷に対する対称性を利用してパターン生成用指令値ｙを適切に設定することができる。

（１６）電気角の「１／４」周期の境であって且つオン期間の増加又は減少が継続する境近傍を特定し、これらの領域において例外処理（ステップＳ１２２〜Ｓ１９８）を設けた。これにより、上記境に隣接するオン期間においてスイッチング素子を適切にオン状態とすることができる。

（１７）回転角度の検出値に基づきキャリアの位相を補正した。これにより、キャリアの１周期が電気角の「１／Ｎ」からずれたとしてもこれを補正することができる。

（１８）時間基準生成部３８ｂによる操作と角度基準生成部３８ｃによる操作とを切り替えた。これにより、インバータＩＶの出力電圧の位相の制御性の低下を抑制することができる。

（１９）角度基準生成部３８ｃによる操作から時間基準生成部３８ｂによる操作への切り替え条件と、時間基準生成部３８ｂによる操作から角度基準生成部３８ｃによる操作への切り替え条件とを互いに相違させた。これにより、時間基準生成部３８ｂによる操作と角度基準生成部３８ｃによる操作との切替が頻繁になされるハンチング現象を好適に抑制することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第３の実施形態では、カウンタＣＮＴの更新周期Ｔｃを固定値としたが、これに限らない。例えばカウンタ振幅値Ｃｍａｘを固定し、キャリアの周期に同期数Ｎを乗算した値と電気角の一周期とが同一となるように更新周期Ｔｃを可変設定してもよい。この場合であっても、パターン生成用指令値ｙは、上記第３の実施形態と同様にして設定することができる。

・カウンタＣＮＴ（三角波）の位相を補正する補正手段としては、時間周期で行われるものに限らない。例えば電気角の１周期で行なわれるもの等、角度周期で行なわれるものであってもよい。また、位相指令値が変化する場合に限って行なわれるものであってもよい。

・上記第３の実施形態では、角度基準生成部３８ｃによる分解能がデッドタイム以上となることで時間基準生成部３８ｂによる操作に切り替えたが、これに限らない。例えば、時間基準生成部３８ｂと角度基準生成部３８ｃとのそれぞれの分解能のうち小さい方（インバータＩＶの出力電圧の制御精度が高い方）を利用するように切替を行なってもよい。

・上記第３の実施形態において、時間基準生成部３８ｂのみを備えるようにしてもよい。

・上記第１の実施形態に対する第２の実施形態の変更点によって第３の実施形態を変更してもよい。

・上記第１、第２の実施形態においても、上記第３の実施形態のように、「ｉ＝１，２，３…」に対して、幅規定パラメータθ（ｉ＋１）が最小角度θｍｉｎ以上であるかゼロであるかの論理和が真となる条件を課してもよい。

・幅規定パラメータθｉが最小角度θｍｉｎ以上であるとの条件を設定する代わりに、最小角度θｍｉｎよりも大きい旨の条件を設定してもよい。

・トルク制御器２０としては、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑを、要求トルクに応じて定まる指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒへとフィードバック制御する際の操作量としてｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを算出し、これに基づき位相指令値及び変調率指令値を算出するものに限らない。例えば、電圧利用率（変調率）が所定以上となる領域においては、実電流ｉｄ，ｉｑから推定されるトルクを要求トルクにフィードバック制御するための操作量として位相指令値を出力し、要求トルクと回転速度とに基づき変調率指令値を出力するものであってもよい。

・トルク制御器２０としては、要求トルクに制御するための操作量として、位相指令値と変調率指令値とを出力するものに限らない。例えば、電圧利用率情報として、変調率指令値に代えて、電圧利用率の指令値を出力してもよい。

・三角波比較ＰＷＭ制御としては、正弦波形状の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒと三角波との大小比較に基づきＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成するものに限らない。例えば、正弦波形状の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに３次の高調波を重畳させたものと三角波との大小比較に基づきＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成するものや、正弦波形状の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを２相変調させたものと三角波との大小比較に基づきＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成するものであってもよい。これらの場合、変調率「１．１５」程度を、三角波比較ＰＷＭ制御とパルスパターン制御との切替条件とすることが望ましい。

・ＰＷＭパルステーブル３８ａとしては、１電気角周期に渡るパルスパターンを記憶するものに限らない。例えば「１／４」周期に渡るパルスパターンを記憶し、ＰＷＭ信号生成部３８において、先の図９（ａ）に示した変換表を用いて１電気角に渡るパルスパターンを生成してもよい。

・擬似三角波比較パターンとしては、各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間については三角波が山となるタイミング又は谷となるタイミングを含まないパターンを含むものに限らない。例えば、全オン期間について三角波が山となるタイミング又は谷となるタイミングを含むパターンのみとしてもよい。

また、三角波が山となるタイミング又は谷となるタイミングを含まないオン期間としては、各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間に限らない。これ以外とする場合には、上記各実施形態において例示した擬似三角波比較パターンの適合処理において、これに対応するパルス幅を規定する幅規定パラメータ角度θｊ（ｊ＝１，２，３、…）を、変調率αと残りの角度とから定まるように変更すればよい。こうした場合であっても、同期式三角波比較ＰＷＭ制御を極力模擬したものとするうえでは、上記山となるタイミング又は谷となるタイミングを含まないオン期間は、「１／４」周期に１つであることが望ましい。

・擬似三角波比較パターンとしては、三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期してスイッチング素子がオン状態とされる期間が、山となるタイミング又は谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定されるものに限らない。例えば、上記山となるタイミングや谷となるタイミングを中央からずらすことで、基本波をより好適に模擬したパターンを生成してもよい。

・上記各実施形態では、擬似三角波比較パターンを正弦関数を模擬したパターンとしたが、これに限らず、例えば余弦関数を模擬したパターンとしてもよい。

・上記各実施形態では、擬似三角波比較パターンを、角度ゼロから「１／４」周期内において上側アーム及び下側アームのそれぞれのオン期間のうちオン期間が減少する方の最大値を三角波の周期の「１／２」未満としたがこれに限らない。例えば合計のオン期間が「１／４」周期の「１／２」未満となるようにしてもよい。

・三角波比較ＰＷＭ制御からパルスパターン制御への切替手法としては、上記各実施形態にて例示したものに限らない。例えば、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの振幅が閾値以上となるか否かを直接判断することでパルスパターン制御へと切り替えてもよい。

・所定次数の高次高調波のうち低次のものほど大きい重み付けをするとの条件の下、高次高調波成分の大きさを定量化する手法としては、上記第２の実施形態にて例示した手法に限らない。例えば、次数ｎを独立変数とする指数関数ｅｘｐ（−ｎ）を重みとし、これを高次高調波の振幅Ａｎの２乗に乗算してもよい。

・所定次数までの高次高調波成分の大きさを定量化する手法としては、上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば、振幅Ａｎの１乗の和によって定量化してもよい。また例えば、高次高調波のうちの大きく重み付けをする成分を要求仕様に応じて適宜設定して定量化してもよい。

・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。また、回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。ここでは、回転速度が大きいほど誘起電圧が大きくなるものであるなら、電圧利用率を上昇させた状態で回転機の制御性を高く維持する要求が生じやすいため、本発明の適用が特に有効である。

・モータジェネレータの制御量としては、トルクに限らず例えば回転速度であってもよい。この場合、実際の回転速度を速度指令値にフィードバック制御するための操作量として位相指令値と変調率指令値とを設定するようにしてもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置（電力変換回路の制御装置の一実施形態）、２０…トルク制御器、３２…正弦波生成部、３３…三角波生成器、３４，３５，３６…比較器、３７…同期数テーブル、３８…ＰＷＭ信号生成部、３９…セレクタ(切替手段の一実施形態)、ＩＶ…インバータ(電力変換回路の一実施形態)、ＣＶ…コンバータ。

Claims (16)

1. 回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量を制御すべく前記電力変換回路の出力電圧の位相情報及び電圧利用率情報を設定する設定手段と、
   前記電力変換回路の操作パターンを規定した複数種の時系列パターンを記憶する記憶手段と、
   前記複数種の時系列パターンの中から前記設定される電圧利用率情報に応じたパターンを選択する選択手段と、
   該選択されたパターン及び前記位相情報に基づき前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記複数のパターンは、前記負極を接続するスイッチング素子及び前記正極を接続するスイッチング素子のそれぞれをオンとするタイミングの少なくとも一部を、前記回転機の１電気角周期の所定の整数分の１の周期を有する三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングに同期させる擬似三角波比較パターンを含むことを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記擬似三角波比較パターンは、前記負極を接続するスイッチング素子及び前記正極を接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が減少して且つ他方のオン期間が増加する状態と、前記いずれか一方のオン期間が増加して且つ前記他方のオン期間が減少する状態とのいずれであるかを前記回転機の電気角での「１／４」周期毎に定めることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記擬似三角波比較パターンは、前記回転機の電気角での「１／４」周期の期間として、前記オン期間が減少していく方のオン期間の合計が前記オン期間が増加していく方のオン期間の合計よりも短く設定されている期間および長く設定されている期間の双方を有することを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記擬似三角波比較パターンは、前記各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間を除いた全オン期間が前記三角波が山となるタイミング又は谷となるタイミングを含むことを特徴とする請求項２又は３記載の回転機の制御装置。
5. 前記三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して前記スイッチング素子がオン状態とされる期間は、前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定されてなることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記擬似三角波比較パターンを規定する前記所定の整数は、前記回転機の電気角速度に応じて可変設定されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記回転機に対する指令電圧と三角波との大小比較に基づき前記電力変換回路を操作する三角波比較ＰＷＭ制御手段と、
   前記回転機の制御量の制御のために要求される電圧利用率に応じて、前記操作手段による前記電力変換回路の操作と前記三角波比較ＰＷＭ制御手段による前記電力変換回路の操作とを切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記操作手段による前記電力変換回路の操作と前記三角波比較ＰＷＭ制御手段による前記電力変換回路の操作とのいずれか一方から他方への切替条件と前記いずれか他方から前記いずれか一方への切替条件とを互いに相違させることを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記操作手段は、
   前記回転機の電気角速度に基づき、所定時間毎に値が更新されるアップダウンカウンタの最大値及び最小値を規定することで該アップダウンカウンタによって前記回転機の１電気角周期の所定の整数分の１の周期を有する前記三角波を生成する三角波生成手段と、
   前記選択手段によって選択されたパターンに基づき、前記三角波との大小比較によって生成される信号が前記選択されたパターンとなるように前記三角波との比較対象となるパターン生成用指令値を生成するパターン生成用指令値生成手段と、
   前記パターン生成用指令値と前記三角波との比較に基づき前記スイッチング素子を操作するパターン生成用ＰＷＭ制御手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記擬似三角波比較パターンは、前記負極を接続するスイッチング素子及び前記正極を接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が減少して且つ他方のオン期間が増加する状態と、前記いずれか一方のオン期間が増加して且つ前記他方のオン期間が減少する状態とのいずれであるかを前記回転機の電気角での「１／４」周期毎に定めるものであり、
    前記三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して前記スイッチング素子がオン状態とされる期間は、前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定され、
    前記パターン生成用指令値生成手段は、前記三角波が山となるタイミング及び谷となるタイミングのそれぞれに同期して前記スイッチング素子がオン状態とされる期間に対応する指令値として、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が長い期間については、前記三角波の「１／２」周期から前記負極を電気的に接続するスイッチング素子がオン状態とされる期間を減算したものと前記三角波の「１／２」周期との比率によって前記アップダウンカウンタの最大値を縮小させたものを設定し、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が短い期間については、前記三角波の「１／２」周期から前記正極を電気的に接続するスイッチング素子がオン状態とされる期間を減算したものと前記三角波の「１／２」周期との比率によって前記アップダウンカウンタの最小値を縮小させたものを設定することを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記擬似三角波比較パターンは、前記各「１／４」周期の境であって且つパルス幅の増加傾向又は減少傾向が継続する境に隣接するオン期間を除いた全オン期間が前記山となるタイミング又は前記谷となるタイミングが中央となるような電気角度間隔に設定され、
    前記パターン生成用指令値生成手段は、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が長い期間における前記継続する境に隣接するオン期間に対応する指令値として、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも長い場合、該オン期間から前記三角波の「１／４」周期を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最大値を縮小させたものを設定し、前記継続する境に隣接するものが前記三角波の「１／４」周期よりも短い場合、前記三角波の「１／４」周期から前記オン期間を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最大値を縮小させたものを設定し、前記電気角の「１／４」周期のうちの前記正極を電気的に接続するスイッチング素子のオン期間の方が短い期間における前記継続する境に隣接するオン期間に対応する指令値として、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも長い場合、該オン期間から前記三角波の「１／４」周期を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最小値を縮小させたものを設定し、前記継続する境に隣接するものが前記三角波の「１／４」周期よりも短い場合、前記三角波の「１／４」周期から前記オン期間を減算したものと前記三角波の「１／４」周期との比によって前記最小値を縮小させたものを設定し、
    前記パターン生成用ＰＷＭ制御手段は、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも長い場合、前記境において前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるとともに該スイッチング状態を前記パターン生成用指令値と前記三角波との２つめの交点まで継続させ、前記継続する境に隣接するオン期間が前記三角波の「１／４」周期よりも短い場合、前記継続する境において前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるとともに該スイッチング状態を前記パターン生成用指令値と前記三角波との１つめの交点まで継続させて且つ、前記１つめの交点で前記スイッチング状態を切り替えるとともに該スイッチング状態を３つめの交点まで継続することを特徴とする請求項１０記載の回転機の制御装置。
12. 前記三角波生成手段は、前記回転機の回転角度の検出値に基づき前記三角波の位相を補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記操作手段は、前記三角波生成手段、前記パターン生成用指令値生成手段、及び前記パターン生成用ＰＷＭ制御手段を備えて構成される時間基準操作部に加えて、前記回転機の回転角度の検出値を入力とし、該検出値に基づき前記選択されたパターンに従って前記電力変換回路を操作する角度基準操作部を更に備え、前記回転機の回転角度の検出分解能の時間換算値が所定値以上である場合、前記角度基準操作部による操作から前記時間基準操作部による操作へと切り替えることを特徴とする請求項９〜１２のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
14. 前記操作手段は、前記角度基準操作部による操作から前記時間基準操作部による操作への切り替え条件と、前記時間基準操作部による操作から前記角度基準操作部による操作への切り替え条件とを互いに相違させることを特徴とする請求項１３記載の回転機の制御装置。
15. 請求項１〜１４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置の製造方法において、
    前記擬似三角波比較パターンを規定する前記スイッチング素子のオン期間を複数通りに設定し、これらによって規定される擬似三角波比較パターンの所定次数までの高次高調波成分の大きさが最小となるものを特定する特定工程と、
    該特定されたパターンを前記記憶手段に記憶させる工程とを有することを特徴とする回転機の制御装置の製造方法。
16. 前記特定工程は、前記所定次数の高次高調波成分のうち低次のものほど大きい重み付けをするとの条件の下、前記高次高調波成分の大きさを定量化することで前記特定を行うものであることを特徴とする請求項１５記載の回転機の制御装置の製造方法。

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