JP5505259B2 - 回転電機制御システム - Google Patents

Description

本発明は、回転電機制御システムに係り、特に、空間ベクトル方式を用いてパルス幅変調を行う回転電機制御システムに関する。

３相回転電機は、これに接続される３相インバータの各相アームを構成するスイッチング素子のオン・オフタイミングを制御することで作動制御が行なわれる。各相アームを構成するスイッチング素子のオン・オフ制御信号としては、３相の各相の制御電圧波形を基本波として、三角波と比較してパルス幅変調されたＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を用いることができる。三角波を用いずに、三角波の周期に相当する制御周期におけるオン・オフタイミングを求めるものとして、空間ベクトル方式によるＰＷＭ信号生成法が知られている。

例えば、特許文献１には、ＰＷＭ制御電圧形インバータについて、ｕ相、ｖ相、ｗ相正弦波信号をキャリア周期Ｔの三角波と比較して各トランジスタのオンオフを定める従来の方法に代えて、瞬時空間ベクトル方式を用いてパルス幅変調することを述べている。ここでは、ｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するトランジスタモジュールＴｕ，Ｔｖ，Ｔｗの各トランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフの状態において、インバータ部から出力される電圧パターンを表す電圧ベクトルをＶ０からＶ７に分類し、キャリア周期Ｔ毎のパルス幅演算式を用い、位相角Φのπ／３＝６０度毎の区間の電圧パターンを表す電圧ベクトルのパルス幅を求め、各トランジスタモジュールＴｕ，Ｔｖ，Ｔｗをオンオフすることが紹介されている。なお、このＶ０からＶ７のうち、Ｖ０とＶ７がゼロベクトル、Ｖ１からＶ６が基本電圧ベクトルと呼ばれる。

特許文献２には、三相モータを駆動する三相インバータの制御方法として、１２０度ごとの固定座標系であるＵＶＷ座標系と、直交固定座標系であるαβ座標系と、直交回転座標系であるｄｑ座標系との間の座標変換を述べた上で、αβ座標系上のモータ電圧Ｖａの電圧ベクトル軌跡が、過変調制御実行時には、αβ座標系上の原点を中心にした正六角形となり、過変調を利用した上で、モータ電圧Ｖａとして出力できる電圧ベクトルの大きさの最大値が（２／３）^1/2×Ｖｄｃであることを示している。ここで、αβ座標系でα軸からｎ×６０度だけ回転した６つの軸をａ₀軸からａ₅軸として定義している。なお、このａ₀軸からａ₅軸が、空間ベクトル方式の基本電圧ベクトルの軸方向である。ここでは、電圧指令ベクトルの終点がこの正六角形軌跡を超えるとき、電圧指令ベクトルのａ軸成分を補正する電圧指令ベクトル補正を行なうことが述べられている。

また、特許文献３には、３相ＰＷＭ信号発生装置として、空間ベクトル方式を用い、電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと、この２種類の基本電圧ベクトルのうち電圧指令ベクトルに近い基本電圧ベクトルと６０度の位相差を持ち、この２種類の基本電圧ベクトルとは異なる３種類目の基本電圧ベクトルをそれぞれ用いてＰＷＭ信号を作製する際、中央の基本電圧ベクトルを除く２種類の基本電圧ベクトルのうち、電圧指令ベクトルから遠い基本電圧ベクトルに発生時間比率として与える値を、電流の検出可能な最低限の発生時間比率に基づいて決定することが述べられている。

特許文献４には、交流電動機の駆動制御装置として、交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧指令振幅通りになるように、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数である同期数Ｋに応じてリニア補正することが述べられている。

特許第３８２１１４５号公報 特開２００８−１１３４９４号公報 特開２００８−１１３４９４号公報 特開２００８−３１２４２０号公報

回転電機の動作制御モードとしては、正弦波制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードとがあり、３相インバータ回路に供給される直流電圧の電圧値と基本波の電圧振幅の大小に応じて、動作制御モードが適宜選択される。基本波の電圧振幅が小さいときに用いられる正弦波制御モードで、パルス幅変調のキャリア周波数が十分大きく取れる場合には、ＰＷＭ信号は、三角波比較ＰＷＭを用い、基本波一周期に渡って、パルス幅変調された擬似正弦波となる。したがって、パルス幅を管理するカウンタまたはタイマはあまり大きなビット数を要しない。

ところで、インバータを構成するスイッチング素子の発熱を抑制するため、回転電機の相電流にビートが発生せずスイッチング回数を低減する方法として、同期ＰＷＭが知られている。同期ＰＷＭでは、回転電機が極低回転域になるとインバータのキャリア周波数が回転数に同期して低くなり、パルス幅を管理するカウンタまたはタイマに大きなビット数が必要になることがある。また、基本波の電圧が（２／３）^1/2Ｖ_dcとなる矩形波制御モードでは、電気一周期のスイッチング回数が少なくビートが発生するため、同期ＰＷＭを使用するこの場合にもパルス幅を管理するカウンタまたはタイマに大きなビット数が必要となる。

正弦波制御モードおよび過変調制御モードで使用する同期ＰＷＭの同期数について、パルス幅を管理するカウンタまたはタイマのビット数が大きくなり過ぎないように設定することはできる。しかしながら、同期ＰＷＭの同期数の設定の工夫だけでは、矩形波制御モードのカウンタ値またはタイマ値を小さくすることができない。そのために、制御モードの切り替えを、例えば、角度一致のときに行う等の方法が取られる。

このように、正弦波制御モードおよび過変調制御モードと矩形波制御モードではＰＷＭ信号の用い方が異なるため、それぞれのモードに適した制御回路が用いられ、制御モード切替のときに、これらの制御回路の間の切換が行なわれる。これら３つの制御モードを共通化した制御方法で一貫して用いることができると便利であるが、上記のように、従来技術では、ＰＷＭ信号発生方法が異なるため、そのままでは共通化した制御方法が困難となっている。

本発明の目的は、特別に大きなビット数のカウンタまたはタイマを必要とせずに、正弦波制御モードおよび過変調制御モードと矩形波制御モードにおけるＰＷＭ信号生成を共通的な方法で可能とする回転電機制御システムを提供することである。

本発明に係る回転電機制御システムは、３相回転電機に接続される３相インバータ回路と、３相インバータ回路の各相アームを構成するスイッチング素子のオン・オフについての８通りのスイッチングパターンを２種類のゼロベクトルと６種類の基本電圧ベクトルに対応付け、この６種類の基本電圧ベクトルを相互に６０度の位相差で位相平面上に順次配置することで区画される６つの位相領域を位相領域Ｉから位相領域ＶＩとする空間ベクトル方式を用いて、各相アームについてのＰＷＭ信号を生成する制御装置と、を含み、制御装置は、１つの位相領域を規定する２つの基本電圧ベクトルと２つのゼロベクトルをスイッチングベクトルとして、ＰＷＭ信号を生成するためのスイッチングベクトルの切換順序をスイッチング切換順序として、位相領域Ｉから位相領域ＶＩのそれぞれについて予め定めて記憶する記憶部と、ＰＷＭ信号を生成する位相平面上の周期としての制御角度周期Δθを、全周期制御の場合には、３相インバータ回路における電圧指令ベクトルの位相一周期の２πを整数である同期数Ｋで除した角度である２π／Ｋとし、半周期制御の場合にはその１／２であるπ／Ｋとして設定する制御角度周期設定部と、電圧指令ベクトルの固定座標系における位相に制御角度周期Δθを加算した値の位相を割込位相として、割込位相を位相平面上における６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に同期させることで、電気周期と制御周期の同期性を確保して、割込位相を制御角度周期の始発点とする割込位相同期部と、割込位相のタイミングで３相回転電機の相電流とロータの電気角とを取得し、取得した相電流に基づいてｄ軸電流値とｑ軸電流値を算出し、ｄ軸指令電流値とｄ軸電流値との間の偏差に基づいてｄ軸電圧指令値を求め、ｑ軸指令電流値とｑ軸電流値との間の偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を求め、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とロータの電気角に基づいて電圧指令ベクトルを生成する電圧指令ベクトル生成部と、生成された電圧指令ベクトルを用いてＰＷＭ信号を生成するタイミングとして、割込位相からｎΔθ進んだ予測位相に電圧ベクトル指令が存在すると予測し、予測位相が位相領域ＩからＶＩのどの領域に属するかを判定する領域判定部と、予測位相が属する位相領域を予測位相領域として、予測位相領域を規定するスイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率として算出する角度比率算出部と、予測位相領域におけるスイッチング切換順序を読み出し、その切換順序に従い、角度比率算出手段によって算出された角度比率で予測位相領域における各スイッチングベクトルの間の切換位相を順次算出し、その位相領域におけるＰＭＷ信号を生成する切換位相算出部と、を備え、角度比率は、制御角度周期Δθの間に、各相アームのスイッチング状態をどのように切り替えるかについての切替期間の長さを時間でなく、制御角度周期Δθにおける角度比率で定められ、制御角度周期Δθにおいて、位相が進んでいる最大角ベクトル状態が継続する期間を角度Δθ _max とし、位相が遅れている最小角ベクトル状態が継続する期間をΔθ _min とし、零ベクトル状態が継続する期間をΔθ _zero とすると、Δθ _max ＋Δθ _min ＋Δθ _zero ＝Δθであることを特徴とする。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、角度比率算出部は、３相インバータ回路に印加される直流電圧をＶ_dcとするとき、位相領域Ｉから位相領域ＶＩで規定される位相平面上の６角形の内接円の半径はＶ_dc／（２）^1/2となり、６角形の各頂点を結ぶ包絡円の半径は（２／３）^1/2Ｖ_dcとなることから、位相領域Ｉから位相領域ＶＩで規定される位相平面上の６角形の原点を電圧指令ベクトルの原点として、電圧指令ベクトルの大きさが６角形の内部にあるときは正弦波制御モードに対応し、電圧指令ベクトルの大きさが６角形を超え電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円の内部にあるときは過変調制御モードに対応し、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円を超えて外側に延びるときは矩形波制御モードに対応すると判断する制御モード判断手段と、制御モードが過変調制御モードのときは、予測位相領域におけるスイッチングベクトルのうち２つのゼロベクトルの角度比率を共にゼロとし、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率の算出値のうち、いずれか一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、１から一方の基本電圧ベクトルの角度比率を減算した値とする過変調角度比率算出手段と、制御モードが矩形波制御モードのときは、予測位相領域におけるスイッチングベクトルのうち２つのゼロベクトルの角度比率を共にゼロとし、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率をいずれも１／２とする矩形波角度比率算出手段と、を含むことが好ましい。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、領域判定部は、半周期制御のときはｎ＝１．５として予想位相を設定し、全周期制御のときはｎ＝１．２５およびｎ＝１．７５と２つの予想位相を設定することが好ましい。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、角度比率算出部は、予測位相が、予測位相領域を構成する２つの基本電圧ベクトルから等位相であるときに、２つの基本電圧ベクトルのうち、いずれか一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、その一方の基本電圧ベクトルの角度比率と等しいとすることが好ましい。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、角度比率算出部は、予測位相が、予測位相領域を構成する２つの基本電圧ベクトルのうち一方の基本電圧ベクトルから予め定めた位相範囲内にあるときに、一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとし、他方の基本電圧ベクトルから予め定めた位相範囲内にあるときに、他方の基本電圧ベクトルの算出角度比率そのままその他方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、一方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとすることが好ましい。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋに応じて予め定めた基本電圧ベクトルの位相に割込位相が一致したときに同期数を変更する同期数切換部を備えることが好ましい。

上記構成により、回転電機制御システムは、空間ベクトル方式を用いて、各相アームについてのＰＷＭ信号を生成する制御装置を含む。そして、空間ベクトル方式によるＰＷＭ信号は次のようにして生成される。すなわち、制御角度周期の始発点の位相を割込位相として、割込位相を位相平面上における６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に同期させて３相回転電機の相電流とロータの電気角とを取得する。これらを用いて、電圧指令ベクトルを生成し、生成された電圧指令ベクトルを用いてＰＷＭ信号を生成するタイミングとして、割込位相からｎΔθ進んだ予測位相に電圧ベクトル指令が存在すると予測し、予測位相が位相領域ＩからＶＩのどの領域に属するかを判定する。そして、予測位相が属する位相領域を予測位相領域として、予測位相領域を規定するスイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率として算出し、算出された角度比率で予測位相領域における各スイッチングベクトルの間の切換位相を順次算出してＰＭＷ信号を生成する。
このように、予測位相領域を規定するスイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率を用いてＰＷＭ信号を生成するので、特別に大きなビット数のカウンタまたはタイマを必要とせずに、単に角度比率データを算出すればよい。正弦波制御モードでも過変調制御モードでも矩形波制御モードでも同様であるので、各制御モードのＰＷＭ信号生成が共通的な方法で可能となる。

また、割込位相を基本電圧ベクトルの位相と一致させるので、ロータの電気周期と制御周期の同期性を確保でき、例えば、矩形波制御のように、一周期に１パルス駆動となっても、回転電機に実際に印加される電圧が変動することが抑制され、モータ電流が振動する現象であるビートが生じることを抑制できる。

また、回転電機制御システムにおいて、位相平面上の６角形の内接円と６角形の各頂点を結ぶ包絡円と、電圧指令ベクトルの大きさ等を比較して制御モードを判断する。そして、制御モードが過変調制御モードと矩形波制御モードのときは、２つのゼロベクトルの角度比率を共にゼロとする。その上で、過変調制御モードのときは、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率の算出値のうち、いずれか一方を優先し、他方は１から一方の角度比率を減算した値とする。また、矩形波制御方式のときは、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率をいずれも１／２とする。このようにして、正弦波制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードの各制御モードのＰＷＭ信号生成が共通的な方法で可能となる。

また、回転電機制御システムにおいて、半周期制御のときはｎ＝１．５として予想位相を設定し、全周期制御のときはｎ＝１．２５およびｎ＝１．７５と２つの予想位相を設定する。この方法は、従来の三角波におけるＰＷＭ信号生成において、相電流等のデータ取得のタイミングから電圧指令値を示す基本波信号の算出までを、半周期制御の場合は三角波の谷から山の期間で行い、全周期制御の場合は、三角波の谷から谷の期間で行ない、その後に三角波信号と基本波信号の比較を行なってスイッチングタイミングを求めることに対応するものである。したがって、空間ベクトル方式で角度比率を求める手順を、従来のＰＷＭ信号生成のときの信号処理手順に対応したものとできる。

また、回転電機制御システムにおいて、予測位相が、予測位相領域を構成する２つの基本電圧ベクトルから等位相であるときに、２つの基本電圧ベクトルのうち、いずれか一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、その一方の基本電圧ベクトルの角度比率と等しいとする。上記のように、予想位相は、ロータの電気角の検出値に基づいて計算されるので、ロータの電気角を検出するセンサが位相領域の角度である６０度に対して適当なビット数で検出を行なえないときは、誤差を生じることがある。これはセンサの検出精度の問題であるので、予想位相の設定が２つの基本電圧ベクトルから等位相であるは、センサの検出値が等位相であるとして計算を進めることとしたものである。

また、回転電機制御システムにおいて、予測位相が、予測位相領域を構成する２つの基本電圧ベクトルのうち一方の基本電圧ベクトルから予め定めた位相範囲内にあるときに、一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとし、他方の基本電圧ベクトルから予め定めた位相範囲内にあるときに、他方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその他方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、一方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとする。上記のように、予測位相は、ロータの電気角の検出値に基づいて計算されるので、ロータの電気角を検出するセンサが位相領域の角度である６０度に対して適当なビット数で検出を行なえないときは、誤差を生じることがある。ここでは、基本電圧ベクトルの近くの位相範囲については、角度比率をゼロとして計算を進めることとしたものである。

また、回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋに応じて予め定めた基本電圧ベクトルの位相に割込位相が一致したときに同期数を変更する。同期数によっては、最初の割込位相を基本電圧ベクトルに同期するように設定しても、以後の割込位相が必ずしも基本電圧ベクトルの位相と一致しなくなることがある。このようなときでも、同期数の変更は、予め定めた基本電圧ベクトルの位相と同期させるので、同期数が変更されても制御の同期性を確保できる。

また、回転電機制御システムにおいて、生成されたＰＷＭ信号に対応する基本波振幅と電圧指令ベクトルに対応する電圧指令振幅とが一致するようにｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を補正する。この補正値であるリニア補正値は同期数Ｋごとに記憶してこれを用いる。例えば、過変調制御モードでは、電圧指令振幅の増加に対し基本波振幅の増加は少なくなる。リニア補正を行うことで、電圧指令振幅通りの基本波振幅とすることができる。

本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムの構成を示す図である。 空間ベクトル方式における６つの基本電圧ベクトルと６つの位相領域と、ｄ軸ｑ軸との関係を示す図である。 空間ベクトル方式の６つの位相領域で規定される円と、３相インバータ回路に印加される直流電圧Ｖ_dcの関係を示す図である。 同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの割込位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの割込位相を空間ベクトル方式の６角形との関係で説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの予測位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときのＰＷＭ信号生成の手順を説明するフローチャートである。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、２つの基本電圧ベクトルとα軸β軸との関係を一般的に説明する図である。 図８において２つの基本電圧ベクトルの一方とα軸を一致させたときの様子を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率を説明する図である。 空間ベクトル方式において、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときのスイッチングベクトルの切換順序を示す図である。 図１２の内容をフローチャート方式で示す図である。 図１２の内容を、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの位相領域Ｉについて説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの位相領域Ｉを２分した各領域について、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率をそれぞれ説明する図である。 図１５の状態から、電圧指令ベクトルの大きさが大きくなり、ゼロベクトルがなくなった状態である正弦波制御モードと過変調制御モードの境界状態を示す図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御の下で、正弦波制御モードのときについて、各相アームのＰＷＭ信号生成の結果を示す図である。 図１６の状態から電圧指令ベクトルの大きさが大きくなり、過変調制御モードの状態となったときを説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御の下で、過変調制御モードのときについて、各相アームのＰＷＭ信号生成の結果を示す図である。 図１８の状態から電圧指令ベクトルの大きさが大きくなり、矩形波制御モードの状態となったときを説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で半周期制御の下で、矩形波制御モードのときについて、各相アームのＰＷＭ信号生成の結果を示す図である。 同期数Ｋ＝９で半周期制御のときの割込位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝９で半周期制御のときの割込位相を空間ベクトル方式の６角形との関係で説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝９で半周期制御の下で、正弦波制御モードのときについて、各相アームのＰＷＭ信号生成の結果を示す図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝９で半周期制御の下で、過変調制御モードのときについて、各相アームのＰＷＭ信号生成の結果を示す図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝９で半周期制御の下で、矩形波制御モードのときについて、各相アームのＰＷＭ信号生成の結果を示す図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、リニア補正マップの例として、同期数Ｋ＝３，６，９，１２の例を示す図である。 図２７に引き続き、リニア補正マップの例として、同期数Ｋ＝１５，１８，２１，２７の例を示す図である。 図２８に引き続き、リニア補正マップの例として、同期数Ｋ＝３３，３９，４５，５１の例を示す図である。 図２８に引き続き、リニア補正マップの例として、同期数Ｋ＝６３，７５，８７の例を示す図である。 同期数Ｋ＝６で全周期制御のときの割込位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で全周期制御のときの割込位相を空間ベクトル方式の６角形との関係で説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で全周期制御のときの予測位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で全周期制御のときのＰＷＭ信号生成の手順を説明するフローチャートである。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝６で全周期制御のときの２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率を説明する図である。 空間ベクトル方式において、同期数Ｋ＝６で全周期制御のときのスイッチングベクトルの切換順序を示すマップである。 図３６のマップをフローチャート方式で示す図である。 図３６のマップの内容を、同期数Ｋ＝６で全周期制御のときの位相領域Ｉについて説明する図である。 同期数Ｋ＝９で全周期制御のときの割込位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、同期数Ｋ＝９で全周期制御のときの割込位相を空間ベクトル方式の６角形との関係で説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、１つの位相領域を２つの基本電圧ベクトルから等位相近辺の領域Ａとそれ以外の領域Ｂとの２つに区分する例を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、１つの位相領域を２つの基本電圧ベクトルから等位相近辺の領域Ｂと、２つの基本電圧ベクトル近辺の領域Ａと、それ以外の領域Ｃとに区分する例を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、半周期制御で同期数Ｋ＝６から同期数切換が行なわれる位相を説明する図である。 図４３と同様に、半周期制御で同期数Ｋ＝９から同期数切換が行なわれる位相を説明する図である。 図４３と同様に、全周期制御で同期数Ｋ＝６から同期数切換が行なわれる位相を説明する図である。 図４５と同様に、全周期制御で同期数Ｋ＝９から同期数切換が行なわれる位相を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の回転電機制御システムにおいて、半周期制御で同期数Ｋ＝９の場合に、２種類の割込位相のうち、予測位相が９０度となる割込位相を説明する図である。から同期数切換が行なわれる位相を説明する図である。 図４７と同様に、半周期制御で同期数Ｋ＝１５の場合に、２種類の割込位相のうち、予測位相が９０度となる割込位相を説明する図である。

以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機として、車両に搭載されるモータ・ジェネレータを説明するが、車両搭載用以外の用途に用いられる回転電機であってもよい。また、以下では、回転電機に接続されるインバータ回路として、各相アームを備え、コンデンサの端子電圧であるＶ_dcが供給されるものとして説明するが、これは、基本的要素を示したものであって、インバータ回路に直流電力を供給する要素としてコンデンサの他に、蓄電装置、電圧変換器等が接続されるものとしてよい。

以下で述べる同期数Ｋの具体的数値は例示であって、勿論、これら以外の同期数であっても構わない。

以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。

図１は、回転電機制御システム１０の構成を説明する図である。この回転電機制御システム１０は、回転電機１２の作動を制御するシステムで、回転電機１２に接続されるインバータ回路２０と、制御ブロック５０を含んで構成される。制御ブロック５０は、図１において、インバータ回路２０と、回転電機１２と、回転電機１２に設けられるレゾルバ１４と電流検出部１６，１８を除いた部分である。

回転電機１２は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（Ｍ／Ｇ）であって、インバータ回路２０の側から電力が供給されるときはモータとして機能し、図示されていないエンジンによる駆動時、あるいは車両の制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。

すなわち、回転電機１２は、車両走行のためとして、図示されていないエンジンの起動のためのスタータとして用いるとき、また力行のときには、インバータ回路２０の側から供給される交流電力によってモータとして機能する。そして制動時には、発電機として機能して回生エネルギを回収しインバータ回路２０を介して直流電力に変換され、蓄電装置に供給する。回転電機１２の動作の制御は、制御装置によるインバータ回路２０の動作制御によって行われる。

回転電機１２に設けられるレゾルバ１４は、回転電機１２のロータの角度位置を検出する装置で、検出されたデータは、ロータの電気角θ_eとして、制御装置に伝送される。

回転電機１２に設けられる電流検出部１６，１８は、回転電機１２の各相電流を検出する電流センサである。具体的には、インバータ回路２０の各相アームと回転電機１２の各相コイルとを接続する電力線を流れる電流を検出する機能を有する。回転電機１２の各相コイルの各一方側端子が中立点で相互に接続される方式のときは、符号を含めた各相電流の和は０となるので、２つの相電流を検出することで十分である。図１では、Ｕ相電流値Ｉ_UとＶ相電流値Ｉ_Vの２つを検出するために２つの電流検出部１６，１８が示されている。残るＷ相電流値Ｉ_Wは、Ｉ_W＝−（Ｉ_U＋Ｉ_V）で求められる。検出された各相電流は、制御装置に伝送される。

インバータ回路２０は、回転電機１２に接続される回路で、制御ブロック５０の制御の下で作動する複数のスイッチング素子を含んで構成され、交流電力と直流電力との間の電力変換を行う機能を有する。すなわち、インバータ回路２０は、回転電機１２を発電機として機能させるときは、回転電機１２からの交流三相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、回転電機１２をモータとして機能させるときは、蓄電装置側からの直流電力を交流三相駆動電力に変換し、回転電機１２に交流駆動電力として供給する直交変換機能を有する。

回転電機１２が３相方式の場合、各相に２つのスイッチング素子が直列接続され、各スイッチング素子に並列にダイオードがそれぞれ逆接続された直列接続素子が用いられる。この各相ごとの直列接続素子をそれぞれＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６と呼ぶことにすると、インバータ回路２０は、Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６を相互に並列接続された構成を有する。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６における２つのスイッチング素子の接続点からは、それぞれ各相電力線が引き出され、回転電機１２の各相コイルの他方側端子に接続される。

インバータ回路２０に設けられる蓄電装置は、インバータ回路２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６を並列接続した正極側母線と負極側母線との間に直流電力を供給する機能を有する直流電源である。図１では、この直流電力の電圧がＶ_dcとして示されている。

回転電機１２をインバータ回路２０によって駆動する場合に、その制御方法として、正弦波制御モードと呼ばれる制御モードと、過変調制御モードと呼ばれる制御モードと、矩形波制御モードと呼ばれる制御モードとを使い分けることが行われている。すなわち、回転電機１２の高出力化と小型化とを両立させるためには、１パルススイッチングを用いる矩形波制御モードが必要であり、低速領域で優れた特性を有する正弦波制御モードと、中速領域で用いられる過変調制御モードとの間のモード切替を行いながら、最適に回転電機１２の動作が制御される。

ここで、正弦波制御モードと過変調制御モードとは、電流フィードバック制御であり、従来技術では、電圧指令値と搬送波（キャリア）とを比較することでＰＷＭ信号を回転電機１２に出力する制御である。一方、矩形波制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機１２に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。

なお、正弦波制御モードはＰＷＭ制御モードと呼ばれることがあるが、これは典型的なＰＭＷ信号が擬似的に正弦波信号となるためである。ＰＷＭ信号を文字通りパルス幅変調信号とするときは、過変調制御モードも正弦波制御モードもパルス幅変調信号を用いるので、以下では、ＰＷＭ信号とＰＷＭ制御モードとを区別するために、ＰＷＭ制御モードの語を用いず、正弦波制御モードと呼ぶことにする。

制御ブロック５０は、複数の演算装置で構成されるが、特に、記憶部４８とＰＷＭ制御装置５２とを含み、ＰＷＭ制御装置５２で生成されたＰＷＭ信号によってインバータ回路２０の制御を介して回転電機１２の動作を制御する機能を有する。制御ブロック５０は、回転電機１２の動作制御モードとしての正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードについて、回路の変更を行なわずに、これらの３つの制御モードに対し一貫して用いることができる。

制御ブロック５０は、インバータ回路２０を介して回転電機１２の動作を具体的に制御する回路で、図１では、その内容が制御ブロック図で示されている。回転電機制御装置は、ハードウェアで構成することも可能であるが、ソフトウェアで構成することができる。勿論一部をハードウェアで構成するものとしてもよい。

図１の制御ブロック図のトルク指令値Ｔ^*と回転角速度指令値ω^*は、回転電機１２の動作目標指令値３０である。これらの指令値は、図示されていない車両のアクセル、ブレーキ等からユーザの要求トルクと要求車速を推定して算出される。

電流指令生成部３２は、回転電機１２の実際の回転角速度ωと回転角速度指令値ω^*とを比較し、予め作成したテーブル等を用いて、トルク指令値Ｔ^*をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の組として算出する機能を有する。

ここで、角度・速度変換部８０は、レゾルバ１４によって検出されたロータの電気角θ_eを回転角速度ωに変換する機能を有する。変換された回転角速度ωは、上記の電流指令生成部３２に伝送される。

減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*からｄ軸電流値Ｉ_dを減算してｄ軸電流偏差ΔＩ_dを算出する機能を有する減算器と、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*からｑ軸電流値Ｉ_qを減算してｑ軸電流偏差ΔＩ_qを算出する減算器である。

ここで、ｄｑ座標変換部８２は、回転電機１２の各相電流値Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wに基づいてｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qを算出する機能を有する。すなわち、電流について、ＵＶＷ座標系からｄｑ座標系へ変換する機能を有する演算装置である。上記のように、電流検出部１６，１８によってＵ相電流値Ｉ_UとＶ相電流値Ｉ_Vが検出されるので、この２つの相電流値から残りのＷ相電流値Ｉ_Wが算出され、これら３つの相電流値とレゾルバ１４によって検出されたロータの電気角θ_eから、座標変換計算によって、ｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qが算出される。算出されたｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qは、上記の減算部３６に伝送される。

電流制御部３８は、ｄ軸電流偏差ΔＩ_dとｑ軸電流偏差ΔＩ_qについて、所定のゲインの下で比例積分制御を行ってこれらに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を算出する機能を有する。

リニア補正部４２は、生成されたＰＷＭ信号に対応する基本波振幅と電圧指令ベクトルに対応する電圧指令振幅とが一致するようにｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を補正する機能を有する演算装置である。補正値は、同期数Ｋごとにリニア補正値として、記憶部４８に記憶されている。リニア補正部４２は、記憶部４８から同期数Ｋに対応するリニア補正値を読み出して、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を補正する。

αβ座標変換部４４は、リニア補正後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*をαβ座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβに変換する機能を有する演算装置である。ここで、αβ座標系は、空間ベクトル方式で用いられる直交固定座標系である。なお、ｄｑ座標系は、直交回転座標系であり、ＵＶＷ座標系は互いに１２０度の位相を有する３つの基準軸を有する固定座標系である。

ＰＷＭ制御装置５２は、その内部構成として、同期制御装置５４とＰＷＭ信号生成装置５６を含む。これらは、空間ベクトル方式を用いてＰＷＭ信号を生成するものであるので、ここで、空間ベクトル方式について簡単に説明する。

上記のように、インバータ回路２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６を構成するスイッチング素子のオン・オフについて上素子オン・下素子オフを１、上素子オフ・下素子オンを０とすると、３つの各相アームの１，０の組合せは８通りとなる。すなわち、８種類のスイッチングパターンでインバータ回路２０の状態を示すことができるが、この８種類のスイッチングパターンを２種類のゼロベクトルと６種類の基本電圧ベクトルに対応付ける。そして、この６種類の基本電圧ベクトルを相互に６０度の位相差で位相平面上に順次配置することで、６つの位相領域が区画される。この６つの位相領域Ｉから位相領域ＶＩと、インバータ回路２０の電圧指令ベクトルＶとの関係から各相アームについてのＰＷＭ信号を生成する方法が、空間ベクトル方式によるＰＷＭ信号生成方法である。

同期制御装置５４は、同期数Ｋを設定する同期数設定部６０と、同期数で定まる制御角度周期Δθの始発点の位相を割込位相として、割込位相を位相平面上における６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に同期させる割込位相同期部６２と、回転電機１２の制御モードに応じて同期数Ｋを切り換える同期数切換部６４を含んで構成される。

ここで、制御角度周期Δθは、ＰＷＭ信号を生成する位相平面上の周期である。全周期制御の場合には、３相インバータ回路における電圧指令ベクトルの位相一周期の２πを整数である同期数Ｋで除した角度である２π／Ｋが制御角度周期Δθで、半周期制御の場合にはその１／２であるπ／Ｋが制御角度周期Δθである。

ＰＷＭ信号生成装置５６は、αβ座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβから電圧指令ベクトルＶを生成する電圧指令ベクトル生成部６６と、電圧指令ベクトルを用いてＰＷＭ信号を生成するタイミングとして予測する予測位相が空間ベクトル方式における位相領域ＩからＶＩのどの領域に属するかを判定する領域判定部６８と、予測位相が属する位相領域を予測位相領域として、予測位相領域を規定するスイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率として算出する角度比率算出部７０と、予測位相領域におけるスイッチング切換順序を読み出し、その切換順序に従い、角度比率算出手段によって算出された角度比率で予測位相領域における各スイッチングベクトルの間の切換位相を順次算出し、その位相領域におけるＰＭＷ信号を生成する切換位相算出部７２とを含んで構成される。

制御ブロック５０のこれらの機能は、ソフトウェアを実行することで実現できる。具体的には、回転電機制御プログラムを実行することで実現することができる。これらの機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。

記憶部４８は、回転電機制御プログラムを格納する機能を有する。また、リニア補正部４２で説明した同期数に関連付けられたリニア補正値のデータを記憶する機能を有する。また、切換位相算出部７２で用いられるスイッチング切換順序を位相領域に関連付けて記憶する機能を有する。ここで、スイッチング切換順序とは、１つの位相領域を規定する２つの基本電圧ベクトルと２つのゼロベクトルをスイッチングベクトルとして、ＰＷＭ信号を生成するためのスイッチングベクトルの切換順序のことである。

このように、図１の構成では、回転電機１２における実際の電流値としての各相電流値がｄ軸電流値Ｉ_d、ｑ軸電流値Ｉ_qに変換されて、減算部３６にフィードバックされて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*からｄ軸電流値Ｉ_dと比較される。そして、指令電流値と実際の電流値との偏差をゼロにするように、電圧指令値が算出され、その電圧指令値から電圧指令ベクトルが生成され、その電圧指令ベクトルに対応する制御角度周期Δθに対する角度比率が求められる。その角度比率に基づいてインバータ回路２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６のオン・オフが定められ、これによって回転電機１２への各相電流値が決まる。その各相電流値は上記のように再び減算部３６にフィードバックされる。これを繰り返すことで、回転電機１２は、トルク指令値Ｔ^*、回転角速度指令値ω^*に追従する動作を行うことができる。

上記構成の作用について、特に、ＰＷＭ制御部装置５２の各機能について、以下に図面を用いて詳細に説明する。最初に図２、図３を用いて空間ベクトル方式についての簡単な説明を行い、次に、図４から図２６を用いて半周期制御の場合についてのＰＷＭ信号生成の内容を述べる。なお、リニア補正については図２７から図３０を用いて説明する。その後に図３１から図４０を用いて全周期制御の場合についてのＰＷＭ信号生成の内容を述べる。精度向上のための位相領域の分割、同期数の変更等については、その後に説明する。

図２は、空間ベクトル方式における６つの基本電圧ベクトルと６つの位相領域と、ｄ軸ｑ軸との関係を示す図である。空間ベクトル方式における６つの基本電圧ベクトルは、インバータ回路２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６の１，０の組合せの８通りのうち、（０，０，０）と（１，１，１）の２つを除く６つに対応するベクトルである。

（１，０，０）は、Ｕ相アーム２２が上素子オン・下素子オフの状態で、（０，１，０）はＶ相アーム２４が上素子オン・下素子オフの状態で、（０，０，１）はＷ相アームが上素子オン・下素子オフの状態である。（１，１，０）、（０，１，１）、（０，０，１）は、その中間の状態である。これらの状態を表す基本電圧ベクトルを、３ビットの状態を１０進法の値に読み替えて、（１，０，０）をＶ１、（０，１，０）をＶ２、（１，１，０）をＶ３、（０，０，１）をＶ４、（１，０，１）をＶ５、（０，１，１）をＶ６として示すことができる。

この６つの基本電圧ベクトルで位相は一周期となるので、各基本電圧ベクトルの間の位相は互いに６０度となる。すなわち、Ｖ１を基準にとると、反時計回りに、Ｖ３，Ｖ２，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ５と、相互に６０度の位相差で位相平面上に順次配置される。この６つの基本電圧ベクトルの配置によって、位相平面状に６つの位相領域Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩが区画される。

すなわち、２つの基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ３によって区画される位相領域Ｉ、２つの基本電圧ベクトルＶ３，Ｖ２によって区画される位相領域ＩＩ、２つの基本電圧ベクトルＶ２，Ｖ６によって区画される位相領域ＩＩＩ、２つの基本電圧ベクトルＶ６，Ｖ４によって区画される位相領域ＩＶ、２つの基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５によって区画される位相領域Ｖ、２つの基本電圧ベクトルＶ５，Ｖ１によって区画される位相領域ＶＩである。
このようにして、空間ベクトル方式における６角形９０が形成される。なお、（０，０，０）を表すＶ０と、（１，１，１）を表すＶ７の２つは、ゼロベクトルと呼ばれ、空間ベクトル方式の６角形の原点に配置される。

ＵＶＷ座標系は、Ｖ１に相当するＵ軸と、Ｖ２に相当するＶ軸と、Ｖ４に相当するＷ軸の相互に１２０度の位相差を有する３つの基本軸で構成される固定座標系である。αβ座標系は、Ｖ１に相当するα軸と、これに直交するβ軸とで構成される固定座標系である。ｄｑ座標系は、互いに直交するｄ軸とｑ軸の２つの基本軸で構成される回転座標系である。

図２において電気角θ_eは、ＵＶＷ座標系のＵ軸に対するｄ軸の回転角度であり、φ_Vは、ｄ軸基準の電圧指令ベクトルの位相である。したがって、αβ座標系で、電圧指令ベクトルＶの位相は、（φ_V＋θ_e）で示されることになる。ここで、レゾルバ１４で検出されるのは、ロータのステータに対する回転角度であるので、ＵＶＷ座標系のＵ軸に対するｄ軸の回転角度に対応し、図２の電気角θ_eに相当する値である。φ_Vは、電圧指令ベクトルＶのｄ軸に対する位相であるので、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*によって算出される。

図３は、空間ベクトル方式の６つの位相領域で規定される円と、３相インバータ回路に印加される直流電圧Ｖ_dcの関係を示す図である。図３に示されるように、位相領域Ｉから位相領域ＶＩで規定される位相平面上の６角形９０の各辺９４に対する内接円９２の半径はＶ_dc／（２）^1/2となり、６角形９０の各頂点を結ぶ包絡円９６の半径は（２／３）^1/2Ｖ_dcとなる。

ここで、位相平面上の６角形９０の原点を電圧指令ベクトルＶの原点として、電圧指令ベクトルＶの大きさが６角形９０の内部にあるときは正弦波制御モードに対応し、電圧指令ベクトルＶの大きさが６角形９０を超え、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円の内部にあるときは過変調制御モードに対応し、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円を超えて外側に延びるときは矩形波制御モードに対応することになる。

次に、半周期制御について、同期数Ｋ＝６，９の場合の具体的なＰＷＭ信号生成の内容を説明する。ここでは、同期数Ｋ＝６について詳細に説明し、同期数Ｋ＝９については相違点を中心に述べることとする。

図４は、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの割込位相を説明する図である。割込位相は、ＰＷＭ信号生成のために回転電機の相電流とロータの電気角を取得するタイミングを、空間ベクトル方式の位相平面上の位相で示したものである。割込位相は、ＰＷＭ信号生成の周期である制御角度周期Δθのそれぞれの始発点に対応する。

従来の三角波を用いるＰＷＭ信号生成において、相電流等のデータ取得のタイミングから電圧指令値を示す基本波信号の算出までを、三角波の谷から山の期間で行う制御方法を半周期制御、三角波の谷から谷の期間で行う制御方法を全周期制御と呼んでいる。この区別に従い、空間ベクトル方式における制御角度周期Δθは、全周期制御の場合には、３相インバータ回路における電圧指令ベクトルの位相一周期の２πを整数である同期数Ｋで除した角度である２π／Ｋとし、半周期制御の場合にはその１／２であるπ／Ｋとする。このように、同期数Ｋと制御角度周期Δθの設定は、同期制御装置５４の同期数設定部６０の機能によって実行される。

したがって、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときは、π／６＝１８０度／６＝３０度間隔で、割込位相が設定されることになる。図４では、破線と三角印で３０度間隔の割込位相が示されている。このように、制御角度周期Δθをπまたは２πを同期数で除した値とすることで、ロータの回転周期に対応する各相の電気周期と制御周期の同期性を確保でき、例えば、矩形波制御のように、一周期に１パルス駆動となっても、回転電機１２に実際に印加される電圧が変動することが抑制され、モータ電流が振動する現象であるビートが生じることを抑制できる。

図５は、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの割込位相を空間ベクトル方式の６角形９０との関係で説明する図である。ここで、制御角度周期Δθの始発点の位相が割込位相であるが、割込位相を位相平面上における６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に同期させるようにする。これは、上記の各相の電気周期と制御周期の同期性確保と同じ内容である。具体的には、図２で説明したように、αβ座標系における電圧指令ベクトルＶの位相である（φ_V＋θ_e）に制御角度周期Δθを加算した値の位相を、６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に一致するようにする。

図５では、割込位相がＶ１の位相に一致させている例が示されている。包絡円９６上に１２取られた四角印は、図４で説明した３０度おきの１２個の割込位相にそれぞれ対応する。このように、割込位相を基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に一致させる機能は、同期制御装置５４の割込位相同期部６２によって実行される。

図６は、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの予測位相を説明する図である。ここでは、上記のように、割込位相をＶ１の位相に一致させたものとしている。予測位相とは、生成された電圧指令ベクトルＶを用いてＰＷＭ信号を生成するタイミングの位相のことである。

上記のように、従来技術の三角波を用いるＰＷＭ信号生成においては、相電流等のデータ取得のタイミングから電圧指令値を示す基本波信号の算出までを、半周期制御の場合は三角波の谷から山の期間または山から谷の期間で行い、全周期制御の場合は、三角波の谷から谷の期間で行ない、その後に三角波信号と基本波信号の比較を行なってスイッチングタイミングを求める。この従来手順を、空間ベクトル方式の場合に対応させると、予測位相は、制御角度周期Δθを過ぎてからになる。そこで、予測位相を割込位相からｎΔθ進んだところとし、その予測位相に電圧ベクトル指令が存在すると予測する。具体的には、半周期制御の場合には、ｎ＝１．５とし、割込位相から１．５Δθ進んだところを予測位相とする。図６では、１．５周期後予測角として、予測位相が示されている。

図７は、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときのＰＷＭ信号生成の手順を説明するフローチャートである。ここでは、割込み発生によって、割込位相において、現在の制御角度周期におけるスイッチング切換え角、スイッチングベクトルの書き込みが行なわれる（Ｓ１０）。と共に、ここで、次の制御角度周期におけるスイッチング切換え角、スイッチングベクトルの書き込みのための回転電機１２の各相電流の取得とロータの電気角θ_eの取得が行なわれる。

各相電流の取得は電流検出部１６，１８、ロータの電気角θ_eの取得はレゾルバ１４によって行なわれる。次に、制御ブロック５０の角度・速度変換部８０、ｄｑ座標変換部８２、電流指令生成部３２、減算部３６、電流制御部３８、リニア補正部４２の機能によって、リニア補正後の電圧指令値Ｖ_d，Ｖ_qが算出される。そして、αβ座標変換部４４の機能によって、αβ座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβが作成され、ＰＷＭ信号生成装置５６の電圧指令ベクトル生成部６６の機能によって、電圧指令ベクトルＶが生成されることになるが、このときに、電圧指令ベクトルＶが存在する位相領域として、割込位相から１．５周期後予測角である予測位相が用いられる。すなわち、割込位相から１．５周期後予測角である予測位相におけるαβ座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβが算出され、これに基づいて電圧指令ベクトルが作成される（Ｓ１２）。

αβ座標変換部４４は、次の式（１），（２）を用いて、リニア補正後のｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを、予測位相におけるα軸電圧指令値Ｖαとβ軸電圧指令値Ｖβに変換する。これは、次回割込時電圧平均値を算出するために行なわれる。予測位相は、αβ座標系の割込位相から１．５Δθのところであるので、ｄｑ座標系では電気角θ_eを用いて（θ_e＋１．５Δθ）となる。式（１）は回転電機１２の正回転の場合、式（２）は回転電機１２の逆回転の場合である。ここで、電圧指令ベクトルＶが位相平面上で反時計方向に回るときが正回転、時計方向に回るときが逆回転である。

電圧指令ベクトルＶは、大きさが（Ｖα²＋Ｖβ²)^1/2で計算され、ｄ軸基準の位相φ_Vがｔａｎ^-1（Ｖβ／Ｖα）で計算される。

そして、ＰＷＭ信号生成装置５６の領域判定部６８の機能により、予測位相が位相領域ＩからＶＩのどの領域に属するかを判定する（Ｓ１４）。具体的には、制御角度周期Δθ＝π／同期数＝１８０度／６＝３０度として、割込位相の位相からｎΔθ＝１．５Δθ＝４５度進んだ位相がどの位相領域にあるかを判定する。上記の場合、割込周期はＶ１の位相であるので、そこから４５度進んだ位相は、位相領域Ｉにあることが判定できる。実際のｄｑ座標系では、電気角θ_eとｄ軸基準の電圧指令ベクトルの位相φ_Vを用いて（θ_e＋φ_V＋１．５Δθ）の位相がどの位相領域にあるかを判定することになる。

次に、１．５周期後予測角である予測位相が属する位相領域を予測位相領域として、予測位相領域を規定するスイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率として算出する（Ｓ１６）。この処理は、ＰＷＭ信号生成装置５６の角度比率算出部７０の機能によって実行される。ここで、図７では、スイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率として、ＳＷ角度として、Δθ_max，Δθ_min，Δθ_zeroとして示されている。

Δθ_maxは、予測位相領域を規定する２つの基本電圧ベクトルのうち、位相の進んでいる最大角ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率であり、Δθ_minは、位相の遅れている最小角ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率であり、Δθ_zeroは、２つのゼロベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率である。
ｄ軸基準の ここで、角度比率は、制御角度周期Δθの間に、各相アームのスイッチング状態をどのように切り換えるかについての切換期間の長さを定めるのに用いられる。切換期間の長さは時間ではなく、制御角度周期Δθにおける角度比率で定められる。

例えば、位相領域Ｉでは、２つの基本電圧ベクトルはＶ１とＶ３であり、Ｖ１は（１，０，０）であるので、Ｕ相アームが０の状態、Ｖ相アームが０の状態、Ｗ相アームが１の状態である。同様に、Ｖ３は（１，１，０）は、Ｕ相アームが１の状態、Ｖ相アームが１の状態、Ｗ相アームが０の状態である。位相が進んでいる最大角ベクトルはＶ３であるので、この（１，１，０）の状態がどの程度の期間の長さで継続するかの割合を示すのがΔθ_maxである。同様に、Ｖ１の（１，０，０）の状態がどの程度の期間の長さで継続するかの割合を示すのがΔθ_minであり、Ｖ０の（０，０，０）およびＶ７の（１，１，１）の状態がどの程度の期間の長さで継続するかの割合を示すのがΔθ_zeroである。

そのためには、電圧指令ベクトルＶと、２つの基本電圧ベクトル、２つのゼロベクトルとの間の関係式を求めることが必要である。その様子を図８から図１０を用いて説明する。

図８は、位相領域Ｉについて、２つの基本電圧ベクトルＶ１とＶ３と、αβ座標系との関係を示す図である。ここでは、Ｖ１をＶθ_min、Ｖ３をＶθ_maxとして示してある。ｍｉｎ，ｍａｘの区別は、位相の進んでいる方をｍａｘ、遅れている方をｍｉｎとしてある。したがって、位相領域Ｉでは上記のようになるが、位相領域ＩＩでは、Ｖ３がＶθ_min、Ｖ２がＶθ_maxとなる。他の位相領域でも同様に、位相の進んでいる最大角ベクトルがＶθ_maxで、位相の遅れている最小角ベクトルがＶθ_minである。位相領域Ｉについて以下に述べる内容は、各位相領域の２つの基本電圧ベクトルをＶθ_min、Ｖθ_maxと区別することで、他の位相領域についても同様に適用できる。

図８では、Ｖ１であるＶθ_minがα軸に対し位相γだけ進んでいる状態の例が示されている。ここで、Ｖθ_minのα軸成分をＶαθ_minとし、β軸成分をＶβθ_minとすると、Ｖαθ_min＝Ｖθ_min・ｃｏｓγ、Ｖβθ_min＝Ｖθ_min・ｓｉｎγで示される。同様に、Ｖθ_maxのα軸成分をＶαθ_maxとし、β軸成分をＶβθ_maxとすると、Ｖαθ_max＝Ｖθ_max・ｃｏｓ（６０°＋γ）、Ｖβθ_max＝Ｖθ_max・ｓｉｎ（６０°＋γ）で示される。

このようにＶθ_minのα軸成分をＶαθ_minで、β軸成分をＶβθ_minで表し、Ｖθ_maxのα軸成分をＶαθ_maxで、β軸成分をＶβθ_maxで表し、同様にゼロベクトルのα軸成分をＶ₀αで、β軸成分をＶ₀βで表す。そして、Ｖθ_maxの寄与率である角度比率をΔθ_maxとし、Ｖθ_minの角度比率をΔθ_minとし、ゼロベクトルの角度比率をΔθ_zeroとすると、式（１），（２）で求められたＶα，Ｖβは一般式として次の式（３），（４）のように書くことができる。

そして、Δθ_maxとΔθ_minとθ_zeroは、それぞれΔθの寄与比率を角度で示したものであるので、式（５）の関係が成立する。

ここで、Ｖ₀αとＶ₀βはゼロとなるので、式（４）から次の式（６）が得られる。

これを式（３）に代入すると式（７）が得られる。

これを書き直して、Δθ_minが式（８）のように求められる。

同様にして、式（９），（１０），（１１）のようにしてΔθ_maxが得られる。

このようにして、Δθ_minとΔθ_maxの一般式が得られる。この２つが求められれば、Δθ_zeroは式（５）から求められる。

ここで、位相領域Ｉを考えると、図８でγ＝０°の状態である。そのときのＶαθ_min，Ｖβθ_min，Ｖαθ_max，Ｖβθ_maxの様子を図９に示す。ここで示されるように、Ｖαθ_min＝Ｖθ_min・ｃｏｓ０°＝Ｖθ_min、Ｖβθ_min＝０、Ｖαθ_max＝Ｖθ_max・ｃｏｓ６０°＝（１／２）Ｖθ_max、Ｖβθ_max＝Ｖθ_max・ｓｉｎ６０°＝（３^1/2／２）Ｖθ_maxとなる。なお、位相領域ＩＩの場合は図８でγ＝６０°として同様にＶαθ_min，Ｖβθ_min，Ｖαθ_max，Ｖβθ_maxを求めることができる。他の位相領域についてもγを対応する角度とすることで同様にＶαθ_min，Ｖβθ_min，Ｖαθ_max，Ｖβθ_maxを求めることができる。

図９でＶθ_minとＶθ_maxの大きさを仮に１として、式（８），（１１）の分母を計算すると、式（１２）となる。

図３で説明したように、Ｖθ_minとＶθ_maxの大きさは、（２／３）^1/2Ｖ_dcである。ここで、（Ｖ_dc／２）を規格化された電圧の単位にとって、（Ｖ_dc／２）＝１とすると、Ｖθ_minとＶθ_maxの大きさは、２×（２／３）^1/2となる。これを式（１２）に適用すると、式（８），（１１）の分母は、（３^1/2）／２に２×（２／３）^1/2を乗じた値となり、（２^1/2）となる。

式（８），（１１）におけるＶθ_minとＶθ_maxは、Δθを単位としての寄与分を示しているので、制御角度周期Δθに対する角度比率でＶθ_minとＶθ_maxを示すと、式（１３）となる。この式は、（Ｖ_dc／２）を規格化された電圧の単位にとったもので、Ｖα，Ｖβ，Ｖαθ_min，Ｖβθ_min，Ｖαθ_max，Ｖβθ_maxもそれぞれ、（Ｖ_dc／２）＝１Ｖとして規格化された電圧で示された値である。

具体的に位相領域Ｉにおいて、電圧指令ベクトルＶについて、Δθ_minとΔθ_maxを求める様子を図１０に示す。図１０に示されるように、電圧指令ベクトルＶのＶθ_minに対する寄与比率は、｛Ｖα−（１／３^1/2）Ｖβ｝であり、電圧指令ベクトルＶのＶθ_maxに対する寄与比率は、（２／３^1/2）Ｖβ｝である。この値を先ほどの規格化された電圧に合わせるには、Ｖθ_minとＶθ_maxの大きさである２×（２／３）^1/2で除算すればよい。

そして、その結果を制御角度周期Δθに対する角度比率で示すと、電圧指令ベクトルＶのＶθ_minに対する角度比率は、（Δθ／２^1/2）［｛（３^1/2／２）Ｖα−（１／２）Ｖβ］となり、Ｖβθ_max＝Ｖθ_max・ｓｉｎ６０°＝ｓｉｎ６０°＝ （３^1/2／２）とし、Ｖαθ_max＝Ｖθ_max・ｃｏｓ６０°＝ｃｏｓ６０°＝（１／２）と置きなおして、式（１３）のΔθ_minと一致する。同様に、電圧指令ベクトルＶのＶθ_maxに対する寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率で示すとＶβとなるが、これは、Ｖαθ_min＝Ｖθ_min・ｃｏｓ０°＝ｃｏｓ０°＝１、Ｖθ_min、Ｖβθ_min＝０と置きなおすことで、式（１３）のΔθ_maxと一致する。

図１０に示すように、電圧を規格化し、Δθの大きさをＶθ_minおよびＶθ_maxの大きさに規格化することで、電圧指令ベクトルＶのＶθ_min成分がそのままΔθ_minとなり、電圧指令ベクトルＶのＶθ_max成分がそのままΔθ_maxとなることが分かる。

上記では、位相領域Ｉについて説明したが、他の位相領域も含めたΔθ_minとΔθ_maxの一般式は、α軸とＶθ_minとの間の位相をθ_min、α軸とＶθ_maxとの間の位相をθ_maxとして、式（１４）で与えられる。

図１１は、半周期制御で、同期数Ｋ＝６として、割込位相をＶｍｉｎの基本電圧ベクトルに一致させたときの電圧指令ベクトルＶのΔθ_minとΔθ_maxの様子を示す図である。なお、Ｖθ_min，Ｖθ_maxは、各位相領域を区画する２つの基本電圧ベクトルの中で位相の遅れている方である最小角ベクトルと、位相の進んでいる最大角ベクトルのことであるので、以下では、簡単にＶｍｉｎ，Ｖｍａｘとして示すことにする。

この場合には、予測位相がＶｍｉｎの位相から４５度のところとなるので、その位相のところに電圧指令ベクトルＶがあると予測される。ここで、Δθの大きさをＶｍｉｎおよびＶｍａｘの大きさとすると、電圧指令ベクトルＶのＶｍｉｎ成分が角度比率Δθ_minとなり、Ｖｍａｘ成分が角度比率Δθ_maxとなる。ＶｍｉｎまたはＶｍａｘの大きさから（Δθ_min＋Δθ_max）を減算した残りがΔθ_zeroとなる。

このようにして、電圧指令ベクトルＶについての各スイッチングベクトルに対する角度比率がそれぞれ算出されると、再び図７に戻り、予め定められたスイッチング切換順序に従いスイッチングベクトルを選択し、選択されたスイッチングベクトルの期間を角度比率で定めて、各スイッチングベクトル間の切換位相を算出し、ＰＷＭ信号を生成する（Ｓ１８）。この処理は、ＰＷＭ信号生成装置５６の切換位相算出部７２の機能によって実行される。図７では、次の周期のスイッチング切換え角計算とスイッチングベクトル選択として示されている。スイッチング切換え角とは、切換位相のことである。

スイッチングベクトルの切換順序は、各位相領域において予め定められているので、この切換順序に従って、順次スイッチングベクトルが選択されることになる。図１２は、半周期制御におけるスイッチングベクトルの切換順序を各位相領域に対応付けて示した図である。このスイッチング切換順序は、半周期制御と全周期制御に分け、各位相領域に関連付けて、記憶部４８に予め格納されている。

図１２で領域とあるのは、位相領域である。また、同期数タイミングとあるのは、半周期制御において各位相領域が２つに分けて制御されるのでこれを区別するものである。同期数タイミング１がＶｍｉｎ側の領域で、同期数タイミング２がＶｍａｘ側の領域である。最小角と最大角は、α軸基準のＶｍｉｎの位相とＶｍａｘの位相である。選択ベクトルは、各位相領域における４つのスイッチングベクトルの中で２つの基本電圧ベクトルを指し、最小角の方がＶｍｉｎで、最大角の方がＶｍａｘである。出力ベクトル順序がスイッチングベクトルの切換順序であり、位相を進ます方向にこの順序でスイッチングベクトルが順次選択されて切り換えられることを示す。

例えば、位相領域Ｉにおいては、スイッチングベクトルは、２つの基本電圧ベクトルであるＶ１とＶ３と、２つのゼロベクトルであるＶ０とＶ７である。そして、これらのスイッチングベクトルは、Ｖ１の位相からＶ３の位相に向かって、Ｖ７−Ｖ３−Ｖ１−Ｖ０−Ｖ０−Ｖ１−Ｖ３−Ｖ７の順序で選択され、順次切り換えられる。同期数Ｋ＝６の場合は、Ｖ１の位相からＶ３の位相の間の角度がちょうど制御角度周期Δθであるので、この１つの制御角度周期において、インバータ回路２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４、Ｗ相アーム２６は、この順序でスイッチングが切り換えられることになる。そして、その切換の間隔が、Ｓ１６で算出された角度比率で設定される。

上記のように、スイッチング切換順序は、記憶部４８に予め格納されるが、その記憶形式は、図１２のようなルックアップテーブル形式以外でも構わない。図１３は、フローチャート形式でスイッチング切換順序を示したものであるが、このような形式で記憶部４８に記憶するものとしてもよい。また、図１４は、マップ形式でスイッチング切換順序を示したものであるが、このような形式で記憶部４８に記憶するものとしてもよい。

図１３のフローチャートでは、まず、位相領域を特定する（Ｓ２２）。位相領域の特定の手順はＳ１４で既に述べた。Ｓ２２の結果は２通りに分かれ、例えば、位相領域Ｉの同期数タイミング１の場合はＳ２４に進み、位相領域Ｉの同期数タイミング２の場合はＳ２６に進む。そして、Ｓ２４の場合は、最初にＶ７が選択され、その角度比率は（Δθ_zero／２）とされる。Ｓ２６の場合は、最初にＶ０が選択され、その角度比率は（Δθ_zero／２）とされる。

次に再び位相領域が特定され（Ｓ２８）、その結果に応じてＳ３０かＳ３２に進む。例えば、位相領域Ｉの同期数タイミング１の場合はＳ３０に進み、位相領域Ｉの同期数タイミング２の場合はＳ３２に進む。そして、Ｓ３０の場合は、最大角ベクトルであるＶ_maxが２番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_maxとされる。次に、最小角ベクトルであるＶ_minが３番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_minとされる。Ｓ３２の場合は、Ｖ_minが２番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_minとされる。次にＶ_maxが３番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_maxとされる。

そして再び位相領域が特定され（Ｓ３４）、その結果に応じてＳ３６かＳ３８に進む。例えば、位相領域Ｉの同期数タイミング１の場合はＳ３６に進み、位相領域Ｉの同期数タイミング２の場合はＳ３８に進む。そして、Ｓ３６の場合は、Ｖ０が選択され、その角度比率は（Δθ_zero／２）とされる。Ｓ３８の場合は、Ｖ７が選択され、その角度比率は（Δθ_zero／２）とされる。

図１４は、位相領域Ｉについてのスイッチングベクトルの選択と切換順序を示したもので、各スイッチングベクトルの間の切換位相がθ_comp1，θ_comp2，θ_comp3で示されている。この切換位相は、角度比率によって以下のように定めることができる。

すなわち、同期数タイミング１においては、最初のゼロベクトルはＶ７であり、最後のゼロベクトルはＶ０であるが、同期数タイミング２においては、最初のゼロベクトルはＶ０であり、最後のゼロベクトルはＶ７である。そして、各半周期制御の最初の切換位相であるθ_comp1は、電圧指令ベクトルＶの位相である（φ_V＋θ_e）と制御角度周期Δθを用いて、式（１５）で設定される。

また、同期数タイミング１の場合のθ_comp2，θ_comp3は、角度比率Δθ_minと角度比率Δθ_maxを用いて、式（１６）で設定される。

同様に、同期数タイミング２の場合のθ_comp2，θ_comp3も、角度比率Δθ_minと角度比率Δθ_maxを用いて、式（１７）で設定される。

上記では、位相領域Ｉの同期数タイミング１，２について述べたが、他の位相領域についても同様に切換位相を設定することができる。すなわち、位相領域Ｉの同期数タイミング１に用いられる式（１６）は、位相領域ＩＩの同期数タイミング２、位相領域ＩＩＩの同期数タイミング１、位相領域ＩＶの同期数タイミング２、位相領域Ｖの同期数タイミング１、位相領域ＶＩの同期数タイミング２にそのまま用いることができる。また、位相領域Ｉの同期数タイミング２に用いられる式（１７）は、位相領域ＩＩの同期数タイミング１、位相領域ＩＩＩの同期数タイミング２、位相領域ＩＶの同期数タイミング１、位相領域Ｖの同期数タイミング２、位相領域ＶＩの同期数タイミング１にそのまま用いることができる。

このように、切換位相は、角度比率Δθ_minと角度比率Δθ_maxによって変わるので、電圧指令ベクトルＶの大きさによって、切換位相が変わることになる。図１５は、同期数Ｋ＝６で半周期制御のときの位相領域Ｉを２分した各領域について、２つの基本電圧ベクトルの角度比率Δθ_minと角度比率Δθ_maxと、この角度比率を電圧指令ベクトルの切換順序に対応させて示す図である。

図１５では、電圧指令ベクトルが位相領域Ｉを規定する６角形の辺９４の内部に留まっている。図１６は、電圧指令ベクトルが６角形の辺９４にちょうど到達したときである。この６角形の辺９４は、これを超えると過変調制御モードとなる境界線であるので、図１５，１６の電圧指令ベクトルは正弦波制御モードで駆動されることになる。図１６は、正弦波制御モードの限界であり、ゼロベクトルが消失している。すなわち、Δθ＝（Δθ_max＋Δθ_min）の状態である。

図１５，１６に示されるように、予め定められた切換順序で、各スイッチングベクトルにそれぞれ角度比率が設定されると、これに基づいてＰＷＭ信号が生成される。例えば、図１５の位相領域Ｉの同期数タイミング１では、Ｖ７−Ｖ３−Ｖ１−Ｖ０の順序でスイッチングベクトルが切り換わる。これを８通りのスイッチングパターンで並べると、（１，１，１）−（１，１，０）−（１，０，０）−（０，０，０）の順序である。

ここで、Ｕ相アーム２２についてのスイッチング状態の変化を角度比率と合わせて並べると、角度比率（Δθ_zero／２）の１状態−角度比率Δθ_max(1)の１状態−角度比率Δθ_min(1)の１状態−角度比率（Δθ_zero／２）の０状態となる。同様に、Ｖ相アーム２４についてのスイッチング状態の変化を角度比率と合わせて並べると、角度比率（Δθ_zero／２）の１状態−角度比率Δθ_max(1)の１状態−角度比率Δθ_min(1)の０状態−角度比率（Δθ_zero／２）の０状態となる。Ｗ相アーム２６についてのスイッチング状態の変化を角度比率と合わせて並べると、角度比率（Δθ_zero／２）の１状態−角度比率Δθ_max(1)の０状態−角度比率Δθ_min(1)の０状態−角度比率（Δθ_zero／２）の０状態となる。

これを各位相領域について並べれば、インバータ回路２０の各相アームのスイッチングパターンが各位相について求められる。これが位相について求めたＰＷＭ信号である。時間に関係なく、位相でスイッチングパターンを定められるので、インバータ回路２０の基本波信号の周波数が低周波となっても、大きなタイマを準備する必要がなくなる。

図１７は、正弦波制御モード、つまり、電圧指令ベクトルが図１５，１６の状態におけるＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。ここで、横軸は位相、縦軸は電圧である。例えば、位相が０度から３０度の区間は、位相領域Ｉの同期数タイミング１の領域に相当するが、上記の説明のように、Ｕ相アームのスイッチング状態は、１状態−１状態−１状態−０状態であり、Ｖ相アームのスイッチング状態は、１状態−１状態−０状態−０状態
であり、Ｗ相アームのスイッチング状態は、１状態−０状態−０状態−０状態となる。他の位相区間においても同様にして、各相アームのスイッチング状態を示すＰＷＭ信号が生成される。

このようにして、ＰＷＭ信号が生成されると、再び図７に戻り、次回の割込位相である割込み角度が計算されて、制御角度周期Δθにおける一連の処理が終了する（Ｓ２０）。

以上が正弦波制御モードにおける説明であるが、図１８は、電圧指令ベクトルの大きさが図１６の状態よりもさらに大きくなり、６角形の辺９４を超えて過変調制御モードとなった状態を示す図である。なお、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円９６の内部に留まっているうちは過変調制御モードであるが、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円９６に達すると矩形波制御モードとなる。

図１８の状態では、角度比率計算上のΔθ_minとΔθ_maxを用いた（Δθ_min＋Δθ_max）の値がΔθを超えるので、図１６で説明したようにゼロベクトルが消失する。そして、（Δθ_min＋Δθ_max）＝Δθとなるように、算出された角度比率であるΔθ_minと算出された角度比率であるΔθ_maxのうち、いずれか一方の算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、１から一方の基本電圧ベクトルの角度比率を減算した値とする。例えば、算出されたΔθ_minの方を優先するときは、Δθ_minはそのままとし、Δθ_max＝（Δθ−Δθ_min）とする。このことを数式化すると、式（１８）のようになる。

勿論、算出されたΔθ_maxの方を優先するときは、Δθ_maxはそのままとし、Δθ_min＝（Δθ−Δθ_max）とする。このことを数式化すると、式（１９）のようになる。Δθ_minとΔθ_maxのいずれを優先するかは、予め定めておくことができる。

過変調制御モードにおける切換順序は、正弦波制御モードにおいてゼロベクトルを省略したものとなる。図１８の半周期制御で同期数Ｋ＝６で位相領域Ｉの場合は、Ｖ３−Ｖ１−Ｖ１−Ｖ３の切換順序となる。そして、Ｖ１とＶ３の角度比率は、上記で述べた一方側優先の方法で（Δθ_min＋Δθ_max）＝Δθを守りながら設定される。このようにして、予め定められた切換順序で、各基本電圧ベクトルにそれぞれ角度比率が設定されると、これに基づいて、過変調制御モードにおけるＰＷＭ信号が生成される。図１９は、過変調制御モードにおけるＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。

図２０は、電圧指令ベクトルの大きさが図１８の状態よりもさらに大きくなり、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円９６に達した状態となった様子を示す図である。この状態は矩形波制御モードである。

図２０の状態では、角度比率計算上のΔθ_minまたはΔθ_maxの一方がΔθと同じとなる。そこで、（Δθ_min＋Δθ_max）＝Δθとなるように、算出された角度比率であるΔθ_minと算出された角度比率であるΔθ_maxのうち、いずれか大きい方の算出角度比率はそのままその基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率はゼロとする。このことを数式化すると、式（２０）のようになる。

矩形波制御モードにおける切換順序は、位相平面上における基本電圧ベクトルの配置順序となる。図２０の半周期制御で同期数Ｋ＝６で位相領域Ｉの場合は、Ｖ１−Ｖ３の切換順序となる。そして、Ｖ１とＶ３の角度比率は、上記で述べたように、各基本電圧ベクトルについて算出されたΔθ_minと算出されたΔθ_maxのうち、いずれか大きい方の角度比率に設定される。実際には、いずれか大きい方の角度比率は１であるので、制御角度周期Δθの全体の期間にわたってＶ１またはＶ３が適用される。このようにして、予め定められた切換順序で、各基本電圧ベクトルにそれぞれ角度比率として１が設定されると、これに基づいて、過変調制御モードにおけるＰＷＭ信号が生成される。図２１は、矩形波制御モードにおけるＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。

図１７，１９，２１で説明したように、角度比率を用いることで、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードについて、一貫して同じ方法でＰＷＭ信号を生成することができる。

上記では、半周期制御で同期数Ｋ＝６について説明したが、同期数Ｋは６以外であっても同様に角度比率を用いてＰＷＭ信号を生成することができる。図２２から図２６は、半周期制御で同期数Ｋ＝９の例である。この場合は、制御角度周期Δθは、１８０度／９＝２０度となる。図２２，２３は、同期数Ｋ＝６の図４，５に対応する図で、割込位相が２０度間隔で設定される様子が示される。予測位相は、２０度の１．５倍で、割込位相から３０度位相が進んだところとされる。

図２４は、同期数Ｋ＝６の図１７に対応する図で、正弦波制御モードの状態におけるＰＷＭ信号生成の様子を示す図である。図２５は、同期数Ｋ＝６の図１９に対応する図で、過変調制御モードの状態におけるＰＷＭ信号生成の様子を示す図である。図２６は、同期数Ｋ＝６の図２１に対応する図で、矩形波制御モードの状態におけるＰＷＭ信号生成の様子を示す図である。このように、角度比率を用いることで、同期数Ｋを変えても、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードについて、一貫して同じ方法でＰＷＭ信号を生成することができる。

次に、リニア補正について説明する。上記のようにして生成されたＰＷＭ信号に対応する基本波振幅は、その元となった電圧指令ベクトルに対応する電圧指令振幅と必ずしも線形的に変化しない。例えば、過変調制御モードでは、電圧指令振幅の増加に対し基本波振幅の増加は少なくなる。リニア補正は、基本波振幅と電圧指令振幅との間の線形性のずれを補正するものである。補正は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を補正して電圧指令振幅を補正することで行なわれる。

具体的には、電圧指令振幅と基本波振幅との関係を示す電圧振幅特性マップをリニア補正値として記憶部４８に予め記憶しておく。そして、制御ブロック５０のリニア補正部４２は、電圧振幅特性マップを読み出して、基本波振幅を電圧指令振幅に一致させるために必要な電圧指令振幅を算出し、算出した電圧指令振幅に基づいて、リニア補正後のｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを算出する。このようにすることで、電圧指令振幅通りの基本波振幅とすることができる。

図２７から図３０は、リニア補正値として用いられる電圧振幅特性マップで、縦軸に基本波振幅がとられ、横軸に基本波振幅を電圧指令振幅に一致させるために必要な電圧指令振幅がとられている。これらのリニア補正値は、同期数Ｋに対応付けて、記憶部４８に記憶される。

上記では、半周期制御について詳細に説明した。半周期制御は、従来の三角波におけるＰＷＭ信号生成において、相電流等のデータ取得のタイミングから電圧指令値を示す基本波信号の算出までを、三角波の谷から山の期間で行うものである。半周期制御と並ぶものとして、従来の三角波におけるＰＷＭ信号生成でも、相電流等のデータ取得のタイミングから電圧指令値を示す基本波信号の算出までを三角波の谷から谷の期間で行なう全周期制御が行なわれている。角度比率を用いてＰＷＭ信号生成を行なうことは、この全周期制御についても勿論適用可能である。以下では、全周期制御における角度比率を用いたＰＷＭ信号生成について、半周期制御と相違する点を中心に説明する。ここでは、半周期制御で同期数Ｋ＝６について主に説明したことにならい、全周期制御で同期数Ｋ＝６について図３１から図３８を用いて主に説明し、同期数Ｋ＝９の場合についても図３９と図４０を用いて簡単に述べる。

半周期制御と全周期制御とでは、制御角度周期Δθが２倍相違する。図３１、図３２は、半周期制御の図４、図５に対応する図で、全周期制御における割込位相の様子を示す図である。この場合、制御角度周期Δθは、３６０度／６＝６０度であるので、６０度おきに割込位相が設定される。

図３３は、半周期制御の図６に対応する図で、全周期制御における予測位相の様子を示す図である。全周期制御では、予測位相として第１予測位相と第２予測位相の２つを用いる。第１予測位相は、割込位相から１．２５×Δθだけ進んだ位相に設定され、第２予測位相は、割込位相から１．７５×Δθだけ進んだ位相に設定される。

図３４は、半周期制御の図７に対応する図で、全周期制御のときのＰＷＭ信号生成の手順を説明するフローチャートである。Ｓ４０は、図７に関連して説明したＳ１０と同様の内容であるので、詳細な説明を省略する。

Ｓ４２は、図７に関連して説明したＳ１２に対応する処理手順である。すなわち、割込位相から１．２５周期後予測角である第１予測位相におけるαβ座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβが算出され、また、割込位相から１．７５周期後予測角である第２予測位相におけるαβ座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβが算出される。

具体的には、αβ座標変換部４４は、次の式（２１），（２２）を用いて、リニア補正後のｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを、それぞれ第１予測位相および第２予測位相におけるα軸電圧指令値Ｖαとβ軸電圧指令値Ｖβに変換する。これは、次回割込時電圧平均値を算出するために行なわれる。式（２１），（２２）はいずれも回転電機１２の正回転の場合であるが、逆回転の場合には、Δθに関する符号を＋から−に変更すればよい。

Ｓ４４は、図７に関連して説明したＳ１４に対応する処理手順で、その内容はＳ１４と同様であるので、詳細な説明を省略するが、この場合には、第１予測位相がＶ１の位相から７５度、第２予測位相がＶ１の位相から１０５度となるので、予測位相領域は、位相領域ＩＩとなる。

Ｓ４６とＳ４８は、図７に関連して説明したＳ１６に対応する処理手順で、Δθ_minとΔθ_maxとΔθ_zeroを算出する処理であるが、ここでは、第１予測位相についてのＳ４６と第２予測位相についてのＳ４８とに分かれて処理が行なわれる。なお、添え字の_fhと_shは、第１を意味するｆｉｒｓｔと第２を意味するｓｅｃｏｎｄを示す略字として用いている。

すなわち、Ｓ４６において、第１予測位相におけるΔθ_min-fhとΔθ_max-fhとΔθ_zero-fhは、Ｓ１６で用いられる式（１４）に対応する式（２３）で算出される。

式（２３）は一般式であり、正弦波制御モードに用いられるが、過変調制御モードの場合は、Δθ_minとΔθ_maxのいずれを優先するかによって使い分けられる式（１８），（１９）に対応する式（２４），（２５）が用いられる。

また、矩形波制御モードの場合は、式（２０）に対応する式（２６）が用いられる。

同様に、Ｓ４８において、第２予測位相におけるΔθ_min-shとΔθ_max-shとΔθ_zero-shは、第１予測位相における式（２３）に対応する式（２７）で算出される。

式（２７）は一般式であり、正弦波制御モードに用いられるが、過変調制御モードの場合は、Δθ_min-shとΔθ_max-shのいずれを優先するかについて、第１予測位相における式（２４），（２５）に対応する式（２８），（２９）が用いられる。

また、矩形波制御モードの場合は、第１予測位相における式（２６）に対応する式（３０）が用いられる。

図３５は、図１１に対応する図で、全周期制御で、同期数Ｋ＝６として、割込位相をＶ１の基本電圧ベクトルに一致させたときの１．２５Δθと１．７５Δθにおける電圧指令ベクトルのそれぞれについて、Δθ_min-fh，Δθ_max-fh，Δθ_min-sh，Δθ_max-shの様子を示す図である。上記のように、第１予測位相がＶ１の位相から７５度、第２予測位相がＶ１の位相から１０５度となるので、その位相のところに電圧指令ベクトルＶがあると予測される。

ここで、Δθの大きさをＶｍｉｎおよびＶｍａｘの大きさとすると、第１予測位相における電圧指令ベクトルのＶｍｉｎ成分が角度比率Δθ_min-fhとなり、Ｖｍａｘ成分が角度比率Δθ_max-fhとなる。ＶｍｉｎまたはＶｍａｘの大きさから（Δθ_min-fh＋Δθ_max-fh）を減算した残りがΔθ_zero-fhとなる。同様に、第２予測位相における電圧指令ベクトルのＶｍｉｎ成分が角度比率Δθ_min-shとなり、Ｖｍａｘ成分が角度比率Δθ_max-shとなる。ＶｍｉｎまたはＶｍａｘの大きさから（Δθ_min-sh＋Δθ_max-sh）を減算した残りがΔθ_zero-shとなる。

図３４に再び戻って、Ｓ５０は、図７に関連して説明したＳ１８に対応する処理手順で、予め定められたスイッチング切換順序に従いスイッチングベクトルを選択し、選択されたスイッチングベクトルの期間を角度比率で定めて、各スイッチングベクトル間の切換位相を算出し、ＰＷＭ信号を生成する。

図３６は、図１２に対応する図で、全周期制御におけるスイッチングベクトルの切換順序を各位相領域に対応付けて示した図である。それぞれの項目の内容は、図１２で述べたものと同様であるので、詳細な説明を省略する。

図３７は、図１３に対応するフローチャートである。ここでは、まず、最初にＶ７が選択され、その角度比率は（Δθ_zero-fh／２）とされる（Ｓ５４）。次に位相領域が特定され（Ｓ５６）、その結果に応じてＳ５８かＳ６０に進む。例えば、位相領域Ｉの場合はＳ５８に進み、位相領域ＩＩの場合はＳ６０に進む。そして、Ｓ５８の場合は、第１予測位相における最大角ベクトルＶ_max-fhが２番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_max-fhとされる。次に、第１予測位相における最小角ベクトルＶ_min-fhが３番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_min-fhとされる。Ｓ６０の場合は、Ｖ_min-fhが２番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_min-fhとされる。次に、Ｖ_max-fhが３番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_max-fhとされる。

次に、４番目のスイッチングベクトルとしてＶ０が選択され、その角度比率は、（Δθ_zero-fh／２）＋（Δθ_zero-sh／２）とされる（Ｓ６２）。そして、再び位相領域が特定され（Ｓ６４）、その結果に応じてＳ６６かＳ６８に進む。例えば、位相領域Ｉの場合はＳ６８に進み、位相領域ＩＩの場合はＳ６６に進む。そして、Ｓ６６の場合は、第２予測位相における最大角ベクトルＶ_max-shが５番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_max-shとされる。次に、第２予測位相における最小角ベクトルＶ_min-shが６番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_min-shとされる。Ｓ６８の場合は、Ｖ_min-shが５番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_min-shとされる。次に、Ｖ_max-shが６番目のスイッチングベクトルとして選択され、その角度比率はΔθ_max-shとされる。最後に、７番目のスイッチングベクトルとしてＶ７が選択され、その角度比率は（Δθ_zero-fh／２）とされる（Ｓ７０）。

図３８は、図１４に対応する図で、位相領域Ｉについてのスイッチングベクトルの選択と切換順序を示したもので、各スイッチングベクトルの間の切換位相がθ_comp1，θ_comp2，θ_comp3，θ_comp4，θ_comp5，θ_comp6で示されている。この切換位相は、角度比率によって以下のように定めることができる。

すなわち、最初のゼロベクトルとしてＶ７が用いられ、そこからの最初の切換位相であるθ_comp1は、電圧指令ベクトルＶの位相である（φ_V＋θ_e）と制御角度周期Δθと角度比率Δθ_zero-fhを用いて、式（３１）で設定される。

また、θ_comp2，θ_comp3は、第１予測位相における最小角ベクトルがＶ１であり、最大角ベクトルがＶ３であるので、Ｖ１の角度比率Δθ_min-fhと、Ｖ３の角度比率Δθ_max-fhを用いて、式（３２）で設定される。

その後にゼロベクトルのＶ０が用いられ、その次のθ_comp4は、角度比率Δθ_zero-fhとΔθ_zero-shを用いて、式（３３）で設定される。

また、θ_comp5，θ_comp6は、第２予測位相における最小角ベクトルがＶ１であり、最大角ベクトルがＶ３であるので、Ｖ１の角度比率Δθ_min-shと、Ｖ３の角度比率Δθ_max-shを用いて、式（３４）で設定される。θ_comp6の後にはゼロベクトルのＶ７が用いられる。

上記の切換位相は、図３７で説明したように、位相領域ＩＩＩ，Ｖにも同様に適用される。

位相領域ＩＩ，ＩＶ，ＶＩについては、θ_comp1は式（３１）と同じであるが、θ_comp2，θ_comp3は、式（３５）で設定される。

また、位相領域ＩＩ，ＩＶ，ＶＩについてのθ_comp4は式（３３）と同じであるが、θ_comp5，θ_comp6は、式（３６）で設定される。

このようにして、ＰＷＭ信号が生成されると、再び図３４に戻り、次回の割込位相である割込み角度が計算されて、制御角度周期Δθにおける一連の処理が終了する（Ｓ５２）。

上記では、全周期制御で同期数Ｋ＝６について説明したが、同期数Ｋは６以外であっても同様に角度比率を用いてＰＷＭ信号を生成することができる。図３９，４０は、全周期制御で同期数Ｋ＝９の例である。この場合は、制御角度周期Δθは、３６０度／９＝４０度となる。図３９，４０は、同期数Ｋ＝６の図３１，３２に対応する図で、割込位相が４０度間隔で設定される様子が示される。なお、予測位相は、４０度の１．５倍で、割込位相から６０度位相が進んだところとされる。

上記では、各位相領域はそれぞれが１つの領域として、最小角ベクトルと最大角ベクトルの間の位相は６０度である。したがって、角度比率はこの６０度を基本として、その１／２，１／４等の値を用いることが多い。例えば、予測位相が最小角ベクトルから３０度の位相のところとなることがある。この場合、各位相領域の最小角ベクトルからも最大角ベクトルからも等位相のところが正確に区別できる必要がある。位相の設定はレゾルバ１４によって検出される電気角θ_eに基づいて行なわれるが、レゾルバ１４の分解能は、必ずしも６の倍数とは限らない。したがって、各位相領域における最小角ベクトルからも最大角ベクトルからも等位相のところが正確に区別できないことが生じ得る。

これは電気角センサの精度の問題であるが、この問題を角度比率の算出に影響しないように、半周期制御においては、図４１に示すように、位相領域を２つに分けることができる。図４１では、位相領域Ｉを、最小角ベクトルからの位相で３０度±（１／４）Δθの領域Ｉ−Ａと、それ以外の領域Ｉ−Ｂに分けてある。（１／４）Δθは、（１／８）Δθ等のように、（１／２ⁿ）Δθとすることがよい。２のべき乗としたのは、ビットシフトで計算量を少なくするためであり、予測位相である１．５周期後予測角が領域Ｉ−Ａか領域Ｉ−Ｂであるかが判断できる数値に設定すればよい。

領域Ｉ−Ｂにおける角度比率の算出は、既に述べた式（１４），（１８），（１９），（２０）を用いることができる。領域Ｉ−Ａにおける角度比率の算出は、次の式（３７）を用いることができる。

ここで、例えば、予測位相が最小角ベクトルから３０度のところにあることを考えると、角度比率であるΔθ_minもΔθ_maxも本来は同じ値となる。上記のようにレゾルバ１４の精度によっては、レゾルバ１４の検出値に基づいて算出するΔθ_minとΔθ_maxが同じ値にならないことが生じ得る。そのような場合のために、領域Ｉ−Ａでは、２つの基本電圧ベクトルのうち、いずれか一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、その一方の基本電圧ベクトルの角度比率と等しいとすることがよい。式（３７）にΔθ_maxが示されていないのは、そのような理由からである。なお、上記のことを数式化すると式（３８）のようになる。

式（３７），（３８）は半周期制御についてのものであるが、全周期制御の場合は、第１予測位相と第２予測位相を区別する必要がある。第１予測位相のときは、次の式（３９），（４０）を用い、第２予測位相のときは式（４１），（４２）を用いることができる。

位相の設定については、上記の各位相領域の最小角ベクトルからも最大角ベクトルからも等位相のところが正確に区別できるほかに、最小角ベクトルの位相、最大角ベクトルの位相を正確に区別できることも必要である。そこで、図４２に示すように、位相領域を３種類に分けることができる。図４２では、位相領域Ｉを、最小角ベクトルおよび最大角ベクトルからの位相で±（１／４）Δθの領域Ｉ−Ａと、最小角ベクトルからの位相で３０度±（１／４）Δθの領域Ｉ−Ｂと、それ以外の領域Ｉ−Ｃに分けてある。（１／４）Δθは、（１／８）Δθ等のように、（１／２ⁿ）Δθとすることがよい。２のべき乗としたのは、ビットシフトで計算量を少なくするためであり、予測位相である１．５周期後予測角が領域Ｉ−Ａか領域Ｉ−Ｂか領域Ｉ−Ｃであるかが判断できる数値に設定すればよい。

領域Ｉ−Ｂ、領域Ｉ−Ｃにおける角度比率の算出は、既に述べた式（１４），（１８），（１９），（２０），（３７），（３８）を用いることができる。領域Ｉ−Ａにおける角度比率の算出は、次の式（４３）を用いることができる。

ここで、例えば、予測位相が最小角ベクトルまたはの最大角ベクトルのところにあることを考えると、角度比率であるΔθ_minまたはΔθ_maxは本来はゼロとなる。上記のようにレゾルバ１４の精度によっては、レゾルバ１４の検出値に基づいて算出するΔθ_minとΔθ_maxがゼロにならないことが生じ得る。そのような場合のために、領域Ｉ−Ａでは、２つの基本電圧ベクトルのうち、一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率そのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとすることがよい。式（４３）にΔθ_maxが示されていないのは、そのような理由からである。なお、上記のことを数式化すると式（４４）のようになる。

上記では、同期数Ｋが一定であるとして説明したが、例えば、正弦波制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードとの間で制御モードを変更するときに、同期数Ｋを変更することが行なわれる。同期数Ｋが変わると、制御角度周期Δθが変わるので、そのままでは割込位相が変わることになる。割込位相は基本電圧ベクトルと同期をとるので、割込位相は同期数Ｋが変わってもあまり変更しない方が好ましい。そこで、図４３から図４６に示すように、同期数Ｋに応じて予め定めた基本電圧ベクトルの位相に割込位相が一致したときに同期数を変更することが行なわれる。この機能は、同期制御装置５４の同期数切換部６４によって実行される。

図４３は、半周期制御の同期数Ｋ＝６の場合の例で、破線の丸印の割込位相のときに同期数Ｋの切換が行なわれる。図４４は、半周期制御の同期数Ｋ＝９の場合の例で、破線の丸印の割込位相のときに同期数Ｋの切換が行なわれる。ここで示されるように、半周期制御においては、６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に一致した割込位相において、同期数Ｋの切換が行なわれる。

図４５は、全周期制御の同期数Ｋ＝６の場合の例で、破線の丸印の割込位相のときに同期数Ｋの切換が行なわれる。図４６は、全周期制御の同期数Ｋ＝９の場合の例で、破線の丸印の割込位相のときに同期数Ｋの切換が行なわれる。ここで示されるように、全周期制御においては、６つの基本電圧ベクトルのうち、Ｕ相アームのみが上素子オン・下素子オフとされるＶ１、Ｖ相アームのみが上素子オン・下素子オフとされるＶ２、Ｗ相アームのみが上素子オン・下素子オフとされるＶ４のいずれか１つの位相に一致した割込位相において、同期数Ｋの切換が行なわれる。

上記では、最初の割込位相を６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つに一致させるものとして説明したが、同期数Ｋによっては、制御角度周期Δθごとの以後の割込位相が必ずしも６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つに一致しないことが生じる。この場合でも、例えば、半周期制御において、１．５Δθ後の予測位相が（θ_e＋φ_V）＝９０度となるようにする必要がある。これは、インバータ回路２０の基本波信号の山となるところを、予測位相としたいためである。そのために、同期数Ｋによって、割込位相の設定に条件が付けられる。

図４７は、半周期制御で同期数Ｋ＝９の場合である。図４８は、半周期制御で同期数＝１５の場合である。これらにおいて、同期数タイミングを１と２と交互に区別するものとして、それぞれが四角印と三角印で示されている。１．５Δθ後の予測位相が（θ_e＋φ_V）＝９０度となるための割込位相は、予測位相から１．５Δθ位相が遅れているところのものであるので、図４７でも図４８でも、同期数タイミングが２のときである。このように、割込位相に条件が付されるので、同期数Ｋによって最初の割込位相に一致させる基本電圧ベクトルが変わってくることになる。

本発明に係る回転電機制御システムは、正弦波制御モードと過変調制御モードと矩形波変調モードで回転電機を制御するシステムに利用できる。

１０ 回転電機制御システム、１２ 回転電機、１４ レゾルバ、１６，１８ 電流検出部、２０ インバータ回路、２２ Ｕ相アーム、２４ Ｖ相アーム、２６ Ｗ相アーム、３０ 動作目標指令値、３２ 電流指令生成部、３６ 減算部、３８ 電流制御部、４２ リニア補正部、４４ αβ座標変換部、４８ 記憶部、５０ 制御ブロック、５２ ＰＷＭ制御装置、５４ 同期制御装置、５６ ＰＷＭ信号生成装置、６０ 同期数設定部、６２ 割込位相同期部、６４ 同期数切換部、６６ 電圧指令ベクトル生成部、６８ 領域判定部、７０ 角度比率算出部、７２ 切換位相算出部、８０ 角度・速度変換部、８２ ｄｑ座標変換部、９０ ６角形、９２ 内接円、９４ 辺、９６ 包絡円。

Claims (6)

1. ３相回転電機に接続される３相インバータ回路と、
   ３相インバータ回路の各相アームを構成するスイッチング素子のオン・オフについての８通りのスイッチングパターンを２種類のゼロベクトルと６種類の基本電圧ベクトルに対応付け、この６種類の基本電圧ベクトルを相互に６０度の位相差で位相平面上に順次配置することで区画される６つの位相領域を位相領域Ｉから位相領域ＶＩとする空間ベクトル方式を用いて、各相アームについてのＰＷＭ信号を生成する制御装置と、
   を含み、制御装置は、
   １つの位相領域を規定する２つの基本電圧ベクトルと２つのゼロベクトルをスイッチングベクトルとして、ＰＷＭ信号を生成するためのスイッチングベクトルの切換順序をスイッチング切換順序として、位相領域Ｉから位相領域ＶＩのそれぞれについて予め定めて記憶する記憶部と、
   ＰＷＭ信号を生成する位相平面上の周期としての制御角度周期Δθを、全周期制御の場合には、３相インバータ回路における電圧指令ベクトルの位相一周期の２πを整数である同期数Ｋで除した角度である２π／Ｋとし、半周期制御の場合にはその１／２であるπ／Ｋとして設定する制御角度周期設定部と、
   電圧指令ベクトルの固定座標系における位相に制御角度周期Δθを加算した値の位相を割込位相として、割込位相を位相平面上における６つの基本電圧ベクトルのいずれか１つの位相に同期させることで、電気周期と制御周期の同期性を確保して、割込位相を制御角度周期の始発点とする割込位相同期部と、
   割込位相のタイミングで３相回転電機の相電流とロータの電気角とを取得し、取得した相電流に基づいてｄ軸電流値とｑ軸電流値を算出し、ｄ軸指令電流値とｄ軸電流値との間の偏差に基づいてｄ軸電圧指令値を求め、ｑ軸指令電流値とｑ軸電流値との間の偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を求め、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とロータの電気角に基づいて電圧指令ベクトルを生成する電圧指令ベクトル生成部と、
   生成された電圧指令ベクトルを用いてＰＷＭ信号を生成するタイミングとして、割込位相からｎΔθ進んだ予測位相に電圧ベクトル指令が存在すると予測し、予測位相が位相領域ＩからＶＩのどの領域に属するかを判定する領域判定部と、
   予測位相が属する位相領域を予測位相領域として、予測位相領域を規定するスイッチングベクトルに対する電圧指令ベクトルの寄与比率を制御角度周期Δθに対する角度比率として算出する角度比率算出部と、
   予測位相領域におけるスイッチング切換順序を読み出し、その切換順序に従い、角度比率算出手段によって算出された角度比率で予測位相領域における各スイッチングベクトルの間の切換位相を順次算出し、その位相領域におけるＰＭＷ信号を生成する切換位相算出部と、
   を備え、
   角度比率は、制御角度周期Δθの間に、各相アームのスイッチング状態をどのように切り替えるかについての切替期間の長さを時間でなく、制御角度周期Δθにおける角度比率で定められ、
   制御角度周期Δθにおいて、位相が進んでいる最大角ベクトル状態が継続する期間を角度Δθ _max とし、位相が遅れている最小角ベクトル状態が継続する期間をΔθ _min とし、零ベクトル状態が継続する期間をΔθ _zero とすると、Δθ _max ＋Δθ _min ＋Δθ _zero ＝Δθであることを特徴とする回転電機制御システム。
2. 請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
   角度比率算出部は、
   ３相インバータ回路に印加される直流電圧をＶ_dcとするとき、位相領域Ｉから位相領域ＶＩで規定される位相平面上の６角形の内接円の半径はＶ_dc／（２）^1/2となり、６角形の各頂点を結ぶ包絡円の半径は（２／３）^1/2Ｖ_dcとなることから、位相領域Ｉから位相領域ＶＩで規定される位相平面上の６角形の原点を電圧指令ベクトルの原点として、電圧指令ベクトルの大きさが６角形の内部にあるときは正弦波制御モードに対応し、電圧指令ベクトルの大きさが６角形を超え電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円の内部にあるときは過変調制御モードに対応し、電圧指令ベクトルの基本電圧ベクトル成分が包絡円を超えて外側に延びるときは矩形波制御モードに対応すると判断する制御モード判断手段と、
   制御モードが過変調制御モードのときは、予測位相領域におけるスイッチングベクトルのうち２つのゼロベクトルの角度比率を共にゼロとし、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率の算出値のうち、いずれか一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、１から一方の基本電圧ベクトルの角度比率を減算した値とする過変調角度比率算出手段と、
   制御モードが矩形波制御モードのときは、予測位相領域におけるスイッチングベクトルのうち２つのゼロベクトルの角度比率を共にゼロとし、２つの基本電圧ベクトルに対する電圧指令ベクトルの角度比率をいずれも１／２とする矩形波角度比率算出手段と、
   を含むことを特徴とする回転電機制御システム。
3. 請求項２に記載の回転電機制御システムにおいて、
   領域判定部は、
   半周期制御のときはｎ＝１．５として予想位相を設定し、全周期制御のときはｎ＝１．２５およびｎ＝１．７５と２つの予想位相を設定することを特徴とする回転電機制御システム。
4. 請求項３に記載の回転電機制御システムにおいて、
   角度比率算出部は、
   予測位相が、予測位相領域を構成する２つの基本電圧ベクトルから等位相であるときに、２つの基本電圧ベクトルのうち、いずれか一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率は、その一方の基本電圧ベクトルの角度比率と等しいとすることを特徴とする回転電機制御システム。
5. 請求項４に記載の回転電機制御システムにおいて、
   角度比率算出部は、
   予測位相が、予測位相領域を構成する２つの基本電圧ベクトルのうち一方の基本電圧ベクトルから予め定めた位相範囲内にあるときに、一方の基本電圧ベクトルの算出角度比率そのままその一方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、他方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとし、他方の基本電圧ベクトルから予め定めた位相範囲内にあるときに、他方の基本電圧ベクトルの算出角度比率をそのままその他方の基本電圧ベクトルの角度比率とし、一方の基本電圧ベクトルの角度比率をゼロとすることを特徴とする回転電機制御システム。
6. 請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
   同期数Ｋに応じて予め定めた基本電圧ベクトルの位相に割込位相が一致したときに同期数を変更する同期数切換部を備えることを特徴とする回転電機制御システム。
   

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