JP3760774B2 - 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相負荷をインバータ主回路によって駆動する電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は、例えば電気自動車の走行に使用される多相交流モータを駆動するインバータ装置の電気的構成を示すものである。この図２０において、６つのＩＧＢＴ１〜６が三相ブリッジ接続されてインバータ主回路７が構成され、そのインバータ主回路７の直流母線７ａ，７ｂは、駆動用バッテリ８の正極端子，負極端子に夫々接続されている。その、インバータ主回路７の出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは三相の多相交流モータ（例えば、同期モータやインダクションモータ，ブラシレスモータなど）９の各相巻線（図示せず）に夫々接続されている。また、各ＩＧＢＴ１〜６のコレクタエミッタ間には、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。
【０００３】
指令値発生器１０は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のデータが記憶されているＲＯＭを中心として構成されており、例えば、インバータ主回路７の出力端子７ｕ〜７ｗと多相交流モータ（以下、単にモータと称す）９の各相巻線との間に配置される電流センサ（図示せず）の出力信号におけるゼロクロス点や、ロータリエンコーダ或いはレゾルバなどの出力信号に基づいて交流モータ９を構成するロータの位相θを検出し、その位相に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相についての電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読み出し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力するようになっている。尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、例えば正弦波の振幅に基づく指令値である。
【０００４】
図２１は、ＰＷＭ波形発生器１１の詳細な電気的構成を示す機能ブロック図である。指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの非反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの反転入力端子に与えられており、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの非反転入力端子には、搬送波発生器１３より出力されるＰＷＭ変調の搬送波（三角波）が与えられている。
【０００５】
尚、コンパレータ１２ａ〜１２ｆは、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び搬送波が何れもデジタルデータとして出力される場合はマグニチュードコンパレータであり、両者が何れもアナログデータとして出力される場合はアナログコンパレータである。
【０００６】
そして、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅからは、搬送波のレベルよりも電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のレベルが高い場合にハイレベルとなる信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５が出力され、コンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆからは、信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５の反転信号Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６が出力されてデッドタイム発生器１４に与えられる。デッドタイム発生器１４は、例えば、１つのアームについて正側，負側のＩＧＢＴが同時にオン状態となることを防止するために、両者何れもがオフ状態となるデッドタイムを設けるため、信号Ｃ１／Ｃ３／Ｃ５，Ｃ２／Ｃ４／Ｃ６間のオンオフタイミングを修正するものである。
【０００７】
デッドタイム発生器１４からは、ゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′が出力され、それらのゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′は、フォトカプラなどからなるドライバ１５を介して各ＩＧＢＴ１〜６のゲートにゲート信号Ｇ１〜Ｇ６として与えられるようになっている。
【０００８】
この制御方式では、例えばＵ相について考えると、指令値Ｕ＊が搬送波である三角波より大きい場合はＩＧＢＴ１がオン，ＩＧＢＴ２がオフとなり、ＤＣ電源の正側の電位が出力される。逆にＵ＊が三角波より小さい場合はＩＧＢＴ１がオフ、ＩＧＢＴ２がオンとなり、ＤＣ電源の負側の電位が出力される。この動作により各搬送波の周期で指令値に比例した時間の間、ＤＣ電源の正側の電圧が出力される。
【０００９】
そして、図２２に示すように、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が正弦波ならばパルス幅が正弦波にＰＷＭ変調された電圧が出力され出力電流を略正弦波にすることができる。また、搬送波の周波数が高いほどより理想的な正弦波の波形に近い電流を出力でき、当該周波数を１５ｋＨｚ以上にすれば、モータ９の磁気的騒音を大幅に低減することができる。そのため、インバータ主回路７には、このような高速スイッチングが可能であるＩＧＢＴ１〜６が使用されている。
【００１０】
しかしながら、インバータ主回路７が大電力で駆動される場合には電力変換損失による発熱が大きいため、水冷などによる冷却が必要であり、システムの小型化、低コスト化の障害となっている。また、電力変換損失には、ＩＧＢＴ１〜６におけるスイッチング損失が大きな割合を占めている。スイッチング損失は、スイッチング周波数が高くなるほど増加するので、十分高い周波数で使用することができないという問題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
斯様な問題を解決するため、特願平１１−３６９６６２号において、出力電流波形の歪みを極力抑制するようにバランスを取りながらインバータ主回路におけるスイッチングを部分的な期間に停止させることで、スイッチング損失の低減を図るようにした技術が提案されている。
【００１２】
具体的には、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内何れか二相の指令値がほぼ等しい期間において、それら二相の指令値を最大または最小に固定することによってスイッチングを停止させるようにしている。また、同期間において、二相の指令値を最大または最小に固定する期間と三相の電圧指令値の内何れか一相のみを最大または最小に固定する期間とを交互に行うことで、スイッチング損失の低減を図ると共に出力電流波形の歪みをより低減するようにしている。
【００１３】
しかしながら、この先行技術では、スイッチングを停止させる期間を出力電流のレベルとは無関係に設定しているため、負荷に流れる電流量が比較的大きい期間にスイッチングを行っている場合があり、スイッチング損失の低減効果を十分に得ることができなかった。
【００１４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ主回路を構成するスイッチング素子について、スイッチング損失の発生をより効果的に抑制することができる電力変換装置、及び多相負荷の駆動制御方法を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、指令値出力手段によって出力される少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間に、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力する。すると、位相変化手段は、指令値変換手段によって第１，第２変換期間を交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化させ、制御信号出力手段は、設定位相が変化された変換期間を有する電圧指令値により搬送波をパルス幅変調することで、多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する。
【００１６】
即ち、位相変化手段が、指令値変換手段が設定した変換期間の位相を変化させることで、インバータ主回路のスイッチング素子によるスイッチングの回数が抑制される期間の設定位相、または、スイッチング素子によるスイッチングが指令値出力手段によって出力される電圧指令値に基づいて行われる期間の位相が変化することになる。従って、スイッチング素子において発生するスイッチング損失がより低減されるように変換期間の設定位相を調整することが可能となり、スイッチング損失の低減効果をより高めることができる。
【００１７】
請求項２記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、変換期間の設定位相を、電圧指令値とインバータ主回路から多相負荷に流れる出力電流との位相差に基づいて変化させるので、両者の位相差に応じて変換期間を適切な位相に設定することでスイッチング素子に発生するスイッチング損失をより低減させることができる。
【００１８】
請求項３記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、指令値変換手段における電圧指令値の変換対象とならない期間が、前記電圧指令値に対応する相の出力電流のゼロクロス点にかかるように、変換期間の設定位相を変化させる。
【００１９】
即ち、指令値変換手段における電圧指令値の変換対象とならない期間では、その電圧指令値は最大または最小となるように変換されず、スイッチング素子によるスイッチング動作が行われるため、該所定期間を出力電流のゼロクロス点付近に設定することでスイッチング損失を低減することができる。逆に、電圧指令値が変換対象となる期間は出力電流が大きくなる期間にかかるようになり、当該期間におけるスイッチング素子のスイッチング動作が抑制されることで、スイッチング損失を更に低減することができる。
【００２０】
請求項４記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、変換期間の設定位相を、電圧指令値と外部より与えられる電流指令値との位相差に基づいて変化させるので、請求項２と同様に、両者の位相差に応じて変換期間を適切な位相に設定することでスイッチング素子に発生するスイッチング損失をより低減させることができる。
【００２１】
請求項５記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、指令値変換手段における電圧指令値の変換対象とならない期間が、前記電圧指令値に対応する相の電流指令値のゼロクロス点にかかるように変換期間の設定位相を変化させるので、請求項３と同様に、スイッチング損失を更に低減することができる。
【００２２】
請求項６記載の電力変換装置によれば多相負荷を多相交流モータとするので、インバータ主回路によって多相交流モータを駆動する場合に生じるスイッチング損失を低減することができる。
【００２３】
請求項７記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、第２変換期間を第１変換期間のｎ倍とし、第１変換期間では、変換対象以外の相についての電圧指令値を第２変換期間で変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、第２変換期間では、第１変換期間においてのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトする。
【００２４】
従って、第１，第２変換期間の夫々において電圧指令値が最大または最小に変換されることで生じる歪みを、変換対象以外の指令値をレベルシフトすることにより補正することができる。また、例えば、第２変換期間を第１変換期間のｎ （＞１）倍とすれば、第２変換期間における指令値のレベルシフトは前記線間電圧の２倍未満となるので、過変調状態となって相電流波形に歪みが生じることを防止できる。
【００２５】
請求項８記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、第２変換期間における電圧指令値が出力可能な値を超えない範囲で変化させる位相量を設定する。即ち、指令値変換手段が第２変換期間で変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧をレベルシフトする場合に、位相変化手段が変換期間の設定位相を過度に大きく変化させると、線間電圧が大きくなる期間にレベルシフトが行われ過変調状態となって相電流波形に歪みが生じることになる。従って、位相変化手段が、第２変換期間における電圧指令値が出力可能な値を超えない範囲を限度として変換期間を変化させる位相量を設定することで、指令値変換手段が第２変換期間でレベルシフトを行う場合でも、過変調状態に陥ることを防止できる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図１８を参照して説明する。尚、図２０及び図２１と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。また、本発明は、特願平１１−３６９６６２号において提案されている先行技術をベースにしているため、先ずその先行技術について図７乃至図１８を参照して説明する。
【００２７】
電気的構成の機能ブロックを示す図７において、指令値発生器１０とＰＷＭ波形発生器１１に代わるＰＷＭ波形発生器２１との間には、指令値変換器２２が介挿されている。指令値変換器２２は、指令値発生器２１及びＰＷＭ波形発生器２１と共に例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)などで構成されており、図９乃至図１５に示すフローチャートの演算プログラムに従って、指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊より新たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成し、ＰＷＭ波形発生器２１に出力するように構成されている。また、ＰＷＭ波形発生器２１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を指令値変換器２２に出力するようになっている。
【００２８】
ここで、図８を参照して、クロック信号ｃｋ１は、周期がＰＷＭ信号の搬送波周期の２倍であって、前記搬送波のレベルが“０”の時点に同期して立ち上がるクロック信号である。また、クロック信号ｃｋ２は、そのクロック信号ｃｋ１に対して位相が９０°遅れとなるクロック信号である。そして、指令値変換器２２は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２のレベルをも参照して電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の変換処理を行うようになっている。
【００２９】
また、指令値変換器２２には、指令値発生器１０と共に位相指令値θ＊が与えられている。ここで、位相指令値θ＊は、交流モータ９のロータの位相θに基づいて図示しない位相指令値発生器において生成されるものであり、交流モータ９の駆動状態に応じて位相θに進み成分や遅れ成分が付加されている。尚、位相指令値θ＊に代えて位相θをそのまま用いても良い。
【００３０】
次に、図７に示す構成の作用について図９乃至図１８をも参照して説明する。指令値発生器１０は、Ｕ相の電圧指令値Ｕ＊の位相を位相指令値θ＊の変化に同期させて出力しており、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊は、電圧指令値Ｕ＊の値を夫々２π／３遅れ，２π／３進んだ値として出力している。
【００３１】
ここで、図１７（ａ）は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の波形データと、ＰＷＭ波形発生器１１においてＰＷＭ変調される搬送波の波形を重ねて示すものであるが、図示の都合上、搬送波の周期は実際よりも長くなっている。また、縦軸の振幅を±１としているが、実際のデータは、例えば８ビットであれば−１〜＋１の振幅レベルを“０〜２５５”にシフトして出力するようにしている。
【００３２】
また、図１７（ｂ）は、図１７（ａ）中に矢印で示した部分（電圧指令値Ｕ＊の位相π／２付近）を拡大して示すもので、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の値が交差している近傍であり、両者の値が比較的近似している領域である。
【００３３】
図９乃至図１５は、指令値変換器２２における演算プログラムのフローチャートを示すものである。図９において、指令値変換器２２は、各相電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊と共に位相指令値θ＊を読み込むと（ステップＡ１），以降のステップＡ２〜Ａ７においては、位相指令値θ＊が何れの区間（電気角）内にあるのかを判定する。
【００３４】
即ち、ステップＡ２〜Ａ７における６つの区間は、何れも三相の指令値の内何れか二相の指令値がほぼ等しくなる区間であり、電気角π／６，π／２，５π／６，７π／６，３π／２，１１π／６を中心とする範囲である（図１６参照）。また、各ステップＡ２〜Ａ７における“±φ”は、区間幅（変換期間）を設定するための位相量である。
【００３５】
そして、指令値変換器２２は、例えば図１７（ｂ）に示すように電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊が近似しており、且つ、電圧指令値Ｕ＊が正である期間において、Ｖ，Ｗ相の指令値レベルを“０”に変換した指令値Ｖ**，Ｗ**を出力する第１変換期間と、Ｖ，Ｗ相の指令値レベルの何れか一方だけを“０”に変換した指令値Ｖ**，Ｗ**を出力する第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間に設定する（図１７
（ｃ）参照）。
【００３６】
即ち、図１７（ｂ）に示す期間は、電気角π／２を中心とする位相区間に対応している。従って、指令値変換器２２はステップＡ３で「ＹＥＳ」と判断し、続いて、図１１に示すように指令値Ｖ＊とＷ＊との差の結果が負（Ｖ＊＜Ｗ＊）であるか否かを判断する（ステップＡ１７）。そして、負である場合は（「ＹＥＳ」）ステップＡ１８に移行して、クロック信号ｃｋ２のレベルが“１（ハイレベル）”であるか否かを判断する。
【００３７】
クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ１９に移行して、変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。◎
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１）
Ｖ**＝Ｗ**＝−１（データ値“０”） …（２）
斯様に指令値を設定することで、Ｖ相とＷ相とＰＷＭ信号の変調度が０％，即ちデューティが０％となってＶ相とＷ相はスイッチングされなくなる。尚、変換電圧指令値Ｕ**は、元の指令値におけるＵ相とＶ相との線間電圧を維持するようにレベルシフトされており、Ｕ相のみがスイッチングされる一相変調期間（第１変換期間）となっている。
【００３８】
一方、ステップＡ１８においてクロック信号ｃｋ２のレベルが“０（ロウレベル）”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ２０に移行して、変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（３）
Ｖ**＝−１ …（４）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（５）
この場合、Ｖ相だけがスイッチングされなくなり、Ｕ，Ｗ相がスイッチングされる二相変調期間となっている。また、変換電圧指令値Ｗ**は、元の指令値におけるＷ相とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベルシフトされている。即ち、１つ前の搬送波周期において指令値Ｗ**が“−１”に固定された分を補うためである。
【００３９】
また、ステップＡ１７において、指令値Ｖ＊とＷ＊との差の結果が正（Ｖ＊＞Ｗ＊）である場合は（「ＮＯ」）ステップＡ２１に移行して、ステップＡ１８と同様にクロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であるか否かを判断する。クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ２２に移行して、（３）式を（６）式に置き換えて実行する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｗ＊−１ …（６）
【００４０】
一方、ステップＡ２１においてクロック信号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ２３に移行して、変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｗ＊−１ …（７）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（８）
Ｗ**＝−１ …（９）
即ち、ステップＡ２２及びＡ２３における処理は、ステップＡ１９及びＡ２０の処理に対して指令値Ｖ＊とＷ＊との大小関係が入れ替わることに基づくものである。
【００４１】
このようにして変換生成された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**が図１７（ｃ）に示すものである。即ち、期間ｄにおいて電圧指令値Ｖ＊とＷ＊とが交差して両者の大小関係が入れ替わるため、前半の期間ａ〜ｄではＶ＊＜Ｗ＊であり、後半の期間ｄ〜ｇではＶ＊＞Ｗ＊となっている。そして、期間ｂ，ｄ，ｆ（クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”の時）においては、変換電圧指令値Ｖ**，Ｗ**を最小レベルに固定し電圧指令値Ｕ**のみで一相変調を行う（第１変換期間）。
【００４２】
一方、クロック信号ｃｋ２のレベルが“０”となる前半の期間ａ，ｃでは、変換電圧指令値Ｖ**だけを最小レベルに固定し、変換電圧指令値Ｕ**，Ｗ**で二相変調を行い、後半の期間ｅ，ｇにおいては、変換電圧指令値Ｗ**だけを最小レベルに固定し変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**のみで一相変調を行う（第２変換期間）。従って、一相変調と二相変調とが搬送波周期毎に交互に実行されるようになる （即ち、ｎ＝１である）。
【００４３】
また、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊が近似しており、且つ、電圧指令値Ｕ＊が負である期間は、電気角３π／２を中心とする位相区間に対応している。従って、指令値変換器２２はステップＡ６で「ＹＥＳ」と判断し、続いて、図１４に示すように指令値Ｖ＊とＷ＊との差の結果が正（Ｖ＊＞Ｗ＊）であるか否かを判断する （ステップＡ３８）。そして、正である場合は（「ＹＥＳ」）ステップＡ３９に移行して、クロック信号ｃｋ１のレベルが“１（ハイレベル）”であるか否かを判断する。
【００４４】
クロック信号ｃｋ１のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ４０に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１０）
Ｖ**＝Ｗ**＝１（データ値“２５５”） …（１１）
斯様に指令値を設定することで、Ｖ相とＷ相とのＰＷＭ信号の変調度が１００％，即ちデューティが１００％となってＶ相とＷ相はスイッチングされなくなる。また、変換電圧指令値Ｕ**は、ステップＡ１９の場合と同様に元の指令値におけるＵ相とＶ相との線間電圧を維持するようにレベルシフトされている。そして、この期間も、Ｕ相のみがスイッチングされる一相変調期間（第１変換期間）となっている。
【００４５】
一方、ステップＡ３９においてクロック信号ｃｋ１のレベルが“０（ロウレベル）”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ４１に移行して、変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊＋１ …（１２）
Ｖ**＝１ …（１３）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）＋１ …（１４）
この場合も、ステップＡ２０と同様に、Ｖ相だけがスイッチングされず、Ｕ，Ｗ相がスイッチングされる二相変調期間となっている。また、変換電圧指令値Ｗ**は、元の指令値におけるＷ相とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベルシフトされている。
【００４６】
以上に一例を示したように、各判断ステップＡ２〜Ａ７において「ＹＥＳ」と判断する場合と電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊との関係は、以下のように対応している。
ステップＡ２：Ｕ＝Ｗ，Ｖ＜０
ステップＡ３：Ｖ＝Ｗ，Ｕ＞０
ステップＡ４：Ｕ＝Ｖ，Ｗ＜０
ステップＡ５：Ｕ＝Ｗ，Ｖ＞０
ステップＡ６：Ｖ＝Ｗ，Ｕ＜０
ステップＡ７：Ｕ＝Ｖ，Ｗ＞０
尚、等号“＝”は、「ほぼ等しい」、の意味で使用している。
【００４７】
そして、他の４つのケースについては、電圧指令値の対応する相を入れ替えた表現となる。即ち、ステップＡ２で「ＹＥＳ」と判断した場合で（図１０参照）、且つ、Ｗ＊＞Ｕ＊である場合に実行されるステップＡ１２（第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝１ …（１５）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊＋１ …（１６）
Ｗ**＝１ …（１７）
ステップＡ１３（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）＋１ …（１８）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊＋１ …（１９）
Ｗ**＝１ …（２０）
【００４８】
また、Ｗ＊＜Ｕ＊である場合に実行されるステップＡ１５（第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝１ …（２１）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２２）
Ｗ**＝１ …（２３）
ステップＡ１６（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝１ …（２４）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２５）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）＋１ …（２６）
【００４９】
一方、上記ケースの極性が反転し、ステップＡ５で「ＹＥＳ」と判断した場合で（図１３参照）、且つ、Ｗ＊＜Ｕ＊である場合に実行されるステップＡ３３ （第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝−１ …（２７）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊−１ …（２８）
Ｗ**＝−１ …（２９）
ステップＡ３４（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）−１ …（３０）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊−１ …（３１）
Ｗ**＝−１ …（３２）
【００５０】
また、Ｗ＊＞Ｕ＊である場合に実行されるステップＡ３６（第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝−１ …（３３）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊−１ …（３４）
Ｗ**＝−１ …（３５）
ステップＡ３７（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝−１ …（３６）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊−１ …（３７）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）−１ …（３８）
【００５１】
更に、ステップＡ４で「ＹＥＳ」と判断した場合で（図１２参照）、且つ、Ｕ＊＞Ｖ＊である場合に実行されるステップＡ２６（第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝１ …（３９）
Ｖ**＝１ …（４０）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（４１）
ステップＡ２７（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝１ …（４２）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋１ …（４３）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（４４）
【００５２】
また、Ｕ＊＜Ｖ＊である場合に実行されるステップＡ２９（第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝１ …（４５）
Ｖ**＝１ …（４６）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊＋１ …（４７）
ステップＡ３０（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）＋１ …（４８）
Ｖ**＝１ …（４９）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（５０）
【００５３】
一方、上記ケースの極性が反転し、ステップＡ７で「ＹＥＳ」と判断した場合で（図１５参照）、且つ、Ｕ＊＜Ｖ＊である場合に実行されるステップＡ４６ （第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝−１ …（５１）
Ｖ**＝−１ …（５２）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊−１ …（５３）
ステップＡ４７（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝−１ …（５４）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）−１ …（５５）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊−１ …（５６）
【００５４】
また、Ｕ＊＞Ｖ＊である場合に実行されるステップＡ４９（第１変換期間）では、各相指令値は以下のように変換され、
Ｕ**＝−１ …（５７）
Ｖ**＝−１ …（５８）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（５９）
ステップＡ５０（第２変換期間）では、以下のように変換される。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）−１ …（６０）
Ｖ**＝−１ …（６１）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（６２）
【００５５】
そして、指令値変換器２２がステップＡ２〜Ａ７の何れにおいても「ＮＯ」と判断した場合はステップＡ８に移行し、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊をそのまま変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**としてステップＡ９に移行し、それらの変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**をＰＷＭ波形発生器２１に出力する。
以上のようにして指令値変換器２２により変換された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の波形を、図１８（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示す。
【００５６】
以上のように、指令値変換器２２は、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか二相の指令値レベルが近似する期間に、一相変調を行う第１変換期間と二相変調を行う第２変換期間とを同一の時間比率で交互に実行する。そして、第１変換期間では、変換対象以外の相（例えば、（１）〜（５）式の例ではＵ相）の電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（同Ｖ相）の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、第２変換期間では、変換対象とする相（Ｖ）を、変換対象以外の相（Ｕ，Ｗ）についての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定すると共に、第１変換期間でのみ変換対象となる相（Ｗ）の電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（Ｖ）の電圧指令値との線間電圧を２倍とするようにレベルシフトする。
【００５７】
斯様に制御することで、従来よりもスイッチングの回数を減少させることができると共に、第１，第２変換期間の夫々において電圧指令値が最大または最小に変換されることで生じる歪み（線間電圧の不足）を変換対象以外の指令値をレベルシフトすることで補正し、モータ９に出力される相電流波形の歪みをより低減してモータ９の駆動を一層低振動且つ低騒音で行うことが可能となる。
【００５８】
次に、以上の技術をベースにした本発明の構成について説明する。電気的構成を示す図１において、インバータ主回路７のＵ相出力端子７ｕとモータ９との間には、例えば変流器などからなる電流検出器２３が介挿されており、その電流検出器２３が検出したＵ相電流の検出信号Ｉｕは、図７における指令値変換器２２に代わる指令値変換器（指令値変換手段，位相変化手段）２４に出力されている。その他の構成は、図７に示すものと同様である。
【００５９】
次に、本実施例の作用について図２乃至図６をも参照して説明する。図２において、指令値変換器２４は、ステップＡ１と同様に電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び位相指令値θ＊を読み込むと（ステップＢ０）、変化位相量αを決定する（ステップＢ１）。
【００６０】
図３は、変化位相量αを決定するためのフローチャートである。指令値変換器２４は、電流検出器２３が出力するＵ相電流検出信号Ｉｕを読み込むと（ステップＣ１）、その検出信号Ｉｕを出力電流位相θIUに変換する（ステップＣ２）。ここでの変換は、例えば略正弦波状を示す検出信号Ｉｕの最大値（Ｕ相電流の最大振幅）を記憶しておき、その最大値に対する比に基づいて変換する。
【００６１】
続いて、指令値変換器２４は、ステップＢ０で読み込んだ位相指令値θ＊を電圧位相θVU* とし、電圧−電流位相差Δθを（６３）式によって求める（ステップＣ３）。
Δθ＝θVU* −θIU …（６３）
そして、変化位相量αを（６４）式によって求める（ステップＣ４）。
α＝Δθ−π／２ …（６４）
【００６２】
このステップＣ４における変化位相量αの決定は、以下の理由に基づく。図４（ａ）は、指令値変換器２４が出力する変換電圧指令値Ｕ**の波形であり、図４（ｂ）は、Ｕ相出力電流（Ｉｕ）の波形である。通常、インバータによってモータの巻線に電圧を印加することで電流を通電し駆動すると、その電圧，電流間の位相は、電圧が電流に対して進み位相となる傾向を示す。例えば、図４（ａ），（ｂ）においては、電圧位相が電流位相に対してπ／６進んだ状態となっている。
【００６３】
指令値変換器２４が出力する変換電圧指令値Ｕ**は、前述のように、第１，第２変換期間を交互に繰り返してインバータ主回路７におけるスイッチングを抑制する変換期間を有している。例えば、指令値Ｕ**の位相π／２を中心とする設定位相量±φの期間においては、前半（−φ側）がＵ相のみ１相変調する期間及びＵ，Ｗ相で２相変調する期間であり、後半（＋φ側）がＵ相のみ１相変調する期間及びＵ，Ｖ相で２相変調する期間である。従って、この期間ではＵ相は常にスイッチングされており、前記期間に隣接するのがＵ相のスイッチングが完全に停止される期間となっている。
【００６４】
そして、指令値Ｕ**と出力電流Ｉｕとの位相関係を参照すると、Ｕ相のスイッチングが行われている（π／２±φ）の期間は、出力電流Ｉｕのピーク付近にかかっている。そのため、当該期間におけるスイッチング損失の抑制は充分であるとは言えない。
【００６５】
そこで、本実施例では、変化位相量αを導入することによって変換期間を進み位相側にずらすようにする。例えば、図４（ｃ）には、変化位相量αを−π／６に設定して変換期間をずらした場合の指令値Ｕ**の波形である。この波形では、Ｕ相のスイッチングが行われる期間が出力電流Ｉｕのゼロクロス点により接近している。また、Ｕ相のスイッチングが停止する期間は、出力電流のピーク付近により近付いている。このため、スイッチング損失はより小さくなる。
【００６６】
以上の原理に基づいて、スイッチング損失を最小にすることを考えると、指令値Ｕ**について連続してスイッチングが行われる期間の中心位相を、出力電流Ｉｕのゼロクロス点に一致させることが最適であると考えられる。従って、指令値変換器２４は、電圧−電流位相差Δθを求め、その位相差Δθに変化位相量αを加えた場合に、スイッチング期間の中心位相が出力電流Ｉｕに対してトータルでπ／２だけ進むように設定することで前記中心位相が出力電流Ｉｕのゼロクロス点に一致するようにしている。
【００６７】
即ち、以上の処理は、Ｕ相の電圧指令値Ｕ＊が指令値変換器２４において変換対象とならない（最大または最小に変換されない）期間に、Ｕ相の出力電流Ｉｕのゼロクロス点がかかるように変換期間の設定位相を変化させる処理である。
【００６８】
再び、図３を参照して、指令値変換器２４は、ステップＣ４で変化位相量αを決定すると、続くステップＣ５において、変化位相量αの絶対値と上限値αmax とを比較し、絶対値｜α｜が上限値αmax 未満であれば（「ＮＯ」）ステップＣ４で求めた位相量αをそのまま用いるようにする（ステップＣ６）。一方、絶対値｜α｜が上限値αmax を超えている場合は（「ＹＥＳ」）、位相量αを上限値αmax で制限する（ステップＣ７）。即ち、
α＝α・αmax ／｜α｜ …（６５）
とする。ここで、（６５）式の右辺で“α／｜α｜”をαmax に乗じているのは、正負の符号を付与するためである。
【００６９】
また、上限値αmax は、以下の原理に基づいて定められる。前述のように、変換期間においては、線間電圧を補償するため指令値のレベルシフトを行っている。例えば、ステップＡ１３では、
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）＋１ …（１８）
となっている。そして、変化位相量αを大きく設定すると、その分だけ電圧指令値Ｕ＊，Ｗ＊の差が大きくなるため、変化位相量αをあまりに大きく設定すると、（１８）式で定まる指令値Ｕ は出力可能な範囲を超えて過変調状態に陥ることになる。
【００７０】
例えば、図５及び図６は、設定位相量φ＝π／６，変化位相量α＝−π／３の場合の各相変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示すが、振幅Ｖa が比較的小さい図５の場合には各相変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**は出力可能な範囲に設定されているが、振幅Ｖa が比較的大きい図５の場合には、各相変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**は変換期間において出力可能な値域を超えて過変調状態となっている。
【００７１】
このように過変調状態が生じると、出力電流波形の歪みが大きくなるため好ましくない。従って、過変調状態を抑制する範囲で上限値αmax を定めている。具体的には、上限値αmax は（６６）式で決定される。
αmax ＝ｓｉｎ−１（１／（√３・Ｖa ））−φ …（６６）
【００７２】
例えば、Ｕ，Ｖ各相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊の差は、平衡三相交流の線間電圧に等しいので、
Ｕ＊−Ｖ＊＝Ｖa ｓｉｎθ …（６７）
となる。尚、（６７）式のθは、指令値Ｕ＊，Ｖ＊の交点で０（ｒａｄ）となる位相である。また、Ｖa は、電圧指令値の振幅レベルを設定する変数である。そして、変換期間における補正は、（１８）式に示すように線間電圧の２倍で行うので、その補正結果が正弦波の相対振幅値２（−１〜＋１）を超えないように抑えれば良い。即ち、
２√３・Ｖa ｓｉｎ（φ＋αmax ）＝２ …（６８）
となり、（６８）式から（６６）式を導出している。
【００７３】
再び、図２を参照する。以上のように、ステップＢ１において変化位相量αを求めると、以降のステップＢ２〜Ｂ７は、ステップＡ２〜Ａ７に示す各位相区間に変化位相量αを加えたものである。従って、各変換期間の設定位相は、変化位相量α分だけ進み位相側に変化する。
【００７４】
そして、指令値変換器２４は、ステップＢ２〜Ｂ７において何れも「ＮＯ」と判断した場合はステップＢ８において電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊をそのまま変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**としてＰＷＭ波形発生器（指令値出力手段）２１に出力する。また、各ステップＢ２〜Ｂ７において「ＹＥＳ」と判断し、図１０乃至図１５に示す処理を実行した後は、ステップＢ９に移行して変換した電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を出力する。
その結果、例えば図５に示すように、変化位相量αに基づいて各相変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の変換期間が変化するようになる。
【００７５】
以上のように本実施例によれば、指令値変換器２４は、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか二相の指令値レベルが比較的近似する期間において、それら二相の指令値レベルを最大または最小に固定し一相変調を行う第１変換期間と、それら二相の内何れか一相の指令値レベルを最大または最小に固定して二相変調を行う第２変換期間とを同一の時間比率で交互に実行する変換期間を設定し、更に、変換期間が設定された位相を変化位相量αによって変化させた変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**により搬送波をパルス幅変調することで、インバータ主回路７にスイッチング制御信号を出力する。
【００７６】
従って、インバータ主回路７のＩＧＢＴ１〜６によるスイッチング動作の回数が抑制される期間の設定位相が変化するので、ＩＧＢＴ１〜６において発生するスイッチング損失をより低減できる期間に変換期間の設定位相を調整することが可能となり、スイッチング損失の低減効果をより高めることができる。
【００７７】
そして、指令値変換器２４は、変換期間の設定位相を、電圧指令値Ｕ＊と出力電流Ｉｕとの位相差Δθに基づいて、変換電圧指令値Ｕ**について連続的にスイッチングが行われる期間の中心位相が、出力電流Ｉｕのゼロクロス点に一致するように変換期間の設定位相を変化させるようにした。即ち、前記中心位相を含む前後の所定期間はＩＧＢＴ１〜６によるスイッチング動作が行われるため、該所定期間を出力電流Ｉｕのゼロクロス点付近に設定することでスイッチング損失を低減することができる。逆に、電圧指令値の変換期間は出力電流が大きくなる期間にかかるようになり、当該期間におけるスイッチング動作が抑制されるため、スイッチング損失を更に低減することができる。
【００７８】
また、本実施例によれば、指令値変換器２４は、第１変換期間では、変換対象以外の相（例えば、（１）〜（５）式の例ではＵ相）の電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（同Ｖ相）の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、第２変換期間では、変換対象とする相（Ｖ）を、変換対象以外の相（Ｕ，Ｗ）についての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定すると共に、第１変換期間でのみ変換対象となる相（Ｗ）の電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（Ｖ）の電圧指令値との線間電圧を２倍とするようにレベルシフトした。
【００７９】
従って、従来よりもスイッチングの回数を減少することができると共に、第１，第２変換期間の夫々において電圧指令値が最大または最小に変換されることで生じる歪み（線間電圧の不足）を変換対象以外の指令値をレベルシフトすることで補正して、モータ９に出力される相電流波形を歪みがより少ないものにすることができるので、モータ９の駆動を一層低振動且つ低騒音で行うことが可能となる。また、指令値変換器２３は、変換期間を搬送波周期の２倍に設定するので、変換処理を搬送波に同期したタイミングで容易に実行することができる。
【００８０】
そして、指令値変換器２４は、指令値をレベルシフトする補正を行う場合は、第２変換期間における電圧指令値が最大値または最小値を超えない範囲で変化位相量αを設定するので、第２変換期間でレベルシフトを行う場合でも過変調状態に陥ることを防止できる。
【００８１】
（第２実施例）
図１９は本発明の第２実施例を示すものであり、例えば電気自動車の駆動用に用いられるブラシレスモータ（多相交流モータ）を駆動制御するための周知の制御系（電流制御）に本発明を適用した場合の機能ブロック図である。即ち、電流指令値ｉｑ＊は、スロットルの開度信号やモータの回転速度等に応じてＥＣＵ(Electronic Control Unit) により与えられるトルク指令値であり、電流指令値ｉｄ＊は、指令値ｉｑ＊に応じてテーブルより読み出されて与えられる磁束指令値である。
【００８２】
これらの電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、減算器２５ａ，２５ｂに被減算値として夫々与えられている。電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、インバータ主回路の出力電流を電流センサにより検出したものであり、ｕｖｗ／ｄ−ｑ変換部２６に与えられている。ｕｖｗ／ｄ−ｑ変換部２６は、位相検出値θに基づいて電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄ−ｑ軸（回転座標軸）のベクトル成分に変換（三相／二相変換）し、二相電流値ｉｄ，ｉｑを減算器２５ａ，２５ｂに減算値として出力する。
【００８３】
減算器２５ａ，２５ｂの出力信号は、例えばＰＩ制御などを行う電流制御部２７ａ，２７ｂに与えられて電圧指令値ｖｄ′＊，ｖｑ′＊に変換され、減算器２８ａ，加算器２８ｂに被減算値，被加算値として夫々与えられている。非干渉化部２９は、ｕｖｗ／ｄ−ｑ変換部２６が出力する二相電流値ｉｄ，ｉｑに基づいてブラシレスモータに発生する逆起電力を検出すると、その逆起電力を減算器２８ａ，２８ｂに減算値，被加算値として出力する。そして、減算器２８ａ，加算器２８ｂの出力信号は、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊としてｄ−ｑ／ｕｖｗ変換部３０に与えられている。
【００８４】
ｄ−ｑ／ｕｖｗ変換部３０は、位相検出値θに基づいて電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊に変換し（二相／三相変換）し、その電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を指令値変換器２４に出力する。そして、指令値変換器２４は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に変換してＰＷＭパターン発生器１１に出力する。以降の構成は第１実施例等と同様である。
尚、第２実施例の構成は、ハードウエア，ソフトウエアの何れによっても可能である。
以上のように第２実施例によれば、本発明をブラシレスモータの電流制御を行う場合にも適用することができる。
【００８５】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
位相変化量αは、電圧−電流位相差Δθとの和によって、何れかの電圧指令値について変換手段の変換対象とならない期間が、前記電圧指令値に対応する相の出力電流のゼロクロス点にかかるように、π／２を上限として設定すれば良い。
変換期間の設定は、位相指令値θ＊若しくは位相量θに基づくものに限らず、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の値を比較することで行っても良い。
指令値出力手段と指令値変換手段とを一体に構成しても良い。
第２実施例において、非干渉化部３０は必要に応じて設ければ良い。また、第２実施例の電流制御に限ることなく、速度制御や位置制御、またはブラシレスモータに対するものとは全く異なる制御方式でも、最終的に電圧指令値を出力するものであれば適用できる。
また、以上の各実施例では、三角波比較ＰＷＭで説明したが、変調方式はこのような搬送波をベースにしたものに限ることはなく、スイッチングによってパルス幅を変えることで電力を変換するものであれば他の変調方式でも良い。
デジタル制御する場合は、二相を固定することによる線間電圧の不足分をメモリに蓄えておき、１相のみ固定する期間にリアルタイムで重畳させるようにしても良い。
スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることなく、例えばパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどでも良い。
電流センサやホールＩＣ，ロータリエンコーダやレゾルバなどを用いてモータ９のロータの位置情報を得るものに限らず、例えばモータ９の誘起電圧を分圧抵抗やコンパレータなどにより検出してロータの位置情報を得る、所謂センサレス駆動方式を採用しても良い。
【００８６】
出力電流の検出値Ｉｕに代えて、外部より与えられる電流指令値と、電圧指令値との位相差に基づいて変化位相量αを決定しても良い。
ｎ＝１に限ることなく、ｎは正の実数に適宜設定すれば良い。
指令値変換手段を中心とする構成は、ＤＳＰを用いるものに限らず、ＣＰＵを用いて構成するものでも良い。
例えば、三相交流モータにおいて何れか一相のみを固定し、二相だけで変調を行う二相変調方式を常時行っているものについて、その状態から更に一相を固定することにより、上記各実施例と同様に所定の期間だけ二相を固定するようにしても良い。この場合、スイッチング回数を更に低減することができる。
四相以上の多相交流モータに適用しても良い。
電気自動車やハイブリッド電気自動車などに使用される多相交流モータに限ること無く、ＵＰＳ(Uninterruptible Power Supply ：無停電電源) など多相の線間電圧を出力するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、電力変換装置の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート
【図３】図２に示すステップＢ１の詳細を示すフローチャート
【図４】（ａ）は位相変化量α＝０の場合の変換電圧指令値Ｕ**、（ｂ）はＵ相出力電流Ｉｕ、（ｃ）は位相変化量α＝−π／６の場合の変換電圧指令値Ｕ**を示す図
【図５】（ａ）は振幅Ｖa が比較的小さい場合の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）〜（ｄ）は、位相変化量α＝−π／６の場合の変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図６】（ａ）〜（ｃ）は、振幅Ｖa が比較的大きく、位相変化量α＝−π／６の場合の変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図７】本実施例のベースとなる技術を説明するための図１相当図
【図８】（ａ）はＰＷＭ変調の搬送波、（ｂ）は搬送波に同期したクロック信号ｃｋ１、（ｃ）はクロック信号ｃｋ１に対して９０°遅れ位相のクロック信号ｃｋ２を示す図
【図９】図２相当図（その１）
【図１０】図２相当図（その２）
【図１１】図２相当図（その３）
【図１２】図２相当図（その４）
【図１３】図２相当図（その５）
【図１４】図２相当図（その６）
【図１５】図２相当図（その７）
【図１６】電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を重ね合わせて示す図
【図１７】（ａ）は図１６相当図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図、（ｃ）は （ｂ）に対応する変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図１８】（ａ）〜（ｃ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を示し、（ｄ）〜（ｆ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図１９】本発明の第２実施例であり、電気自動車の駆動用に用いられるブラシレスモータを駆動制御する制御系に本発明を適用した場合の機能ブロック図
【図２０】従来技術を示す図１相当図
【図２１】ＰＷＭ波形発生器の詳細な構成を示す図
【図２２】図１７（ａ），（ｂ）相当図
【符号の説明】
１〜６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はインバータ主回路、９は多相交流モータ、１０は指令値発生器（指令値出力手段）、１１はＰＷＭ波形発生器 （制御信号出力手段）、２１はＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）、２４は指令値変換器（指令値変換手段，位相変化手段）を示す。

Claims (16)

1. 多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路と、
   各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、
   この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力する指令値変換手段と、
   この指令値変換手段によって前記第１変換期間と前記第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化させる位相変化手段と、
   この位相変化手段によって設定位相が変化された変換期間を有する電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記位相変化手段は、前記変換期間の設定位相を、前記電圧指令値と前記インバータ主回路から前記多相負荷に流れる出力電流との位相差に基づいて変化させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記位相変化手段は、前記指令値変換手段における電圧指令値の変換対象とならない期間が、前記電圧指令値に対応する相の出力電流のゼロクロス点にかかるように、前記変換期間の設定位相を変化させることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記位相変化手段は、前記変換期間の設定位相を、前記電圧指令値と外部より与えられる電流指令値との位相差に基づいて変化させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記位相変化手段は、前記指令値変換手段における電圧指令値の変換対象とならない期間が、前記電圧指令値に対応する相の電流指令値のゼロクロス点にかかるように、前記変換期間の設定位相を変化させることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記多相負荷は多相交流モータであることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の電力変換装置。
7. 前記指令値変換手段は、前記第２変換期間を前記第１変換期間のｎ（ｎは、正の実数）倍とし、
   前記第１変換期間においては、変換対象以外の相についての電圧指令値を、前記第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、
   前記第２変換期間においては、前記第１変換期間においてのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトすることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の電力変換装置。
8. 前記位相変化手段は、前記第２変換期間における電圧指令値が出力可能な値を超えない範囲で、変化させる位相量を設定することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力し、
   これらの電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力し、
   前記第１変換期間と前記第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定されている位相を変化させ、
   設定位相が変化された変換期間を有する電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
10. 前記変換期間の設定位相を、前記電圧指令値と前記インバータ主回路から前記多相負荷に流れる出力電流との位相差に基づいて変化させることを特徴とする請求項９記載の多相負荷の駆動制御方法。
11. 前記電圧指令値の変換対象とならない期間が、当該電圧指令値に対応する相の出力電流のゼロクロス点にかかるように、前記変換期間の設定位相を変化させることを特徴とする請求項１０記載の多相負荷の駆動制御方法。
12. 前記変換期間の設定位相を、前記電圧指令値と外部より与えられる電流指令値との位相差に基づいて変化させることを特徴とする請求項１０記載の多相負荷の駆動制御方法。
13. 前記電圧指令値の変換対象とならない期間が、当該電圧指令値に対応する相の電流指令値のゼロクロス点にかかるように、前記変換期間の設定位相を変化させることを特徴とする請求項１２記載の多相負荷の駆動制御方法。
14. 前記多相負荷は多相交流モータであることを特徴とする請求項９乃至１３の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
15. 前記指令値変換手段は、前記第２変換期間を前記第１変換期間のｎ（ｎは、正の実数）倍とし、
    前記第１変換期間においては、変換対象以外の相についての電圧指令値を、前記第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、
    前記第２変換期間においては、前記第１変換期間においてのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトすることを特徴とする請求項９乃至１４の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
16. 前記第２変換期間における電圧指令値が出力可能な値を超えない範囲で、変化させる位相量を設定することを特徴とする請求項１５記載の多相負荷の駆動制御方法。

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