JP2654118B2

JP2654118B2 - Ｐｗｍ制御方法

Info

Publication number: JP2654118B2
Application number: JP63233403A
Authority: JP
Inventors: 克前川; 喜平中島
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-09-20
Filing date: 1988-09-20
Publication date: 1997-09-17
Anticipated expiration: 2012-09-17
Also published as: JPH0284072A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明はVVVFインバータの制御方法に関し、特に車両
用VVVFインバータのPWM制御方法に関する。

（従来の技術） VVVFインバータの主回路構成を第４図に示す。図にお
いて１は直流電源、２は直流電圧を可変電圧可変周波数
の交流電圧に変換するインバータ、3a〜3dは誘導電動機
である。車両用の場合、図のようにインバータ２のスイ
ッチング素子としてGTOが用いられる場合が多い。GTOは
トランジスタなどに比べ高耐圧，大電流が可能で、車両
用として適しているが、その反面スイッチング速度が制
限され、変調周波数を高く出来ない。このため低い変調
周波数でいかに高調波の少ない出力電圧を得るかが、す
なわちPWM制御方法がインバータ装置の性能を左右す
る。

車両用の場合、変調周波数がたかだか200Hzであるの
に対し、インバータ運転周波数も200Hz程度が要求され
る。このためPWM方式としては運転周波数がごく低い場
合を除いて同期式が用いられる。非同期式PWMでは運転
周波数と変調周波数との間でビートを生じ安定した電圧
を出力できないためである。同期式，非同期式のPWMに
ついては上山直彦「ニュードライブエレクトロニクス」
S57.7.25の70ページにて述べられている。VVVFインバー
タでは同期式PWMを行う場合、各線間電圧の対称性、３
つの線間電圧波形が120度位相差の同一波形となること
などの制限から、取り得るパルス数が限られる。例え
ば、もっとも一般的な３相正弦波と三角波との比較によ
るPWMの場合、45パルス,27パルス,15パルス,9パルス,5
パルス,3パルス,1パルスなどがこれらの制限を満足する
パルス数である。運転周波数が低ければ45パルスモード
で運転し、運転周波数が上昇するに連れて27パルスモー
ド,15パルスモードとパルス数を徐々に減少させ変調周
波数を常に一定の範囲に保つ。

（発明が解決しようとする課題）この様にパルス数を切り替える場合に問題となるのは
パルスモードの変化により電圧の変動である。パルスモ
ードが異なれば同一変調率であっても多かれ少なかれ出
力電圧は異なる。当然ながら、パルス数が大きく異なれ
ばその出力電圧の差も大きいから、切り替えは上記取り
得るパルスモードをできるだけ多く用いて徐々に減少，
増加させなければならない。それでもなおパルスモード
切り替えは問題点を持つ。パルス数が多い場合、例えば
45パルスモードと27パルスモードとではその出力電圧の
差はわずかである。パルス数が減少するにしたがってパ
ルスモード間の出力電圧の差は大きくなる。このため、
５パルスモードから３パルスモードへ切り替える場合、
３パルスモードから１パルスモードへ切り替える場合な
どにはその影響は顕著であり、電圧の急変により大電流
が流れる。このためトルクリップルを生じるほか、はな
はだしく過電流によりインバータの運転を停止してしま
う。

これを第５図〜第８図を参照して説明する。第５図は
９パルスモード、第６図は５パルスモード、第７図は３
パルスモード、第８図は１パルスモードのPWMの原理説
明図である。それぞれの図において、（ａ）は電気角、
（ｂ）は搬送波と電圧基準波形との比較によるPWMの様
子を示す図である。簡単のため電圧基準波形はＵ相の波
形のみ示している。図示していないがＶ相,W相波形はそ
れぞれＵ相波形から120度,240度位相が遅れている。
（ｃ）は（ｂ）の電圧基準波形と搬送波との比較により
得られるＵ相PWM信号波形である。同期式であり前記制
約条件を満たしていることから、Ｖ相PWM信号波形
（ｄ）,W相PWM信号波形（ｅ）はＵ相PWM信号波形（ｃ）
をそれぞれ前記位相分だけずらした波形となる。（ｆ）
は第４図のインバータ２を前記PWM信号（ｃ），
（ｄ），（ｅ）に基づいて運転したときインバータ２の
Ｕ相Ｖ相線間電圧として現れる波形である。第５図の９
パルスモードの場合、三角波の周波数は正弦波の周波数
の９倍である。図示していないが、15パルス,27パルス,
45パルスの場合も三角波の周波数は正弦波の周波数の各
々15倍,27倍,45倍である。この様に正弦波と三角波との
周波数倍率がそのまま線間電圧のパルス数となり、かつ
前記制約条件が満たされるパルスモードは限られてい
る。９パルスよりも少ないパルス数で同じ条件が満たさ
れるのは第７図の３パルスの場合である。もともと第５
図，第７図のような正弦波と三角波との比較によるPWM
において、変調率と出力電圧との間に直線性が得られる
のは、パルス数が多い場合であり、パルス数が少なくな
るにつれてその直線性は悪化する。また、パルス数が大
きく異なればPWM信号が変化する毎に持たせる素子保護
のためのデッドタイムの回数変化によって、出力電圧も
大きく変化する。９パルスモードから、３パルスモード
に移行する場合のようにパルス数が少ないところでのパ
ルス数切り替えは、変調率に対する出力電圧の直線性の
悪化の度合も大きく、しかもパルス数の比が３倍もある
ことから、切り替え時のショックは大きい。そのため、
第６図の５パルスモードが用いられる。第６図の場合、
三角波は特殊であるが線間電圧は同図（ｆ）のように前
記制約条件を満たす対称波形が得られる。この５パルス
モードを用いることにより９パルスから直接３パルスに
切り替える場合よりショックを小さくすることができ
る。第８図では（ｂ）を描いていない。それは１パルス
では電気角（ａ）のみによって波形が定まってしまい、
線間電圧波形は同図（ｆ）のようになり電圧の大きさを
制御することができないからである。

このようにパルス数を徐々に切り替えるようにしても
なお切り替え時のショックは残る。これをより小さくす
るためには以下のような方法を取る。同一変調率でもパ
ルス数が異なれば出力電圧は異なるが、それぞれのパル
ス数における電圧は変調率によって定まるから、電圧指
令が与えられたとき、どのパルスモードでも所望出力電
圧が得られるように、パルスモード毎に電圧指令と変調
率との関数関係を変えるのである。これによってパルス
モードが変わっても出力電圧は同じ大きさとなり、高調
波分の相違だけとなるからパルス数切り替え時のショッ
クはより小さくなる。

それでもなお３パルスモードと１パルスモードとの切
り替え時にはショックがある。１パルスモードでは電圧
を制御できないからおなじ出力電圧とするためには３パ
ルスモードで１パルスモードと同じ大きさの出力電圧を
得なければならない。第７図（ｂ）において正弦波の大
きさを徐々に大きくしたとき、その大きさが三角波の大
きさをこえると第７図（ｆ）は第８図（ｆ）（１パルス
モード）と同一波形となる。問題はその寸前、正弦波の
大きさが三角波の大きさよりもわずかに小さいときどれ
だけの線間電圧を出力できるかである。インバータに使
用される素子がIGBTやFETのように拘束スイッチング可
能な素子であれば、第７図（ｆ）における狭幅パルスの
幅Δｔをごく狭くすることができ、第８図（ｆ）にスム
ーズに移行することができる。しかし、GTOの場合、Δ
ｔとして数百μsecが必要であるため、第８図（ｆ）に
移行したときのショックを避け得ない。

本発明はこのような少ないパルス数、３パルスモード
と１パルスモードとのパルスモード切り替え時の電圧変
化量を低減し、スムーズな運転を可能とすることを目的
とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）３パルスモードと１パルスモードとの移行をスムーズ
にしようとすると、１パルスモードは波形が定まってお
り、出力電圧も動かすことのできないものであるから、
３パルスモードにおいて変調率が高くなると１パルスモ
ードに波形を近付けるとともに出力電圧の大きさも近付
けていかねばならない。車両用のようにスイッチング速
度の遅いGTOを用いたインバータでは狭幅パルスの幅を
あまり狭くすることなくこれを実現しなければならな
い。３パルスモードの場合の線間電圧波形を1/4周期だ
け、第９図に示す。線間電圧のピークを電気角０度とし
て示している。この線間電圧波形にはスイッチングタイ
ミングα1,α2,α３が現れているが、自由度が３あるわ
けではない。第７図（ｃ）（ｄ）（ｅ）を見ればわかる
ように実際には自由度は１しかない。第７図の三角波比
較の場合は第10図（ａ）のように α１＝π/6−β，α２＝π/6＋β，α３＝π/3 （１）となり、変調率によってβのみが変わり出力電圧の大き
さが変化する。これに対して同じく自由度１で第11図
（ａ）のような波形が考えられる。すなわち α１＝π/3−γ，α２＝π/3,α３＝π/3＋γ （２）で表され変調率によってγが変わり出力電圧の大きさが
変化する。それぞれの場合について狭幅パルスが最小値
Δｔを取ったときの波形を第10図，第11図の（ｂ）に示
す。また１パルスモード時の波形をそれぞれの図の
（ｃ）に示す。第11図の方が出力電圧が大きく取れ１パ
ルスモード時の電圧に近いことは図より明らかである。
したがって第11図のように線間電圧を制御して出力する
ことが可能であれば、１パルスモードと３パルスモード
との切り替えをスムーズにおこなうことができる。第11
図における出力電圧とγとの関係を求めてみる。直流電
圧のおおきさをVdcとすると、基本波成分の実効値の大
きさV1はで求められる。第11図ではγの制御範囲は０≦γ≦π/6
であり、γ＝０の時に最大値をとる。これは周知のように、１パルスモード時の出力
電圧の大きさに等しい。またγ＝π/6の時に最小値をとる。すなわち第11図をみるかぎりでは、出力電圧を
０まで制御することはできないようにみえる。そこで具
体的に第11図を実現するためには各相がどの様な波形を
取るべきかを第12図に示す。第12図において（ａ）は第
５図における（ａ）と同様に電気角を、（ｃ）（ｄ）
（ｅ）はU,V,W相のPWM信号を、（ｆ）はUV線間電圧波形
を示している。（ｇ）は線間電圧の1/4周期について第1
1図相当の電気角目盛りをつけたものである。この第12
図のようにγを取り、γ＞π/6とすると第13図のように
なる。（ａ）〜（ｇ）は第12図と同じである。γがπ/6
を越えると線間電圧波形のα３が変わり α１＝π/3−γ，α２＝π/3,α３＝２π/3−γ （４）となる。しかし、第13図において出力電圧の基本波成分
の大きさを求めるととなって（３）式と同じ結果が得られる。第13図におい
てはπ/6≦γ≦π/3の範囲でγを制御でき、γ＝π/6の
時に最小値をとり，γ＝π/3のとき最小値V1＝０をとる。

結局、各相PWM信号は０≦γ≦π/3の範囲で連続して
制御でき、そのときγ＝π/6を境にして線間電圧波形は
変化するが、γと出力電圧の大きさとの関係は不変であ
ることがわかる。

したがって変調率ｋをで定義するとｋ＝０〜１に対して出力電圧を０電圧から
１パルスモード時に等しい電圧までリニアに制御でき
る。

（作用）０≦γ≦π/3なるγに対して（６）式の右辺の関数を
発生させて変調率ｋと比較し、その大小関係からPWM信
号を得れば、３パルスモードにおいて変調率に比例した
出力電圧を得ることができる。また、変調率が１に近く
なるとパルス波形、出力電圧の大きさとも１パルスモー
ドの場合に近似となり、スムーズな１パルスモードへの
移行が可能となる。

（実施例）本発明の一実施例の構成を第１図に示す。３パルスモ
ードと１パルスモードの切り替え部分のみが重要であり
その他は車両用であろうと汎用インバータであろうとあ
まり関係がないので、簡単のため汎用インバータの制御
回路で説明する。第１図において10はインバータの運転
周波数送令値に比例した電圧を出力する運転周波数設定
器、11は運転周波数設定器の出力電圧に比例した周波数
のパルス列を出力するV/Fコンバータ、12はV/Fコンバー
タの出力をするパルスを計数してその値をパラレルデー
タで出力するカウンタである。カウンタ12の出力するパ
ラレルデータは180度を周期とする電気信号でありROM13
a〜ROM13cの下位アドレスに与えられる。14はモード切
り替え回路で運転周波数設定器10の出力電圧を複数の所
定電圧レベルと比較し、その結果をパラレルデータで出
力するパルスモード切り替え回路である。パルスモード
切り替え回路14の出力はROM13a〜ROM13cの上位アドレス
に与えられる。15はA/Dコンバータであり、運転周波数
設定器の出力電圧をそれに応じたデジタル値に変換す
る。A/Dコンバータ15の出力はデジタル比較器16a〜16c
の一方の比較入力として与えられる。デジタル比較器16
a〜16cの他方の比較入力にはROM13a〜ROM13cのデータが
与えられる。デジタル比較器16a〜16cはA/Dコンバータ1
5の出力とROM13a〜ROM13cのデータとを比較しその大小
により、“0",“1"の論理信号を出力する。この論理信
号は排他的論理和回路17a〜17cの一方の入力端子に与え
られる。カウンタ12の出力するパラレルデータのうち電
気角30度毎に反転する信号が６進カウンタ18に与えられ
る。６進カウンタ18は入力をカウントして各信号は電気
角180度毎に反転し相互に120度ずつ位相のずれた３ビッ
トの信号を出力する。この各信号はそれぞれ排他的論理
和回路17a〜17cの他方入力端子に与えられる。排他的論
理和回路17a〜17cはデジタル比較器16a〜16cの出力と６
進カウンタ18の出力とを各１ビットずつ排他的論理和を
取る。排他的論理和回路17a〜17cの出力はそのままの極
性でインバータの正側アームUP,VP,WPのゲート信号とさ
れ、否定論回路19a〜19cによって極性反転されてインバ
ータの負側アームのUN,VN,WNのゲート信号とされる。こ
の構成は特願昭55−129883と基本的に同じであり、PWM
信号の発生原理も同じである。本発明はROM13a〜ROM13c
に書かれる３パルスモードPWM用の関数とそれによって
得るPWM信号の電圧制御性、１パルスモードへのスムー
ズな移行にある。

第２図および第３図を用いて第１図の実施例の作用を
説明する。第２図において（ａ），（ｂ），（ｃ）は６
進カウンタ18の出力信号である。（ｄ）はデジタル比較
器17aにおける比較の様子を示している。モード切り替
え回路14が３パルスモードを選択していると、ROM13aは
電気角０からπ/3までの間2cosθ−１なる関数を出力
し、π/3〜π/2までは０、π/2からπまでは０からπ/2
までを折り返した波形となる。またカウンタ12が180度
を周期としてカウントしているから、πから２πまでは
０からπまでと同じ波形である。A/Dコンバータ15の出
力が変調率ｋである。したがってROM13aの出力する関数
と変調率を比較することにより（ｅ）に示す波形がデジ
タル比較器16aから出力される。排他的論理和回路17aに
よってこの信号と（ａ）に示す信号とが排他的論理和を
とられ（ｆ）に示すような１周期分のPWM信号が得られ
る。ROM13b,ROM13cに書き込む関数の位相をあらかじめ
ずらしておくことにより、排他的論理和回路17b,17cか
らはおのおの（ｆ），（ｇ）に示すPWM信号が出力され
る。これらのPWM信号によりインバータを運転すると３
相出力線間電圧は（ｊ），（ｋ），（ｌ）に示すように
３パルスの波形となる。

第３図は変調率が高いときに３パルスモードから１パ
ルスモードへ移行する様子を示している。第２図と同じ
符号を付された波形は同一部分の波形である。時刻t1ま
では３パルスモードであり、それ以後は１パルスモード
である。ROM13a〜ROM13cは１パルスモードでは０を出力
するから６進カウンタ18の出力のみによって波形が定ま
る。３パルスモードの線間電圧をみると変調率が高いに
も関わらずある程度の幅が確保されているが、３パルス
間の零電圧の狭幅パルスの位置が正電圧が正電圧あるい
は負電圧を出力している期間の両端部によることにより
基本波電圧を高くしていることが分かる。したがって時
刻t1においてスムーズに１パルスモードに移行すること
ができる。

〔発明の効果〕

以上述べてきたように本発明によれば、３パルスモー
ドにおける変調率に対する出力電圧の直線性がよく、か
つ１パルスモードへの切り替え時のショックを少なくす
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図，第３図は
第１図の実施例の動作説明図、第４図は本発明のPWM制
御方式で運転されるインバータ主回路例、第５図乃至第
８図は同期式PWMにおける種々のパルス数のPWM信号の
例、第９図は３パルスモードの線間電圧波形、第10図は
三角波比較方式における３パルスモードの線間電圧波
形、第11図は本発明で得ようとする３パルスモードの線
間電圧波形、第12図，第13はそれぞれ変調率の大きい場
合と小さい場合の本発明で得ようとするPWM信号と線間
電圧波形である。１……直流電源、２……インバータ 3a〜3d……誘導電動機、10……運転周波数設定器 11……V/Fコンバータ、12……カウンタ 13a〜13c……ROM、14……モード切り替え回路 15……A/Dコンバータ、16a〜16c……デジタル比較器 17a〜17c……排他的論理和回路 18……６進カウンタ、19a〜19c……否定論理回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】３相電圧形インバータ用の同期式PWM制御
において、一相については電気角θが０からπ/3までの
間は2cosθ−１なる波形、π/3〜π/2までは０、π/2か
らπまでは０からπ/2までの波形を電気角に対して対称
に折り返した波形となるような電気角πを周期とする関
数を発生させ、他の２相については前記相の関数からそ
れぞれ２π/3,4π/3位相を異ならせて発生させ、これら
の関数と変調率との比較結果と電気角とにもとづいてPW
M信号を得ることを特徴とするPWM制御方法。