JP4483749B2 - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、導通制御端子への電圧の印加により導通状態が制御される電圧駆動形のパワースイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路により入力電力の変換された出力電力を生成すべく前記パワースイッチング素子のスイッチング制御を行なう制御手段を備える電力変換回路の制御装置に関する。
この種の電力変換回路として、パワースイッチング素子を備え、直流電力を交流電力に変換して３相モータに供給するインバータが周知である。そして、このインバータの制御装置としては、各パワースイッチング素子に対するスイッチング制御により、モータの各相に印加される電圧を制御することで、モータの各相に供給する電力を所望に制御するものが周知である（特許文献１、２）。
ところで、一般に、モータに供給する電力が大きくなるほど、換言すればインバータの出力電力が大きくなるほど、パワースイッチング素子で生じる電力損失が増大し、パワースイッチング素子の発熱量の増大を招く傾向がある。そして、この発熱量が過大となると、パワースイッチング素子の耐熱温度の上限まで上昇することにもなりかねない。
そこで従来は、インバータの出力電力が最大電力付近となってもパワースイッチング素子の発熱量が耐熱温度の上限を超えないように、各パワースイッチング素子を大型化していた。これにより、パワースイッチング素子の発熱量を低減することができ、ひいては、モータの駆動に際して、インバータの信頼性を維持することができる。
このように、従来のインバータの制御装置では、発熱量の抑制と回路規模の低減とが互いにトレードオフの関係となっていた。
なお、上記インバータの制御装置に限らず、導通制御端子への電圧の印加により導通状態が制御される電圧駆動形のパワースイッチング素子を備える電力変換回路にあっては、発熱量の抑制と回路規模の低減とが互いにトレードオフの関係となるこうした実情も概ね共通したものとなっている。
特開平９−５６１９５号公報 特開２００４−２２２４２０号公報
本発明は、上記解決するためになされたものであり、その目的は、導通制御端子への電圧の印加により導通状態が制御される電圧駆動形のパワースイッチング素子を備える電力変換回路について、その回路規模の増大を抑制しつつも電力損失を低減することのできる電力変換回路の制御装置を提供することにある。
以下、上記課題を解決するための手段及びその作用効果について記載する。
請求項１記載の発明は、導通制御端子への電圧の印加により導通状態が制御される電圧駆動形のパワースイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路により入力電力の変換された出力電力を生成すべく前記パワースイッチング素子のスイッチング制御を行なう制御手段を備える電力変換回路の制御装置において、スイッチング周波数を把握するためのパラメータを取り込む手段と、前記パラメータに基づき、前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数の増大により前記スイッチング損失が大きくなる場合に前記パワースイッチング素子のオン状態とオフ状態との間の前記導通制御端子への印加電圧の電圧差を大きくする印加電圧可変手段とを備えることを特徴とする。
上記構成では、オン状態における印加電圧の絶対値を大きくしたり、オフ状態における印加電圧の絶対値を大きくしたりすることで、オン状態とオフ状態との印加電圧差が大きくなり、スイッチング時のパワースイッチング素子の電力損失（スイッチング損失）を低減することができる。このため、電力変換回路の回路規模を抑制しつつも電力損失を低減することができる。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記印加電圧可変手段は、前記オン状態と前記オフ状態とで印加電圧の符号を逆転させることを特徴とする。
上記構成では、オン状態とオフ状態とで印加電圧の符号が逆転されるために、オン状態とオフ状態との間の印加電圧差を大きくすることができ、スイッチング損失をより好適に低減することができる。
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記パラメータが、前記導通制御端子のオン・オフのタイミングを規定する信号を含むことを特徴とする。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、前記電力変換回路の出力電力が多相回転機に供給されるものであり、前記多相回転機の前記スイッチング周波数を増大させる制御を行なう領域が、前記多相回転機のトルク及び回転速度によって定められており、前記パラメータが、前記電力変換回路の出力電流、前記電力変換回路の出力電圧の少なくとも１つを含むことを特徴とする。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、前記電力変換回路の出力電力が多相回転機に供給されるものであり、前記多相回転機の前記スイッチング周波数を増大させる制御を行なう領域が、前記多相回転機のトルク及び回転速度によって定められており、前記パラメータが、前記回転機に印加する電圧、前記回転機を流れる電流、前記回転機に印加する指令電圧、前記回転機に流す指令電流、前記回転機の出力軸の回転速度及び前記原動機の出力トルクの少なくとも１つを含むことを特徴とする。
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の発明において、前記電力変換回路の出力電力は３相回転機の各相に供給されるものであり、前記３相回転機の前記スイッチング周波数を増大させる制御を行なう領域が、前記３相回転機のトルク及び回転速度によって定められており、前記制御手段は、前記３相の電流がｄｑ軸に変換されたものについての実電流と指令電流との比較に基づき前記スイッチング制御を行うものであり、
前記印加電圧可変手段は、前記パラメータとしてｄ軸及びｑ軸の電流及び電圧の少なくとも一方を用いることを特徴とする。
上記構成では、ｄｑ軸にかかるパラメータを用いることで、任意のタイミングにおけるサンプリング値を用いて電力損失が大きくなるところを把握することができる。
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の発明において、前記印加電圧可変手段は、前記パラメータと印加電圧との関係を定めるマップを備えて構成されてなることを特徴とする。
上記構成では、マップを利用することで、制御装置の演算負荷を低減することができる。
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車に搭載されるインバータの制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に、上記インバータ及びその制御装置の全体構成を示す。
図示されるように、３相回転機であるモータ２の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に並列に接続されたダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点がモータ２のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点がモータ２のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点がモータ２のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。
インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４、スイッチング素子１６，１８、スイッチング素子２０，２２の両端には、コンデンサ４０を介して主電源５０の電圧が印加されている。この主電源５０は、コンデンサ４０の両端に並列接続される一対の直列接続されたスイッチング素子５１，５２を備えている。これら各スイッチング素子５１，５２には、それぞれダイオード５３，５４が並列接続されている。また、スイッチング素子５２の両端には、コイル５５とコンデンサ５６との直列接続体が並列接続されている。更に、コンデンサ５６の両端には、バッテリ５７が並列接続されている。
一方、ＭＧ−ＥＣＵ６０は、モータ２の出力軸の回転角度を検出する位置センサ６２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ６４，６６、コンデンサ４０の両端間の電圧を検出する電圧センサ４２の検出結果を取り込む。そして、ＭＧ−ＥＣＵ６０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、ＭＧ−ＥＣＵ６０は、上記モータ２の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、駆動回路７０を介してスイッチング素子１２〜２２のスイッチング制御を行う。
図２に、ＭＧ−ＥＣＵ６０の行なう処理についてのブロック線図を示す。
図２において、変換部８０は、上記電流センサ６４，６６に基づきＵ相を流れる実電流ｉｕと、Ｖ相を流れる実電流ｉｖと、Ｗ相を流れる実電流ｉｗとを算出し、これをｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、モータ２の回転角度が用いられるために、変換部８０には、位置センサ５２によって検出される回転角度θが入力されている。一方、指令電流生成部８２は、例えばユーザの加速要求や回転角度θ等に応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。この指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での指令値となっている。
補償器８４は、これら指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差と指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差とに基づき、ｄ軸の指令電圧Ｖｄｃとｑ軸の指令電圧Ｖｑｃとを算出する。また、相電圧指令値生成部８６は、指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃに基づき、３相の指令電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ，Ｖｗｃと、コンデンサ４０の両端に印加する指令電圧Ｖｈｃとを生成する。また、パルス生成部８８は、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃ，Ｖｈｃに基づき、スイッチング素子１２〜２２や、スイッチング素子５１，５２を操作する操作信号を生成する。詳しくは、Ｕ相のスイッチング素子１２，１４のそれぞれを操作する各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎと、Ｖ相のスイッチング素子１６，１８のそれぞれを操作する各操作信号ｇｖｐ，ｇｖｎと、Ｗ相のスイッチング素子２０，２２のそれぞれを操作する各操作信号ｇｗｐ，ｇｗｎと、主電源５０のスイッチング素子５１，５２のそれぞれを操作する各操作信号Ｂｐ，Ｂｎとを生成する。これら各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ，Ｂｐ，Ｂｎは、スイッチング素子１２〜２２，５１，５２のオン・オフのタイミングを規定する信号である。
一方、ゲート電圧指令値生成部９０は、補償器８４の出力する指令電圧Ｖｄｃ、Ｖｑｃを取り込み、上記スイッチング素子１２〜２２の各ゲート（導通制御端子）に印加する印加電圧の指令値である指令印加電圧Ｖｇｃを生成する。そして、制御ＩＣ９２は、指令印加電圧Ｖｇｃに応じたＤｕｔｙを有する操作信号Ｄｖを上記駆動回路７０に出力する。
図３に、上記駆動回路７０の回路構成を示す。
図３では、便宜上、先の図１に示したスイッチング素子１２，１４を駆動する部分のみを示している。この駆動回路７０は、スイッチング素子１２，１４の各ゲートに電圧を印加する各ドライバ７１ｐ，７１ｎを備えている。これら各ドライバ７１ｐ，７１ｎは、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎにより駆動される。詳しくは、フォトカプラ７２ｐ，７２ｎ、駆動ＩＣ７３ｐ，７３ｎにより電力変換された上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎにより駆動される。一方、電圧変換回路７４は、スイッチング素子１２，１４に印加する印加電圧を生成するためのものであり、駆動用電源７４ａ及びコンデンサ７４ｂの両端間にトランス７４ｃの一次側コイルが接続されて構成されている。そして、電圧変換回路７４の出力（詳しくはトランス７４ｃの二次側コイルの出力）は、ダイオード７５ｐ，７５ｎを介して、ドライバ７１ｐ，７１ｎのそれぞれと並列接続されたコンデンサ７６ｐ，７６ｎの両端に印加される。
こうした構成によれば、先の図２に示した制御ＩＣ９２から出力される操作信号ＤｖのＤｕｔｙに応じて電圧変換回路７４の出力が制御される。このため、上記Ｄｕｔｙによって、ドライバ７１ｐ，７１ｎから出力される電圧を制御することができ、ひいては、スイッチング素子１２，１４に印加される電圧を制御することができる。
なお、先の図１に示した駆動回路７０は、各相のスイッチング素子１６，１８や、スイッチング素子２０，２２毎に、図３に示した各回路を備えており、これら各回路は、ＭＧ−ＥＣＵ６０から出力される上記操作信号Ｄｖにより操作される。また、駆動回路７０は、上記操作信号Ｂｐ，Ｂｎを電力変換してスイッチング素子５１，５２の各ゲートに印加する回路を更に備えている。
図３に示す回路を用いることで、各スイッチング素子１２〜２２の各ゲートに印加する電圧を可変設定することができる。ここで、ゲート電圧の可変設定について詳述する。
インバータ１０の回路規模を小型化する際には、各スイッチング素子１２〜２２の発熱が問題となる。この発熱は、各スイッチング素子１２〜２２における電力損失を主因として生じる。そして、この電力損失は、各スイッチング素子１２〜２２がオン状態であるときにコレクタからエミッタへと出力される電力の損失（導通損失）と、スイッチング操作に際して生じる電力の損失（スイッチング損失）とに大別される。
図４（ａ）に、各スイッチング素子１２〜２２のオン状態及びオフ状態におけるコレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅを示し、図４（ｂ）に、コレクタに流入する電流ｉｃを示し、図４（ｃ）に、これら電圧Ｖｃｅと電流ｉｃとの積によって定義される電気エネルギの損失を示す。
これら損失を低減するためには、スイッチング素子１２〜２２をオン状態に維持する際の印加電圧を大きくすることが有効である。これにより、図５に示すように、コレクタ及びエミッタ間の電圧が低下するために、導通損失が低下する。図５では、閾値電圧が「５．８Ｖ」であるＩＧＢＴを用いて、ゲート印加電圧（ゲート及びエミッタ間の電圧）を「５〜２０Ｖ」に変化させたときのコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅを示している。この例では、コレクタ電流ｉｃを「４００Ａ」としたときに、ゲート印加電圧を「１５Ｖ」から「２０Ｖ」に増大させることで、コレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅは、「０．４Ｖ」低減されている。そして、電圧Ｖｃｅを低減することができれば、導通損失「Ｖｃｅ」も低減される。
更に、スイッチング素子１２〜２２がオン状態であるときの印加電圧を増大させることで、オン状態とオフ状態との間でゲートに印加される電圧差が増大する。そして、この電圧差の増大により、スイッチング損失が低減する。これは、次の理由による。
図６に、先の図３に一点鎖線にて囲った回路についてのオン状態からオフ状態への移行直後の等価回路を示す。この回路は、コンデンサＣｉｓｓと抵抗Ｒとが直列接続された閉ループ回路である。ここで、コンデンサＣｉｓｓの両電極は、スイッチング素子１４のゲート及びエミッタと対応している。この場合、コンデンサＣｉｓｓの両電極間の電圧差Ｖｃｉｓｓは、その初期値Ｖｉを用いて以下の式で表現される。
Ｖｃｉｓｓ（ｔ）＝Ｖｉ×ｅｘｐ｛−ｔ／（Ｒ×Ｃｉｓｓ）｝
ここで、初期値Ｖｉは、オン状態とオフ状態との間の電圧差となる。このため、この電圧差が大きいほど、ゲート及びエミッタ間の電圧の低下速度が上昇する。これにより、先の図４（ｃ）に示したスイッチング損失も、上記電圧差が増大するほど減少することとなる。
以上から、スイッチング素子１２〜２２がオン状態であるときの印加電圧を増大させることで、これらスイッチング素子１２〜２２の損失を低減することができることがわかる。ただし、印加電圧を増大させると、スイッチング素子１２〜２２の劣化が促進される懸念がある。
そこで、本実施形態では、インバータ１０の発熱量が多いほど、印加電圧を増大させる。これにより、インバータ１０の発熱量の増大の抑制と、スイッチング素子１２〜２２の劣化の抑制との両立を図る。
ここで、本実施形態の狙いとするところは、インバータ１０の温度上昇（スイッチング素子１２〜２２）の温度上昇を抑制することにある。このため、所定時間当たりの発熱量を問題とする。これは、同一時間当たりの発熱量が大きいほどインバータ１０の温度上昇も大きくなると考えられるからである。
この所定時間当たりの発熱量が大きいところを先の図４に示した各１回のスイッチング操作における損失によって把握することは極めて困難である。これは、インバータ１０から出力される電力が交流であることに鑑みれば、各１回のスイッチング操作における損失の大きさは時々刻々と変化するものであること等による。この所定時間当たりの発熱量が大きいところは、換言すれば、インバータ１０の電力損失が大きいところは、一般的には、インバータ１０の出力が大きいところとなる。
図７（ａ）に、インバータ１０の出力とインバータ１０の効率（入力電力と出力電力との比）との関係を模式的に示す。一般に、インバータ１０は、スイッチング素子１２〜２２の非線形性等のために、インバータ１０の出力が大きいほど電力変換効率が高くなる。しかし、図７（ｂ）に模式的に示すように、一般的には、インバータ１０の電力損失は、インバータ１０の出力が大きくなるほど大きくなる（ただし、スイッチング周波数一定が前提となる）。
したがって、インバータ１０の電力損失を問題とする場合、一般的には、インバータ１０の入力電力や出力電力（出力電力が大きいほど入力電力が大きくなるため）が大きいときを問題とすることとなる。このため、本実施形態では、インバータ１０の出力電力が大きいときほど、ゲート印加電圧を大きくする。詳しくは、インバータ１０の出力電力が所定以上となるときに、ゲート印加電圧を大きくする。
以下、図８を用いて、本実施形態においてゲート印加電圧を増大させる領域について説明する。
図８は、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２のスイッチング制御の態様を示すものである。図示されるように、モータ２の出力トルクと回転速度によって定義される領域のうち、回転速度が所定以下である領域では周知の正弦波ＰＷＭを用いたスイッチング制御がなされる。このＰＷＭ制御は、ＰＷＭ制御を用いてモータ２の各相に正弦波形状の電圧を印加する制御である。これに対し、回転速度が所定以上となると、過変調ＰＷＭ制御を経て、矩形波弱め界磁制御がなされる。この矩形波制御は、モータ２の各相に矩形波形状の電圧を印加するものである。なお、これら制御については、例えば「日経ものづくり ２００４、８月号」に記載されている。
本実施形態では、図８に網掛けをして示す領域において印加電圧を増大させている。すなわち、回転速度が最大となる領域から、トルクが最大であって回転速度の最大側の領域までの領域において、印加電圧が増大されている。これは、この領域がインバータ１０の出力が最大となる領域であることによる。
すなわち、モータ２の出力は「トルク×回転速度」と定義できるため、モータ２の出力は、トルクが大きいほど、また回転速度が大きいほど大きくなる。このため、トルク及び回転速度が最大となる領域において、モータ２の出力は最大となる。一方、モータ２の入力電力、すなわちインバータ１０の出力電力は、「モータ２の出力＋モータ２内の銅損＋モータ２内の鉄損＋機械損失」である。このため、モータ２の出力が大きいほど、インバータ１０の出力電力も大きくなる傾向にある。更に、モータ２の回転速度が大きくなればなるほど、モータ２の逆起電力が増大するために、回転速度が最大となる領域においても、インバータ１０の出力が増大する。
図９に、矩形波制御において、スイッチング周波数が「１．２５ｋＨｚ」であって且つモータ２を流れる電流が「１９０Ａｒｍｓ」であるときについて、オン状態における印加電圧の増大による電力損失の低減効果を示す。図９では、印加電圧を「１５Ｖ」としたときと「２０Ｖ」としたときとの電力損失を比較して示した。
ちなみに、先の図８においては、モータ２の出力が最低レベルの領域も、印加電圧を増大させる領域として定義されている。これは、本実施形態では、モータ２の低出力領域においてスイッチング周波数を増大させる制御を行っていることによる。このように、スイッチング周波数が高くなると、スイッチング損失が増大することから、インバータ１０の電力損失が大きくなる。このため、本実施形態では、モータ２の低出力領域においても印加電圧を増大させる。
なお、図８に示す印加電圧の増大領域は、上記指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃに基づき、ゲート電圧指令値生成部９０によって把握される。すなわち、先の図２に示すように、ゲート電圧指令値生成部９０は、指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃと指令印加電圧Ｖｇｃとの関係を示したマップＭを備えて構成されており、これによりゲート印加電圧を可変設定する。
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
（１）インバータ１０の電力損失が所定以上となるとき、オン状態におけるゲート印加電圧を大きくした。これにより、各スイッチング素子１２〜２２の導通損失とスイッチング損失とを低減することができる。このため、インバータ１０の回路規模を抑制しつつも電力損失を低減することができる
（２）指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃと指令印加電圧Ｖｇｃとの関係を定めるマップを備えることで、ＭＧ−ＥＣＵ６０の演算負荷を低減することができる。
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、オン状態とオフ状態とで、パワースイッチング素子１２〜２２のそれぞれのゲートに印加する電圧の符号を逆転させる。
図１０に、本実施形態における上記駆動回路７０の構成を示す。図１０では、便宜上、スイッチング素子１４を駆動する回路部分のみを示している。また、図１０では、先の図３に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
図示されるように、ドライバ７１ｎの両端子と並列に、正電源用コンデンサ７６ｐと負電源用コンデンサ７６ｎとの直列接続体が接続されている。また、電圧変換回路７４のトランス７４ｄは、２つの２次側コイルの直列接続体を備えており、これらの接続点は、正電源用コンデンサ７６ｐ及び負電源用コンデンサ７６ｎの接続点と、フォトカプラ７２ｎの低電位側の端子と、スイッチング素子１４のエミッタと接続されている。そして、上記２次側コイルの高電位側の出力は、ダイオード７７ｐを介して正電源用コンデンサ７６ｐの高電位側の端子に印加される。また、２次側コイルの低電位側は、負電源用コンデンサ７６ｎの低電位側からの出力がダイオード７７ｎを介して印加される。
こうした構成によれば、オン状態においてはゲート印加電圧（エミッタ及びゲート間電圧）を正電圧として且つ、オフ状態においてはゲート印加電圧を負電圧とすることができる。また、１次側コイルと各２次側コイルとの巻き数比を調整することで、オン状態及びオフ状態における印加電圧の絶対値の比を調整することができる。
図１１に、先の図１０に一点鎖線で囲った回路について、オン状態からオフ状態への切り替え直後の等価回路を示す。
この回路は、コンデンサＣｉｓｓと抵抗Ｒと電圧「−Ｖｎ」の負電源とが直列接続された閉ループ回路である。ここで、コンデンサＣｉｓｓの両電極は、スイッチング素子１４のゲート及びエミッタと対応している。この場合、コンデンサＣｉｓｓの両電極間の電圧差Ｖｃｉｓｓは、その初期値Ｖｉを用いて以下の式で表現される。
Ｖｃｉｓｓ（ｔ）＝−Ｖｎ＋Ｖｉ×ｅｘｐ｛−ｔ／（Ｒ×Ｃｉｓｓ）｝
ここで、初期値Ｖｉは、オン状態とオフ状態との間の電圧差となる。このため、この電圧差が大きいほど、ゲート及びエミッタ間の電圧の低下速度が上昇する。そして、本実施形態では、オン状態とオフ状態とで印加電圧の符号が反転するために、初期値Ｖｉを大きくすることが可能となる。
図１２に、オン状態からオフ状態への切り替えの前後の印加電圧を「１５Ｖ」と「０Ｖ」とする場合と、「１５Ｖ」と「−１５Ｖ」とする場合とについて、先の図６及び図１１に示した等価回路を用いて算出される印加電圧の減少速度を示す。図示されるように、「１５Ｖ」から「−１５Ｖ」へと切り替える方が、電圧の低下速度が上昇するため、高速スイッチングが可能である。
図１３に、ゲート印加電圧が「１５Ｖ」から「６Ｖ」まで低下する時間（放電時間）と、オフ状態の印加電圧との関係を示す。図示されるように、オフ状態における印加電圧の絶対値を増大させることで、換言すればオン状態とオフ状態との間の印加電圧差を増大させることで、電圧の減少速度が上昇する。
以上から、本実施形態では、オン状態とオフ状態とで印加電圧の符号を反転させることで、オフ状態への移行時間が短縮され、ひいては、スイッチング損失を好適に低減することができる。
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）及び（２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
（３）オン状態とオフ状態とで印加電圧の符号を逆転することで、オン状態とオフ状態との間の印加電圧差を大きくすることができ、スイッチング損失をより好適に低減することができる。
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、インバータ１０の電力損失が大きいときに、その要因に応じてゲート印加電圧の可変制御を行なう。
図１４に、本実施形態における上記駆動回路７０の構成を示す。図１４では、便宜上、スイッチング素子１４を駆動する回路部分のみを示している。また、図１４では、先の図１０に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
本実施形態では、正の印加電圧を生成するための電圧変換回路７８と、負の印加電圧を生成するための電圧変換回路７９とを備える。そして、電圧変換回路７８の２次側コイルの両端は正電源用コンデンサ７６ｐの両端と接続され、電圧変換回路７９の２次側コイルの両端は負電源用コンデンサ７６ｎの両端と接続されている。そして、電圧変換回路７８を駆動する操作信号Ｄｖ１と、電圧変換回路７９を駆動する操作信号Ｄｖ２とが各別に与えられる。ちなみに、先の図１及び図２においては、操作信号Ｄｖのみしか記載されていないが、本実施形態では、図１及び図２の操作信号Ｄｖに代えて、２つの操作信号Ｄｖ１，Ｄｖ２を用いる構成とする。
こうした構成において、本実施形態では、電力損失が導通損失によるものかスイッチング損失によるものかに応じて、オン状態とオフ状態とにおける印加電圧の絶対値の比を可変とする。具体的には、図１５に示すように、印加電圧の増大領域以外では、オン状態の印加電圧を「１５Ｖ」とし、オフ状態の印加電圧を「−１５Ｖ」とする。また、増大領域のうち、モータ２の高出力領域にあっては、導通損失が支配的と考えられるため、オン状態の印加電圧を「２０Ｖ」とし、オフ状態の印加電圧を「−１５Ｖ」とする。また、増大領域のうち、モータ２の低出力領域では、スイッチング損失が支配的であるため、オン状態の印加電圧を「１５Ｖ」とし、オフ状態の印加電圧を「−２０Ｖ」とする。
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果や、先の第２の実施形態の上記（３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
（４）スイッチング素子１２〜２２の導通損失が大きいときにオン状態における印加電圧を増大し、スイッチング素子１２〜２２のスイッチング損失が大きいときにオン状態とオフ状態との間の印加電圧の電圧差を大きくした。これにより、電力損失が大きくなるとき、その要因が導通損失であるのか、スイッチング損失であるのかに応じて、印加電圧をより適切に可変制御することができる。
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、ゲート印加電圧を、モータ２を流れる電流と回転速度とに基づいて可変設定する。図１６に、本実施形態にかかるＭＧ−ＥＣＵ６０の行なう処理についてのブロック線図を示す。なお、図１６において、先の図２に示したブロックと同様の機能を有するものについては、便宜上同一の符号を付している。
図示されるように、ゲート電圧指令値生成部９０は、実電流ｉｕ，ｉｖと、モータ２の回転角度θとを取り込む。ここで、実電流ｉｕ，ｉｖはモータ２のトルクと相関を有するパラメータである。一方、モータ２の回転角度θから、モータ２の回転速度を算出することができる。このため、本実施形態では、ゲート電圧指令値生成部９０が、先の図８に示したマップを備えて且つ、実電流ｉｕ，ｉｖから算出されるトルクと、回転角度θから算出される回転速度とに基づき、印加電圧を可変設定する。
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）及び（２）の効果に準じた効果を得ることができる。
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃと、スイッチング素子１２〜２２の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐとに基づき、インバータ１０の電力損失が高くなる領域を把握し、これに基づき印加電圧の可変設定を行なう。図１７に、本実施形態にかかるＭＧ−ＥＣＵ６０の行なう処理についてのブロック線図を示す。なお、図１７において、先の図２に示したブロックと同様の機能を有するものについては、便宜上同一の符号を付している。
図示されるように、ゲート電圧指令値生成部９０は、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃと、操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐとを取り込む。そして、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃからモータ２の線間電圧が算出できるため、これに基づきモータ２を流れる電流を把握し、ひいては、各スイッチング素子１２〜２２を流れる電流を把握する。また、操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐに基づきスイッチング周波数を把握する。
そして、インバータ１０の電力損失（正確にはスイッチング素子１２〜２２の電力損失）を、以下の態様にて算出する。
ａ．単位時間当たりの導通損失…各スイッチング素子１２〜２２を流れる電流に応じて算出される各１回のスイッチングにおける導通損失についての単位時間当たりの時間積分値として算出される。また、これに代えて、単位時間当たりの平均的な導通損失にスイッチング周波数を乗算することで算出してもよい。これは例えば、各相の所定周期の電流平均値に各相のスイッチング周波数を乗算したものについての３相の平均値として算出することができる。
ｂ．単位時間当たりのスイッチング損失…各スイッチング素子１２〜２２を流れる電流に応じて算出される各１回のスイッチングにおけるスイッチング損失についての単位時間当たりの時間積分値として算出される。また、これに代えて、スイッチング周波数と、各スイッチング素子１２〜２２を流れる電流の平均値とに基づき算出してもよい。更に、これに代えて、スイッチング周波数を簡易的にスイッチング損失を示すパラメータとしてもよい。
上記態様にて算出される単位時間当たりの導通損失とスイッチング損失とに基づき、ゲート電圧指令値生成部９０により、電力損失が把握される。そして、これにより、印加電圧が可変設定される。
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）の効果を得ることができる。
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
・先の第４の実施形態では、回転角度θとから算出される回転速度と実電流ｉｕ，ｉｖとに基づき指令印加電圧Ｖｇｃを算出したがこれに限らない。例えば実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれか１つと回転速度とに基づいて指令印加電圧Ｖｇｃを設定してもよい。ただし、この場合、上記いずれか１つの実電流は、略正弦波形状となるため、その大きさが時々刻々変化する。このため、時系列に沿ったサンプリング値の平均値を用いてモータ２のトルクを把握するようにする。
・第５の実施形態において、スイッチング周波数を把握するためのパラメータとしては、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐに限らず、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎであってもよい。また、これら６つの操作信号のうちの任意の１つであってもよい。
・電力損失の算出態様としては、先の第５の実施形態に例示したものに限らない。例えば、電流センサ６４，６６のいずれか一方の検出値と、電圧センサ４２の検出値との積に基づき算出してもよい。すなわち、インバータ１０の両端間に印加される電圧（コンデンサ４０の両端間電圧）とモータ２を流れる電流との積は、インバータ１０の出力電力となるため、これに基づき電力損失を算出することができる。また、電力損失を算出する代わりに、上記２つの値と印加電圧値との関係を示すマップを備えて、上記２つの値から印加電圧を直接設定するようにしてもよい。
また、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれか１つと、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃのうちの上記いずれか１つと対応するものとに基づいて、電力損失を把握してもよい。すなわち、これらの積は特定の相についての瞬間的な電力（電力の時間微分値）となるため、これらの所定時間当たりの積分により特定の相についての電力を算出することができる。そして、各相の対称性により、例えば算出された電力の３倍をインバータ１０の電力とすることができる。そして、少なくともインバータ１０の出力電力が大きいところを、電力損失が大きいところとすることができる。
・第５の実施形態にかかる駆動回路７０を、先の図１０に示したものや、先の図１４に示したものとしてもよい。特に、第５の実施形態においても、インバータ１０の電力損失について、それが導通損失によるものかスイッチング損失によりものかを把握することができるため、図１４の構成を有することは特に有効である。
・駆動回路７０としては、先の図３、図１０、図１４において例示したものに限らない。例えば電圧変換回路としてチャージポンプやブーストラップを備えるものであってもよい。
・印加電圧を可変設定する際に用いるパラメータとしては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば先の図２示した補償器８４の入力であってもよい。換言すれば、実電流ｉｄと指令電流ｉｄｃとの差と、実電流ｉｑと指令電流ｉｑｃとの差とであってもよい。要は、スイッチング制御を行う際に用いるパラメータに基づき、印加電圧を可変設定するものであればよい。すなわち、スイッチング制御を行う際に用いるパラメータによれば、インバータ１０の出力電力や、モータ２の出力電力、更には、インバータ１０の電力損失そのもの等を把握することができるため、これらに基づき印加電圧を可変設定することができる。
・スイッチング制御手法としては、先の図８で例示したものに限らない。例えば、所定の回転速度領域まではＰＷＭ制御を行い、回転速度が所定以上である領域においては瞬時電流値制御を行なうものであってもよい。また、ｄｑ変換を行なうものにも限らない。
・導通制御端子への電圧の印加により導通状態が制御される電圧制御形のパワースイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らない。例えばＭＯＳトランジスタであってもよい。特に、電圧制御形の半導体デバイスにあっては、オン状態における印加電圧（導通端子の電圧を基準とした導通制御端子に印加される電圧）の絶対値を大きくするほど導通損失が増大する傾向等、ＩＧＢＴと同一の傾向を有するために本発明の適用が有効である。
・パワースイッチング素子としては、導通制御端子に論理「Ｈ」の電圧を印加することでオン状態となるものに限らない。例えばＰチャネルＭＯＳトランジスタのように、論理「Ｌ」の電圧を印加することでオン状態となるものであってもよい。この場合であっても、ソース（導通端子）の電圧に対するゲート（導通制御端子）の電圧の差（この場合、負の値）の絶対値を大きくすることで導通損失を低減すること等ができる。
・電力変換回路としては、インバータ１０に限らない。例えばモータ２に供給する高圧電力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らない。例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
第１の実施形態におけるインバータ及びその制御装置の構成を示す図。 同実施形態にかかるスイッチング制御の機能ブロック図。 同実施形態の駆動回路の回路構成を示す回路図。 各１回のスイッチングによる損失を示すタイムチャート。 オン状態におけるゲート印加電圧とコレクタ及びエミッタ間の電圧との関係を示す図。 スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えた直後の等価回路図。 インバータの出力と効率、電力損失との関係を示す図。 上記実施形態にかかるスイッチング制御の態様を示す図。 ゲート印加電圧の増大による導通損失の低減効果を示す図。 第２の実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えた直後の等価回路図。 印加電圧とスイッチングの高速化との関係を示す図。 印加電圧とスイッチングの高速化との関係を示す図。 第３の実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる印加電圧の可変設定の態様を示す図。 第４の実施形態にかかるスイッチング制御の機能ブロック図。 第５の実施形態にかかるスイッチング制御の機能ブロック図。
符号の説明
２…モータ、１０…インバータ、１２〜２２…スイッチング素子、６０…ＥＣＵ、７０…駆動回路。

Claims (7)

  1. 導通制御端子への電圧の印加により導通状態が制御される電圧駆動形のパワースイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路により入力電力の変換された出力電力を生成すべく前記パワースイッチング素子のスイッチング制御を行なう制御手段を備える電力変換回路の制御装置において、
    スイッチング周波数を把握するためのパラメータを取り込む手段と、
    前記パラメータに基づき、前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数の増大により前記スイッチング損失が大きくなる場合に前記パワースイッチング素子のオン状態とオフ状態との間の前記導通制御端子への印加電圧の電圧差を大きくする印加電圧可変手段とを備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  2. 前記印加電圧可変手段は、前記オン状態と前記オフ状態とで印加電圧の符号を逆転させることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
  3. 前記パラメータが、前記導通制御端子のオン・オフのタイミングを規定する信号を含むことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換回路の制御装置。
  4. 前記電力変換回路の出力電力が多相回転機に供給されるものであり、
    前記多相回転機の前記スイッチング周波数を増大させる制御を行なう領域が、前記多相回転機のトルク及び回転速度によって定められており、
    前記パラメータが、前記電力変換回路の出力電流、前記電力変換回路の出力電圧の少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換回路の制御装置。
  5. 前記電力変換回路の出力電力が多相回転機に供給されるものであり、
    前記多相回転機の前記スイッチング周波数を増大させる制御を行なう領域が、前記多相回転機のトルク及び回転速度によって定められており、
    前記パラメータが、前記回転機に印加する電圧、前記回転機を流れる電流、前記回転機に印加する指令電圧、前記回転機に流す指令電流、前記回転機の出力軸の回転速度及び前記原動機の出力トルクの少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換回路の制御装置。
  6. 前記電力変換回路の出力電力は３相回転機の各相に供給されるものであり、
    前記３相回転機の前記スイッチング周波数を増大させる制御を行なう領域が、前記３相回転機のトルク及び回転速度によって定められており、
    前記制御手段は、前記３相の電流がｄｑ軸に変換されたものについての実電流と指令電流との比較に基づき前記スイッチング制御を行うものであり、
    前記印加電圧可変手段は、前記パラメータとしてｄ軸及びｑ軸の電流及び電圧の少なくとも一方を用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換回路の制御装置。
  7. 前記印加電圧可変手段は、前記パラメータと印加電圧との関係を定めるマップを備えて構成されてなることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換回路の制御装置。
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